JP5493432B2 - 交流−交流直接変換装置および交流−交流直接変換装置の転流制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、双方向スイッチの制御によって、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得るための転流制御手段を備えた交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）およびその転流制御方法に関する。

ＰＷＭ制御する交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切り換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図５のように構成されている。

図５において、三相交流電源５１は、リアクトルとコンデンサによる入力フィルタ部５２および両方向の電圧と電流を制御できる９つの双方向スイッチＳｒｕ，Ｓｓｕ，Ｓｔｕ，Ｓｒｖ，Ｓｓｖ，Ｓｔｖ，Ｓｒｗ，Ｓｓｗ，Ｓｔｗで構成された半導体電力変換部５３を介して任意の負荷５４に接続される。

図５では電源三相をｒ，ｓ，ｔ相、出力三相をｕ，ｖ，ｗ相としている。

このような独自の回路構成であるマトリックスコンバータの動作課題としてスイッチング時の転流方法が挙げられる。マトリックスコンバータ動作には、（１）電源短絡禁止、（２）誘導性負荷の場合、負荷開放禁止、という２つの制限がある。これが転流時に発生しないように転流時間を設けてスイッチングを行う必要がある。

ここで、前記転流方法を、図５のマトリックスコンバータにおける任意の二相電源と一相出力の等価回路を示す図６とともに説明する。

図６においてｖ１は第１の相の電源、ｖ２は第２の相の電源であり、Ｓ１，Ｓ２はこれら電源ｖ１、ｖ２と負荷を結ぶ電路に介挿された双方向スイッチを示している。

双方向スイッチＳ１は、図６（ａ）に示すように、図示極性のダイオードＤ１ａと電源ｖ１から負荷方向へ流れる電流をオン、オフ制御するスイッチＳ１ａ（半導体素子から成る第１のスイッチ）の直列体と、図示極性のダイオードＤ１ｂと負荷から電源ｖ１方向へ流れる電流をオン、オフ制御するスイッチＳ１ｂ（半導体素子から成る第２のスイッチ）の直列体とを並列接続して構成される。

双方向スイッチＳ２は、図６（ａ）に示すように、図示極性のダイオードＤ２ａと電源ｖ２から負荷方向へ流れる電流をオン、オフ制御するスイッチＳ２ａ（半導体素子から成る第３のスイッチ）の直列体と、図示極性のダイオードＤ２ｂと負荷から電源ｖ２方向へ流れる電流をオン、オフ制御するスイッチＳ２ｂ（半導体素子から成る第４のスイッチ）の直列体とを並列接続して構成される。

またＩｏは負荷電流、ｖｏは負荷電圧を各々示している。

いま電源ｖ１から電源ｖ２へ転流することを考える（ただし、ｖ１＞ｖ２かつＩｏ＞０の場合）。ここで負荷電流Ｉ₀は図６の矢印の向きで負荷側へ流れているとする。

初期状態ではスイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂがオン状態であり、スイッチＳ２ａ，Ｓ２ｂがオフ状態であり、ｖ１がｖｏに出力している。転流完了後はスイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂがオフ状態であり、スイッチＳ２ａ，Ｓ２ｂがオン状態であり、ｖ２がｖｏに出力する。転流方法としては、例えば下記特許文献１に記載の、（１）電圧転流方式、（２）電流転流方式の２種類がある。

電圧転流方式では、入力電圧ｖ１、ｖ２の大小関係から転流パターンを作成し、転流時間Ｔｄを設け４ステップで転流を行う。表１および図７にその転流パターン例を示す（ただし、ｖ１＞ｖ２かつＩｏ＞０の場合）。

図７において、Ｔ１〜Ｔ４は時刻を示している。まず１ステップ目Ｔ１でスイッチＳ２ａをオンする。これにより、負荷側への負荷電流の経路を確保する。２ステップ目Ｔ２でスイッチＳ１ａをオフする。これにより、電源短絡を防止できる。３ステップ目Ｔ３でスイッチＳ２ｂをオンする。これにより、電源側への電流経路を確保する。４ステップ目Ｔ４でスイッチＳ１ｂをオフして転流完了となる。

