JP4839794B2

JP4839794B2 - 交流直接変換器のｐｗｍパルス発生装置

Info

Publication number: JP4839794B2
Application number: JP2005336453A
Authority: JP
Inventors: 英樹大口; 康寛玉井
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2005-11-22
Filing date: 2005-11-22
Publication date: 2011-12-21
Anticipated expiration: 2025-11-22
Also published as: JP2007143349A

Description

本発明は、多相交流電圧を任意の周波数及び大きさを有する多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流直接変換器において、変換器の双方向スイッチに与えられるＰＷＭ信号指令値（以下、単に指令値ともいう）のパルス幅が非常に短い場合に前記双方向スイッチを過電圧から保護するための技術に関するものである。

図４は、この種の交流直接変換器の一例であるマトリクスコンバータ１００の主回路構成を示している。図４において、Ｒ，Ｓ，Ｔは三相交流電源側の入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流電動機等の負荷側の出力端子であり、これらの入出力端子間には９個の双方向スイッチＳが接続されている。
なお、図４では双方向スイッチＳを等価的に示してあり、通常は２個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を組み合わせて双方向スイッチＳが構成されている。例えば、ＩＧＢＴを用いる場合、一般にＩＧＢＴは逆耐圧を有しないため、ＩＧＢＴとダイオードとの逆並列回路を２個直列に接続してＩＧＢＴに逆耐圧を持たせている。また、半導体スイッチング素子自体が逆耐圧を有する場合には、これらの素子を２個逆並列に接続して双方向スイッチＳを構成することも可能である。

周知のように、マトリクスコンバータは、電解コンデンサ等の大型のエネルギーバッファを介さずに多相交流電圧を所望の多相交流電圧に直接変換可能な電力変換器であり、長寿命、省スペース、電力回生可能であると共に、入力電流を制御できるため入力電流の高調波を抑制できる等の特徴がある。

図５は、マトリクスコンバータの出力側一相分の等価回路を示している。
ここでは、三相入力電圧のうち最大電圧相の電圧をｖ_ｍａｘ、中間電圧相の電圧をｖ_ｍｉｄ、最小電圧相の電圧をｖ_ｍｉｎにて表してあり、例えば、図４におけるＲ相，Ｓ相，Ｔ相の電圧の大小関係がＲ相電圧＞Ｔ相電圧＞Ｓ相電圧であれば、ｖ_ｍａｘはＲ相電圧、ｖ_ｍｉｄはＴ相電圧、ｖ_ｍｉｎはＳ相電圧となる。

図５において、Ｓ_１は最大電圧相に接続される双方向スイッチ、Ｓ_２は中間電圧相に接続される双方向スイッチ、Ｓ_３は最小電圧相に接続される双方向スイッチである。各双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３は、コレクタ同士が直列に接続された２個のＩＧＢＴと、これらのＩＧＢＴにそれぞれ逆並列に接続されたダイオード（環流ダイオード）から構成されており、Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３ＢはＩＧＢＴ、Ｄ_１Ａ，Ｄ_１Ｂ，Ｄ_２Ａ，Ｄ_２Ｂ，Ｄ_３Ａ，Ｄ_３Ｂはダイオードである。
なお、電源から負荷へ電流が流れるＩＧＢＴには添字Ａを付し、負荷から電源へ電流が流れるＩＧＢＴには添字Ｂを付してある。

図５のマトリクスコンバータでは、入力端子と出力端子とを複数の双方向スイッチＳを介して直接接続し、各双方向スイッチＳに対する指令値から生成した駆動パルス（ＰＷＭパルス）により各ＩＧＢＴをスイッチングして出力端子にｖ_ｍａｘ，ｖ_ｍｉｄ，ｖ_ｍｉｎの何れかを発生させることで任意の周波数及び大きさの出力電圧を得ている。すなわち、双方向スイッチＳのスイッチングにより、出力端子に現れる入力電圧を切り替えて所望の電圧を出力させている。

図６は、双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３に対する指令値及び出力電圧指令値の一例を示す図である。但し、双方向スイッチＳ_１の指令値をＳ_１ ^＊、同Ｓ_２の指令値をＳ_２ ^＊、同Ｓ_３の指令値をＳ_３ ^＊とし、Ｕ相出力電圧指令値をｖ_ｕ ^＊とする。