電流転流方式では、負荷電流極性から転流パターンを作成し、転流時間Ｔｄを設け４ステップで転流を行う。表１および図８にその転流パターン例を示す（ただし、ｖ１＞ｖ２かつＩｏ＞０の場合）。図８において、まず１ステップ目Ｔ１でスイッチＳ１ｂをオフする。これにより、電源短絡を防止できる。２ステップ目Ｔ２でスイッチＳ２ａをオンする。これにより、負荷側への負荷電流の経路を確保する。３ステップ目Ｔ３でスイッチＳ１ａをオフする。これにより、電源短絡を防止でき。４ステップ目Ｔ４でスイッチＳ２ｂをオンして転流完了となる。

また下記非特許文献１、２には、前記電流転流法と電圧転流法を組み合わせた転流法が記載されている。前述のように、電圧転流方式は電源電圧の大小の切り替わり付近において、電流転流方式は負荷電流の極性の切り替わり付近において、各々転流失敗が発生しやすい。よって、負荷電流のゼロクロス付近では電圧転流方式を用い、他の部分では電流転流法を用いるのが非特許文献１、２の方式である。すなわち転流失敗が発生しやすい状態において、制御法を変更することで転流失敗を防止している。

ここで、電源電圧は負荷電流に比べて安定であるため、電源電圧の切り替わり付近と負荷電流のゼロクロス付近が重なった場合には、電圧転流方式を優先する。電圧転流方式および電流転流方式のどちらか一方を使用した場合、入力電流ＴＨＤ（全高調波ひずみ）特性と出力電流ＴＨＤ特性にトレードオフが存在していたが、非特許文献１の方式はトレードオフも解決可能である。

また上記方式の４ステップ転流方法の他に例えば非特許文献３に記載の３ステップ転流方式が提案されている。

この３ステップ転流は従来の４ステップ転流とは違い、ステップ数を１つ減らした手法であり、入力電圧情報と負荷電流極性情報の両方を常に使用し、転流時間Ｔｄを設けて転流パターンを作成する（以下パターンＡ転流法と称する）。パターンＡ転流法のスイッチングパターンを表２および図９に示す。

図９において、１ステップ目Ｔ１でスイッチＳ２ａをオンする。これにより、負荷電流の経路を確保する。２ステップ目Ｔ２でスイッチＳ１ａをオフし、電源短絡を防止する。３ステップ目Ｔ３でスイッチＳ１ｂのオフ、スイッチＳ２ｂのオンを同時に行い転流を完了する（ただし、ｖ１＞ｖ２かつＩｏ＞０の場合）。

この転流方式によれば、負荷電流極性がわかっているので、電源側への電流経路を確保する期間が必要なく、これによって、３ステップ目Ｔ３で転流完了することができる。さらに、スイッチングタイミングが少なくなるため、転流時のスイッチング遅れにより発生する出力電圧誤差が電圧転流方式、電流転流方式に比べて減少する。

また、３ステップ転流方式としては、表２および図１０に示すように、スイッチングパターンのうち１ステップ目Ｔ１に２つのスイッチを同時に操作するパターンを選定する転流法（以下、パターンＢ転流法と称する）が考えられる。

図１０において、１ステップ目Ｔ１はスイッチＳ１ｂのオフ、スイッチＳ２ａのオンを同時に行う。電源電圧の各相の大小、負荷電流の極性が判明しているため、負荷電流の経路は確保され、電源短絡経路は存在しない。２ステップ目Ｔ２はスイッチＳ１ａをオフにする。すでに負荷電流経路は確保されているため、オフしてもかまわない。３ステップ目Ｔ３にスイッチＳ２ｂをオンすることで転流を完了する（ただし、ｖ１＞ｖ２かつＩｏ＞０の場合）。

また、３ステップ転流方式としては、表２および図１１に示すように、スイッチングパターンのうち２ステップ目Ｔ２に２つのスイッチを同時に操作するパターンを選定する転流法（以下、パターンＣ転流法と称する）が考えられる。

図１１において、１ステップ目Ｔ１でスイッチＳ２ａをオンする。これにより負荷側への負荷電流の経路を確保する。２ステップ目Ｔ２はスイッチＳ１ａとスイッチＳ１ｂを同時にオフにする。すでに負荷電流経路は確保されているため、オフしてもかまわない。３ステップ目Ｔ３にスイッチＳ２ｂをオンすることで転流を完了する（ただし、ｖ１＞ｖ２かつＩｏ＞０の場合）。

尚、本発明では前記パターンＡ転流法、パターンＢ転流法、パターンＣ転流法をまとめて３ステップ転流法と呼ぶ。

特開２００３−３３３８５１号公報

伊東淳一、加藤康司、「マトリックスコンバータの転流方式の改善」、平成１８年電気学会産業応用部門大会、ｐｐ．Ｉ−７３〜Ｉ−７８ 加藤康司、伊東淳一、「マトリックスコンバータの転流失敗を激減する新しい転流方式の開発」、電学論Ｄ、１２７巻８号、２００７年、ｐｐ．８２９〜８３６ 櫻井賢彦、竹下隆晴、「マトリックスコンバータの３ステップ転流法」、平成１９年電気学会産業応用部門大会、ｐｐ．１−２１９〜１−２２２

前記電圧転流法は、電源電圧ｖ１，ｖ２の値が接近すると、センサの精度不足による検出誤差や遅れなどにより、誤りが発生する。検出値がｖ１＞ｖ２であるが、実際はｖ１＜ｖ２であるとき、電源短絡が発生し、転流失敗となる。

また前記電流転流法は、負荷電流のゼロクロス付近で負荷電流が小さくなると、センサの精度不足による検出誤差や遅れなどにより、電流極性の判別が困難になり、検出値と実際の値に誤りが生ずる。検出した負荷電流の極性がＩｏ＜０であるが、実際はＩｏ＞０であるとき負荷開放が発生する。誘導性負荷の場合、出力電圧に過大なサージ電圧を発生させ、転流失敗する。

また前記非特許文献３に記載の３ステップ転流法は、３ステップのうちいずれか１ステップはスイッチ２つを同時に操作している。これは電源電圧の大小と負荷電流極性が同時に判別している場合のみ有効である。どちらか一方に誤りがあると転流失敗が発生する。よって、電源電圧の大小が切り替わる付近（ｖ１とｖ２の値が近接）や負荷電流ゼロクロス付近では転流失敗が多くなり、電圧転流方式、電流転流方式よりも転流失敗が多い。

また前記非特許文献１、２に記載の、電流転流法と電圧転流法を組み合わせた転流法によれば、電源電圧の大小が切り替わる付近や負荷電流のゼロクロス付近の転流失敗は抑制できるが、転流時のスイッチング回数が４回のため、（１）３ステップ転流法に比べてスイッチング損失が多くなる、（２）３ステップ転流法に比べて転流時のスイッチング遅れが１ステップ分多く、ＰＷＭパルス指令と出力電圧パルスとの時間幅に誤差があり、出力電圧の誤差が多くなる、などの問題がある。