さて、図６におけるｖ_ｍａｘからｖ_ｍｉｄや、ｖ_ｍｉｄからｖ_ｍｉｎへの切替動作を、一般に転流という。例えば、ｖ_ｍａｘからｖ_ｍｉｄへ転流を行う場合には、図５における双方向スイッチＳ_１の２個のＩＧＢＴＳ_１Ａ，Ｓ_１Ｂと双方向スイッチＳ_２の２個のＩＧＢＴＳ_２Ａ，Ｓ_２Ｂとを同時に切り替える、すなわち、双方向スイッチＳ_１をオフすると同時に双方向スイッチＳ_２をオンする。

この場合、双方向スイッチＳ_１をオフするタイミングが遅れ、双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２のＩＧＢＴが同時にオンする期間が生じると、ＩＧＢＴＳ_１Ａ，Ｓ_２Ｂを介して電源が短絡されるため、これらのＩＧＢＴに過電流が流れる。一方、双方向スイッチＳ_２をオンするタイミングが遅れ、双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２のＩＧＢＴが同時にオフする期間が生じると、出力電流の連続性が保たれなくなる結果、ＩＧＢＴに負荷のエネルギーが放出されて過電圧が印加されることになる。
上記の何れのケースにおいても、最悪の場合には双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２を破壊させるおそれがある。

そこで、電源の短絡や負荷端の開放を回避するために、各スイッチング素子をオンオフするタイミングを制御する転流方法が知られている。以下に、この種の転流のうち一般的に用いられる４ステップ転流について説明する。但し、ここでは電源電圧の状態に応じて転流を行う電圧転流について説明することとし、負荷電流の状態に応じて転流を行う電流転流については割愛する。

いま、ｖ_ｍａｘからｖ_ｍｉｄへ転流を行う場合、電圧転流では、負荷電流の極性に依存せずに転流を行うので、負荷電流の連続性を保つために、まずＩＧＢＴＳ_２Ａをオンする。次に、電源の短絡を防止するために、ＩＧＢＴＳ_１Ａをオフする。このとき、負荷電流が正であれば電流はダイオードＤ_２ＢとＩＧＢＴＳ_２Ａとを流れ、負であればダイオードＤ_１ＡとＩＧＢＴＳ_１Ｂを流れる。なお、図５における負荷電流ｉ_ｌｏａｄの矢印方向を正方向とする。
次いで、ＩＧＢＴＳ_２Ｂをオンする。このとき負荷電流が負であれば、電流はダイオードＤ_２ＡとＩＧＢＴスイッチＳ_２Ｂとを流れる。最後にＩＧＢＴＳ_１Ｂをオフすることで、転流動作が完了する。すなわち、ＩＧＢＴをオンオフする順序は、
（１）Ｓ_２Ａオン
（２）Ｓ_１Ａオフ
（３）Ｓ_２Ｂオン
（４）Ｓ_１Ｂオフ
となる。

図７は、これらのＩＧＢＴのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。指令値がＳ_１ ^＊からＳ_２ ^＊へ切り替わると転流が開始され、上記（１）から（２）、（２）から（３）、（３）から（４）へ、期間Ｔ_１を経てそれぞれのＩＧＢＴのオンオフが切り替わる。但し、すべての切替期間を図のＴ_１のように等しくする必要はない。

次に、図８は、中間電圧相の指令値Ｓ_２ ^＊のパルス幅Ｔ_ａが上記期間Ｔ_１より短いときの、各ＩＧＢＴのオンオフ状態を示すタイミングチャートと、正または負の負荷電流ｉ_ｌｏａｄが流れるＩＧＢＴを上記タイミングチャートに対応させて示したものである。
図８より、指令値Ｓ_２ ^＊のパルス幅Ｔ_ａが期間Ｔ_１より短くなると、負荷電流が正のときにはＩＧＢＴＳ_２Ａに、負荷電流が負のときはＩＧＢＴＳ_２Ｂに、それぞれ短時間だけ電流が流れる。すなわち、図５から明らかなように、これらのＩＧＢＴＳ_２Ａ，Ｓ_２Ｂと直列に接続されているダイオードＤ_２Ｂ，Ｄ_２Ａ（ＩＧＢＴＳ_２Ｂの環流ダイオードＤ_２Ｂ及びＩＧＢＴＳ_２Ａの環流ダイオードＤ_２Ａ）にも短時間だけ電流が流れることになる。

ところが、非特許文献１に示されるように、環流ダイオードを短時間だけオンすると、これに逆並列接続されたスイッチング素子が破壊に至る場合がある。
すなわち、ダイオードはスイッチング素子の状態に応じて、
ａ）オフ状態
ｂ）順回復（過渡オン状態）
ｃ）定常オン状態
ｄ）逆回復
ｅ）オフ状態
を繰り返す。

ダイオードに電流が短時間流れると、ダイオードが順回復（過渡オン状態）から定常オン状態を経由せずに、直ちに逆回復動作に入る。順回復から直ちに逆回復すると、逆回復時のスパイク電圧のピーク値が高くなり、この電圧がスイッチング素子の両端に印加されてスイッチング素子を破壊するに至る。
上記の現象は、最大電圧相や最小電圧相の指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_３ ^＊のパルス幅が短くなった場合にも同様であり、ダイオードが順回復（過渡オン状態）から直ちに逆回復動作に入る際のスパイク電圧によってスイッチング素子の破壊を招く。

一方、特許文献１には、中間電圧相の指令値のパルス幅が短くなった場合に、電源の短絡や負荷端の開放を防止できる転流方法が開示されている。
すなわち、この従来技術は、中間電圧相の指令値のパルス幅が短く、最大電圧相の電圧ｖ_ｍａｘと中間電圧相の電圧ｖ_ｍｉｄとがほぼ等しい場合には、中間電圧相の指令値を最大電圧相の指令値に加算し、最小電圧相の電圧ｖ_ｍｉｎと中間電圧相の電圧ｖ_ｍｉｄとがほぼ等しい場合には、中間電圧相の指令値を最小電圧相の指令値に加算することにより、中間電圧相の指令値を最大電圧相または最小電圧相に振り分けるものである。このため、中間電圧相の指令値のパルス幅が短い場合でも、中間電圧相のダイオード（環流ダイオードモードで動作するスイッチング素子）に電流が短時間流れるのを回避することができ、前記ダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子がスパイク電圧によって破壊されるのを防止することが可能である。

長畦文男，田上三郎，桐畑文明，「過渡オン状態からダイオードの逆回復現象の解析」，富士時報，Vol.74，No.2，2001年特開２００４−３６４４７７号公報（請求項３、段落［００３７］〜［００４４］、図５等）

前述したように、特許文献１に記載された従来技術によれば、中間電圧相の指令値のパルス幅が短くなったとしても、逆回復時の高いスパイク電圧を発生させずにスイッチング素子を保護することが一応可能である。
しかしながら、特許文献１には最大電圧相や最小電圧相の指令値のパルス幅が短い場合の対策については開示されておらず、これらの場合にはそれぞれの相のダイオード（環流ダイオードモードで動作するスイッチング素子）が順回復から直ちに逆回復するため高いスパイク電圧が発生することになり、スイッチング素子の破壊を防止できないという問題があった。