上記より、転流失敗を抑制しつつ、且つスイッチング損失を低減でき出力電圧誤差を低減できるマトリックスコンバータの転流法はなかった。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、転流失敗を抑制しつつ、且つスイッチング損失および出力電圧誤差の低減を可能とした交流−交流直接変換装置および交流−交流直接変換装置の転流制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明では、電源電圧の各相の大小関係、負荷電流Ｉｏの極性から状態判別を行い、電圧転流法、電流転流法および３ステップ転流法から任意の転流法を選択する交流−交流直接変換装置の転流法において、｜Ｉｏ｜≦｜Ｉｔｈ｜なる第１の条件式（Ｉｏは負荷電流、Ｉｔｈは電流閾値）および、（１／２）｜ｖ１｜−ｖｔｈ≦｜ｖ１｜≦（１／２）｜ｖ１｜＋ｖｔｈ、（１／２）｜ｖ２｜−ｖｔｈ≦｜ｖ２｜≦（１／２）｜ｖ２｜＋ｖｔｈなる第２の条件式（ｖ１は第１の相の電源電圧、ｖ２は第２の相の電源電圧、ｖｔｈは電圧閾値）のうち、少なくとも第１の条件式を満たすときに電圧転流法を選択し、電源電圧ｖ１，ｖ２の検出値が前記第２の条件式のみを満たすときに電流転流法を選択し、その他の場合は３ステップ転流法を選択するように構成した（ただしｖｔｈは電源電圧の検出値が誤差を含まない範囲に設定する）。尚、前記第１の条件式と第２の条件式を同時に満たす場合は電圧転流法を選択する。

上記構成によれば、転流失敗を抑制しつつ、且つスイッチング損失および出力電圧誤差を低減することができる。

本発明によれば、交流−交流直接変換装置の転流制御において、転流失敗を抑制しつつ、且つスイッチング損失および出力電圧誤差を低減することができる。

すなわち、
（１）検出センサの精度を高めることなく、転流失敗を減少することができる。
（２）電源電圧切り替わり付近における入力電流ひずみと、出力電流ゼロクロス付近の負荷電流のひずみの両方を低減することができる。
（３）転流失敗が減少するため、転流失敗で発生するサージを吸収するスナバ容量を小さくすることができる。
（４）３ステップ転流法を選択しているときは、スイッチング回数を４回から３回に低減できるので、スイッチング損失も低減することができる。
（５）転流に起因する出力電圧誤差を低減することができる。

本発明の実施形態例を示すブロック図。 本発明の実施例１による転流法を表す電圧、電流波形図。 本発明の実施例２による転流法を表す電圧、電流波形図。 本発明の実施例３による転流法を表す電圧、電流波形図。 本発明が適用されるマトリックスコンバータの基本構成図。 図１の装置における二相電源と一相出力の等価回路図。 本発明で選択される４ステップ転流法の電圧転流方式における各ステップの操作を示す説明図。 本発明で選択される４ステップ転流法の電流転流方式における各ステップの操作を示す説明図。 本発明で選択される３ステップ転流法の一例における各ステップの操作を示す説明図。 本発明で選択される３ステップ転流法の他の例における各ステップの操作を示す説明図。 本発明で選択される３ステップ転流法の他の例における各ステップの操作を示す説明図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。また、交流−交流直接変換装置として、マトリックスコンバータを用いた場合を例に挙げて説明する。図１は本発明のマトリックスコンバータの転流制御の実施形態例を示すブロック図である。図１は、説明のため、図６の二相入力、一相出力（図５の一部の等価回路）を制御対象とし、双方向スイッチＳ１からＳ２に切り替わる場合を例に挙げており、実際には例えば三相入力、三相出力へ適用されるものである。

図１において、双方向スイッチ指令（Ｓ１，Ｓ２）はマトリックスコンバータのＰＷＭ制御部６０によって決定される。

６１は、図示省略の電流検出器により検出された負荷電流Ｉｏの極性を判別する、負荷電流極性判別手段としての極性判別部である。

６２は、前記検出された負荷電流Ｉｏの絶対値を求める絶対値演算器６２ａと、電流閾値Ｉｔｈおよび前記演算器６２ａの出力を入力として、
｜Ｉｏ｜≦｜Ｉｔｈ｜…（１）（第１の条件式）
が成立するか否かを演算するコンパレータ６２ｂとを備えた電流条件判定部である。

６３は、図示省略の電圧検出器により検出された電源電圧ｖ１、ｖ２の大小比較を行って各相電圧の大小関係を判別する、電圧大小判別手段としての比較部である。

６４は、前記検出された電源電圧ｖ１、ｖ２の絶対値を求める絶対値演算器６４ａと、電圧閾値ｖｔｈおよび前記演算器６４ａの出力を入力として、
（１／２）｜ｖ１｜−ｖｔｈ≦｜ｖ１｜≦（１／２）｜ｖ１｜＋ｖｔｈ、
（１／２）｜ｖ２｜−ｖｔｈ≦｜ｖ２｜≦（１／２）｜ｖ２｜＋ｖｔｈ…（２）（第２の条件式）
が成立するか否かを演算するコンパレータ６４ｂとを備えた電圧条件判定部である。

６５は、電源電圧ｖ１，ｖ２の大小関係（比較部６３の出力）に基づいて作成した、表１に示す電圧転流法による転流パターンが格納された電圧転流パターン格納部であり、電源電圧ｖ１，ｖ２の大小および負荷電流Ｉｏの極性毎に対応付けたスイッチングパターンデータベースとして構築されている。

６６は、負荷電流Ｉｏの極性（極性判別部６１の出力）に基づいて作成した、表１に示す電流転流法による転流パターンが格納された電流転流パターン格納部であり、電源電圧ｖ１，ｖ２の大小および負荷電流Ｉｏの極性毎に対応付けたスイッチングパターンデータベースとして構築されている。

６７は、電源電圧ｖ１，ｖ２の大小関係（比較部６３の出力）および負荷電流Ｉｏの極性（極性判別部６１の出力）に基づいて作成した、表２に示す３ステップ転流法による転流パターン（パターンＡ，Ｂ，Ｃ）が格納された３ステップ転流パターン格納部であり、電源電圧ｖ１，ｖ２の大小および負荷電流Ｉｏの極性毎に対応付けたスイッチングパターンデータベースとして構築されている。

６８は、前記電流条件判定部６２の判定出力、すなわち前記第１の条件式（１）を満たすか否かと、前記電圧条件判定部６４の判定出力、すなわち前記第２の条件式（２）を満たすか否かの状態に応じて、電圧転流パターン格納部６５、電流転流パターン格納部６６、３ステップ転流パターン格納部６７のいずれかに格納された転流パターンを選択し、該選択された転流パターンと前記ＰＷＭ制御部６０からの双方向スイッチ指令とに基づいて、図６（ａ）に示すスイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂをスイッチング制御（転流制御）する転流法選択制御部（転流法決定手段）である。

転流法選択制御部６８は、図２に示すように、負荷電流Ｉｏ検出値が前記第１の条件式（１）を満たすときに電圧転流法（電圧転流パターン格納部６５の転流パターン）を選択し、その他の場合は３ステップ転流法（３ステップ転流パターン格納部６７の転流パターン）を選択する。ただし、Ｉｔｈは電流閾値であり、負荷電流Ｉｏの極性を誤検出しない範囲に設定する。

図２において、電源電圧波形は３相ｖ１，ｖ２，ｖ３の場合を示し、Ｔｖは電圧転流法が選択されている期間、Ｔ３は３ステップ転流法が選択されている期間を各々示している。

これによって期間Ｔｖにおいては、図６の回路であれば図７に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図６のとおりである。また期間Ｔ３においては、図６の回路であれば例えば図９に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図８のとおりである。

尚、本実施例１においては、前記第２の条件式（２）を用いないので、電圧条件判定部６４は省略しても良い。

転流法選択制御部６８は、図３に示すように、電源電圧ｖ１，ｖ２の検出値が前記第２の条件式（２）を満たすときに電流転流法（電流転流パターン格納部６６の転流パターン）を選択し、その他の場合は３ステップ転流法（３ステップ転流パターン格納部６７の転流パターン）を選択する。ただし、ｖｔｈは電圧閾値であり、電源電圧の検出値が電源電圧の大小比較をする際に誤差を含まない範囲に設定する。