そこで本発明の解決課題は、双方向スイッチに対する指令値のパルス幅が短くなった場合に、ダイオードが順回復から直ちに逆回復するのを回避してピーク値の大きいスパイク電圧が発生するのを防ぎ、スイッチング素子の過電圧破壊を防止するようにしたＰＷＭパルス発生装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、多相交流電圧を任意の周波数及び大きさの多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器を対象として、前記変換器を構成する複数の双方向スイッチに対するＰＷＭ信号指令値をそれぞれ生成するＰＷＭパルス発生装置において、
ＰＷＭ信号指令値の立ち上がりを検出する立ち上がり検出手段と、
この検出手段によりＰＷＭ信号指令値の立ち上がりを検出してから所定の時間を計測し、その計測時間にわたって保持信号を出力する時間計測手段と、
前記保持信号及びＰＷＭ信号指令値が入力され、前記保持信号の始期におけるＰＷＭ信号指令値を前記保持信号が出力されている期間にわたり保持して最終的なＰＷＭ信号指令値として出力し、かつ、前記保持信号が解除された場合には入力されたＰＷＭ信号指令値をそのまま最終的なＰＷＭ信号指令値として出力する指令値保持手段と、を備え、
前記時間計測手段において、一の双方向スイッチに対するＰＷＭ信号指令値の立ち上がりを検出して保持信号を出力している間は、他の双方向スイッチに対するＰＷＭ信号指令値に基づく保持信号を生じさせないようにすると共に、
前記双方向スイッチは、半導体スイッチング素子と環流ダイオードとの逆並列回路を有し、
前記時間計測手段による計測時間を、前記環流ダイオードが定常オン状態となるために十分な時間以上に設定したものである。

本発明によれば、双方向スイッチに対する指令値のパルス幅が短くなった場合でも、保持信号及び元の指令値が入力される指令値保持師団の出力によってスイッチング素子のオン状態が所定期間維持されるため、例えば当該スイッチング素子に直列接続された他のスイッチング素子の環流ダイオード（当該スイッチング素子に対して順方向に直列接続されている環流ダイオード）への通流時間を長くすることができ、順回復（過渡オン状態）から直ちに逆回復に移行するのを回避してピーク値の大きいスパイク電圧の発生を防ぎ、スイッチング素子の過電圧破壊を未然に防止することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るＰＷＭパルス発生装置の機能ブロック図である。図１において、１１ａ，１１ｂ，１１ｃは双方向スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３（図５参照）に対する指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊のパルスの立ち上がりエッジを検出する立ち上がり検出手段であり、その出力信号は時間計測手段１２ａ，１２ｂ，１２ｃにそれぞれ入力されている。これらの時間計測手段１２ａ，１２ｂ，１２ｃは、立ち上がり検出手段１１ａ，１１ｂ，１１ｃの出力信号をトリガとして所定時間、例えば前記期間Ｔ_１を計測し、その期間Ｔ_１にわたってアクティブ（Highレベル）となる信号を出力する機能を持っている。
なお、立ち上がり検出手段１１ａ，１１ｂ，１１ｃの何れかが指令値の立ち上がりを検出して時間を計測中である場合には、他の立ち上がり検出手段は指令値の立ち上がりを検出せず、後続する時間計測手段も時間を計測しないようになっている。

時間計測手段１２ａ，１２ｂ，１２ｃから出力された信号は論理和手段１３に入力されており、その出力信号は保持信号として指令値保持手段１４ａ，１４ｂ，１４ｃに入力されている。これらの指令値保持手段１４ａ，１４ｂ，１４ｃには前記指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊もそれぞれ入力されている。
なお、上記保持信号がアクティブとなる期間は、時間計測手段１２ａ，１２ｂ，１２ｃによる計測時間と同一である。

指令値保持手段１４ａ，１４ｂ，１４ｃは、論理和手段１３から保持信号が出力されている期間、すなわち期間Ｔ_１にわたり、保持信号の始期における指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊を保持して最終的な指令値Ｓ_１ ^＊＊，Ｓ_２ ^＊＊，Ｓ_３ ^＊＊として出力し、かつ、保持信号が解除された場合には、入力された指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊をそのまま最終的な指令値Ｓ_１ ^＊＊，Ｓ_２ ^＊＊，Ｓ_３ ^＊＊として出力する機能を持っている。

図３は、この実施形態において、中間電圧相の指令値Ｓ_２ ^＊のパルス幅Ｔ_ａが期間Ｔ_１より短い場合の指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊、論理和手段１３からの保持信号、最終的な指令値Ｓ_１ ^＊＊，Ｓ_２ ^＊＊，Ｓ_３ ^＊＊、ＩＧＢＴＳ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３Ｂのオンオフ状態を示すタイミングチャートと、正または負の負荷電流ｉ_ｌｏａｄが流れるＩＧＢＴを上記タイミングチャートに対応させて示したものである。

図３の時刻ｔ_０において、指令値Ｓ_１ ^＊が「Low」レベルになり、これと同時に指令値Ｓ_２ ^＊が「High」レベルになると、図１における立ち上がり手段１１ｂが指令値Ｓ_２ ^＊の立ち上がりを検出し、時間計測手段１２ｂが期間Ｔ_１の計測を開始する。そして、時間計測手段１２ｂの出力信号は、論理和手段１３を介して保持信号として指令値保持手段１４ａ，１４ｂ，１４ｃに入力される。上記保持信号が出力されている期間Ｔ_１の間は、図示するように指令値Ｓ_２ ^＊の立ち下がりと同時に指令値Ｓ_３ ^＊が立ち上がっても、立ち上がり検出手段１１ｃは指令値Ｓ_３ ^＊の立ち上がりを検出せず、後続する時間計測手段１２ｃも期間の計測を開始することはないので、保持信号が新たに出力されることはない。

このとき、指令値保持手段１４ａは、保持信号が出力されている期間Ｔ_１の間は、保持信号の始期における指令値Ｓ_１ ^＊を保持して双方向スイッチＳ_１に対する最終的な指令値Ｓ_１ ^＊＊として出力するので、この指令値Ｓ_１ ^＊＊は、図３に示すように時刻ｔ_０〜ｔ_１の間は「Low」レベルのままであり、保持信号が解除される時刻ｔ_１以後は、入力された指令値Ｓ_１ ^＊をそのまま最終的な指令値Ｓ_１ ^＊＊として出力するので、引き続き「Low」レベルのままとなる。
また、指令値保持手段１４ｂは、保持信号が出力されている期間Ｔ_１の間は、保持信号の始期における指令値Ｓ_２ ^＊を保持して双方向スイッチＳ_２に対する最終的な指令値Ｓ_２ ^＊＊として出力するので、この指令値Ｓ_２ ^＊＊は、時刻ｔ_０〜ｔ_１の間は「High」レベルとなり、時刻ｔ_１以後は、入力された指令値Ｓ_２ ^＊をそのまま最終的な指令値Ｓ_２ ^＊＊として出力するので、「Low」レベルとなる。
更に、指令値保持手段１４ｃは、保持信号が出力されている期間Ｔ_１の間は、保持信号の始期における指令値Ｓ_３ ^＊を保持して双方向スイッチＳ_３に対する最終的な指令値Ｓ_３ ^＊＊として出力するので、この指令値Ｓ_３ ^＊＊は、時刻ｔ_０〜ｔ_１の間は「Low」レベルとなり、時刻ｔ_１以後は、入力された指令値Ｓ_３ ^＊をそのまま最終的な指令値Ｓ_３ ^＊＊として出力するので、「High」レベルとなる。

また、図３の下段に記載されている、負荷電流ｉ_ｌｏａｄの正負に応じた通流ＩＧＢＴについては、正の負荷電流ｉ_ｌｏａｄがＩＧＢＴＳ_２Ａを流れる期間（時刻ｔ_１〜ｔ_２）、及び、負の負荷電流ｉ_ｌｏａｄがＩＧＢＴＳ_２Ｂを流れる期間（時刻ｔ_２〜ｔ_３）が、何れも期間Ｔ_１にわたって確保されており、例えば図５においてＩＧＢＴＳ_２Ａに直列に接続されているダイオードＤ_２Ｂ、または、ＩＧＢＴＳ_２Ｂに直列に接続されているダイオードＤ_２Ａが順回復（過渡オン状態）から確実に定常オン状態を経るようになるので、順回復から直ちに逆回復動作へ入るのを回避することができる。
これにより、ダイオードＤ_２Ｂ，Ｄ_２Ａにそれぞれ逆並列に接続されているＩＧＢＴＳ_２Ａ，Ｓ_２Ｂに対し、ピークの大きいスパイク電圧が印加されるのを防いでその過電圧破壊を防止することが可能になる。