図３において、電源電圧波形は３相ｖ１，ｖ２，ｖ３の場合を示し、Ｔｉは電流転流法が選択されている期間、Ｔ３は３ステップ転流法が選択されている期間を各々示している。

これによって期間Ｔｉにおいては、図６の回路であれば図８に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図７のとおりである。また期間Ｔ３においては、図６の回路であれば例えば図９に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図８のとおりである。

尚、本実施例２においては、前記第１の条件式（１）を用いないので、電流条件判定部６２は省略しても良い。

本実施例３は、請求項１、２に記載の発明に対応している。転流法選択制御部６８は、図４に示すように、負荷電流Ｉｏ検出値が前記第１の条件式（１）を満たし、且つ電源電圧ｖ１，ｖ２の検出値が前記第２の条件式（２）を満たす場合は電圧転流法（電圧転流パターン格納部６５の転流パターン）を選択し、前記第１の条件式（１）のみを満たす場合は電圧転流法（電圧転流パターン格納部６５の転流パターン）を選択し、前記第２の条件式（２）のみを満たす場合は電流転流法（電流転流パターン格納部６６の転流パターン）を選択し、その他の場合は３ステップ転流法（３ステップ転流パターン格納部６７の転流パターン）を選択する。ただし、Ｉｔｈは電流閾値であり、ｖｔｈは電圧閾値である。ここで、Ｉｔｈは負荷電流Ｉｏの極性を誤検出しない範囲に設定し、ｖｔｈは電源電圧の検出値が電源電圧の大小比較をする際に誤差を含まない範囲に設定する。

図４において、電源電圧波形は３相ｖ１，ｖ２，ｖ３の場合を示し、Ｔｖは電圧転流法が選択されている期間、Ｔｉは電流転流法が選択されている期間、Ｔ３は３ステップ転流法が選択されている期間を各々示している。

これによって期間Ｔｖにおいては、図６の回路であれば図７に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図６のとおりである。

また期間Ｔｉにおいては、図６の回路であれば図８に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図７のとおりである。

また期間Ｔ３においては、図６の回路であれば例えば図９に示すスイッチング遷移となり、そのときの電圧誤差は非特許文献３の図８のとおりである。

５１…三相交流電源
５２…入力フィルタ部
５３…半導体電力変換部
５４…負荷
６０…マトリックスコンバータのＰＷＭ制御部
６１…極性判別部
６２…電流条件判定部
６３…比較部
６４…電圧条件判定部
６５…電圧転流パターン格納部
６６…電流転流パターン格納部
６７…３ステップ転流パターン格納部
６８…転流法選択制御部
Ｓ１、Ｓ２…双方向スイッチ
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ…スイッチ
ｖ１、ｖ２…電源電圧
Ｉｏ…負荷電流。

Claims (2)

1. 交流−交流直接変換装置の転流制御手段であって、
   第１の相の電源から負荷方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第１のスイッチと、負荷から前記第１の相の電源方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第２のスイッチと、第２の相の電源から負荷方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第３のスイッチと、負荷から前記第２の相の電源方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第４のスイッチとを有し、
   負荷電流の極性を判別する負荷電流極性判別手段と、
   負荷電流検出値が、｜Ｉｏ｜≦｜Ｉｔｈ｜なる第１の条件式（Ｉｏは負荷電流、Ｉｔｈは電流閾値）を満たすか否かを判定する電流条件判定手段と、
   第１の相および第２の相の電源電圧の大小関係を判別する電圧大小判別手段と、
   第１の相および第２の相の電源電圧ｖ１，ｖ２の検出値が、（１／２）｜ｖ１｜−ｖｔｈ≦｜ｖ１｜≦（１／２）｜ｖ１｜＋ｖｔｈ、（１／２）｜ｖ２｜−ｖｔｈ≦｜ｖ２｜≦（１／２）｜ｖ２｜＋ｖｔｈなる第２の条件式（ｖｔｈは電圧閾値）を満たすか否かを判定する電圧条件判定手段と、
   前記電流条件判定手段によって前記第１の条件式を満たすと判定される場合と、前記電圧条件判定手段によって前記第２の条件式を満たすと判定される場合のうち、少なくとも第１の条件式を満たすと判定されたときは、１番目のステップ〜４番目のステップを有する４つのステップによって第１の相から第２の相への転流を行い、前記電圧大小判別手段により判別された電源電圧の大小関係に基づいて予め作成した転流パターンによって制御する電圧転流法を転流法として決定し、前記電圧条件判定手段によって前記第２の条件式のみを満たすと判定されたときは、１番目のステップ〜４番目のステップを有する４つのステップによって第１の相から第２の相への転流を行い、前記負荷電流極性判別手段により判別された負荷電流極性に基づいて予め作成した転流パターンによって制御する電流転流法を転流法として決定し、前記電流条件判定手段および電圧条件判定手段によって前記第１の条件式および第２の条件式をともに満たさないと判定された場合は、１番目のステップ〜３番目のステップを有する３つのステップによって第１の相から第２の相への転流を行い、第１の相および第２の相の電源電圧の大小関係および負荷電流極性に基づいて予め作成した転流パターンによって制御する３ステップ転流法を転流法として決定する転流法決定手段とを備え、
   前記転流法決定手段により決定された転流法を用いて前記第１〜第４のスイッチを制御する転流制御手段を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換装置。
2. 交流−交流直接変換装置の転流制御方法であって、
   第１の相の電源から負荷方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第１のスイッチと、負荷から前記第１の相の電源方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第２のスイッチと、第２の相の電源から負荷方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第３のスイッチと、負荷から前記第２の相の電源方向へ流れる電流をオン、オフ制御する第４のスイッチとを有し、
   負荷電流の極性を判別する負荷電流極性判別手段と、
   負荷電流検出値が、｜Ｉｏ｜≦｜Ｉｔｈ｜なる第１の条件式（Ｉｏは負荷電流、Ｉｔｈは電流閾値）を満たすか否かを判定する電流条件判定手段と、
   第１の相および第２の相の電源電圧の大小関係を判別する電圧大小判別手段と、
   第１の相および第２の相の電源電圧ｖ１，ｖ２の検出値が、（１／２）｜ｖ１｜−ｖｔｈ≦｜ｖ１｜≦（１／２）｜ｖ１｜＋ｖｔｈ、（１／２）｜ｖ２｜−ｖｔｈ≦｜ｖ２｜≦（１／２）｜ｖ２｜＋ｖｔｈなる第２の条件式（ｖｔｈは電圧閾値）を満たすか否かを判定する電圧条件判定手段と、を備え、
   前記電流条件判定手段によって前記第１の条件式を満たすと判定される場合と、前記電圧条件判定手段によって前記第２の条件式を満たすと判定される場合のうち、少なくとも第１の条件式を満たすと判定されたときは、１番目のステップ〜４番目のステップを有する４つのステップによって第１の相から第２の相への転流を行い、前記電圧大小判別手段により判別された電源電圧の大小関係に基づいて予め作成した転流パターンによって制御する電圧転流法を転流法として決定し、
   前記電圧条件判定手段によって前記第２の条件式のみを満たすと判定されたときは、１番目のステップ〜４番目のステップを有する４つのステップによって第１の相から第２の相への転流を行い、前記負荷電流極性判別手段により判別された負荷電流極性に基づいて予め作成した転流パターンによって制御する電流転流法を転流法として決定し、
   前記電流条件判定手段および電圧条件判定手段によって前記第１の条件式および第２の条件式をともに満たさないと判定された場合は、１番目のステップ〜３番目のステップを有する３つのステップによって第１の相から第２の相への転流を行い、第１の相および第２の相の電源電圧の大小関係および負荷電流極性に基づいて予め作成した転流パターンによって制御する３ステップ転流法を転流法として決定し、
   前記決定された転流法を用いて前記第１〜第４のスイッチを制御する、
   ことを特徴とする交流−交流直接変換装置の転流制御方法。

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