次に、図２は本発明の第２実施形態を示す機能ブロック図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
この実施形態では、立ち上がり検出手段１１ａ，１１ｂ，１１ｃの出力信号が論理和手段１３に入力されている。論理和手段１３の出力側には単一の時間計測手段１２が接続されており、論理和手段１３の出力信号に基づいて指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊の立ち上がりから期間Ｔ_１を計測し、その期間Ｔ_１にわたって保持信号を出力する。この保持信号及び元の指令値Ｓ_１ ^＊，Ｓ_２ ^＊，Ｓ_３ ^＊が入力される指令値保持手段１４ａ，１４ｂ，１４ｃの動作は、第１実施形態と同様である。

本実施形態の動作は実質的に第１実施形態と同一であり、前記同様に、元の指令値のパルス幅が短い場合でも、負荷電流がＩＧＢＴを流れる期間を十分に確保してダイオードが順回復から直ちに逆回復動作へ入るのを回避することができる。

なお、詳述はしないが、最大電圧相や最小電圧相の指令値のパルス幅が短い場合にも、上述した場合と同様に、負荷電流ｉ_ｌｏａｄが当該相のＩＧＢＴを流れる期間を十分に確保してダイオードが順回復から直ちに逆回復動作へ入るのを回避することができる。
また、マトリクスコンバータを構成する半導体スイッチング素子はＩＧＢＴに限定されないことは言うまでもなく、環流ダイオードが逆並列接続されるものであればパワトランジスタやＦＥＴ等であっても良い。

本発明の第１実施形態を示す機能ブロック図である。本発明の第２実施形態を示す機能ブロック図である。本発明の実施形態において、中間電圧相の指令値のパルス幅が短い場合の各ＩＧＢＴのオンオフ状態、保持信号、及び、負荷電流が流れるＩＧＢＴを示すタイミングチャートである。マトリクスコンバータの主回路構成図である。マトリクスコンバータの出力側一相分の等価回路図である。マトリクスコンバータの双方向スイッチに対する指令値及び出力電圧指令値の一例を示す図である。４ステップ転流時の指令値及びＩＧＢＴのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。中間電圧相の指令値のパルス幅が短い場合の各ＩＧＢＴのオンオフ状態、及び、負荷電流が流れるＩＧＢＴを示すタイミングチャートである。

符号の説明

１１ａ，１１ｂ，１１ｃ：立ち上がり検出手段
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ：時間計測手段
１３：論理和手段
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ：指令値保持手段
１００：マトリクスコンバータ
Ｓ：双方向スイッチ
Ｓ_１Ａ，Ｓ_１Ｂ，Ｓ_２Ａ，Ｓ_２Ｂ，Ｓ_３Ａ，Ｓ_３Ｂ：ＩＧＢＴ
Ｄ_１Ａ，Ｄ_１Ｂ，Ｄ_２Ａ，Ｄ_２Ｂ，Ｄ_３Ａ，Ｄ_３Ｂ：ダイオード

Claims

多相交流電圧を任意の周波数及び大きさの多相交流電圧に直接変換する交流直接変換器を対象として、前記変換器を構成する複数の双方向スイッチに対するＰＷＭ信号指令値をそれぞれ生成するＰＷＭパルス発生装置において、
ＰＷＭ信号指令値の立ち上がりを検出する立ち上がり検出手段と、
この検出手段によりＰＷＭ信号指令値の立ち上がりを検出してから所定の時間を計測し、その計測時間にわたって保持信号を出力する時間計測手段と、
前記保持信号及びＰＷＭ信号指令値が入力され、前記保持信号の始期におけるＰＷＭ信号指令値を前記保持信号が出力されている期間にわたり保持して最終的なＰＷＭ信号指令値として出力し、かつ、前記保持信号が解除された場合には入力されたＰＷＭ信号指令値をそのまま最終的なＰＷＭ信号指令値として出力する指令値保持手段と、
を備え、
前記時間計測手段において、一の双方向スイッチに対するＰＷＭ信号指令値の立ち上がりを検出して保持信号を出力している間は、他の双方向スイッチに対するＰＷＭ信号指令値に基づく保持信号を生じさせないようにすると共に、
前記双方向スイッチは、半導体スイッチング素子と環流ダイオードとの逆並列回路を有し、
前記時間計測手段による計測時間を、前記環流ダイオードが定常オン状態となるために十分な時間以上に設定したことを特徴とする交流直接変換器のＰＷＭパルス発生装置。