JP5768934B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、交流電源の電圧を降圧または昇圧して交流電圧を出力する電力変換装置に関する。
交流電源の電圧を降圧または昇圧して交流電圧を出力する電力変換装置として、降圧型または昇圧型の交流チョッパが知られている。図１１は、特許文献１に開示されている単相降圧型交流チョッパを説明するための図である。
図において、１は単相交流電源、２および３は双方向スイッチ、４は負荷である。
双方向スイッチ２は、それぞれダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を逆直列に接続してなる回路である。双方向スイッチ３は、それぞれダイオードが逆並列に接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を逆直列に接続してなる回路である。双方向スイッチ２と双方向スイッチ３とは直列に接続されて、単相交流電源１の両端に接続される。負荷４は、抵抗ＲとリアクトルＬとを直列に接続してなる。負荷４は、双方向スイッチ３の両端に接続される。
この構成において、双方向スイッチ２と双方向スイッチ３とは、パルス幅変調されたゲート信号に基づいて交互にオンオフ動作を繰り返す。なお、双方向スイッチ２と双方向スイッチ３のゲート信号には、両方の双方向スイッチのオンオフが切り替わるタイミングで同時にオンすることがないように、休止期間が設けられている。この動作によって、交流電源１の電圧を降圧した所定の交流電圧が負荷４に印加される。
図１２は、特許文献１に開示されている単相昇圧型交流チョッパを説明するための図である。
図において、１は単相交流電源、２および３は双方向スイッチ、４は負荷、５はリアクトル、６はコンデンサである。
双方向スイッチ２および双方向スイッチ３の構成は、上述した降圧型交流チョッパと同様である。リアクトル５と双方向スイッチ２の直列回路が交流電源１の両端に接続される。さらに、双方スイッチ３とコンデンサ６の直列回路が双方向スイッチ２の両端に接続される。負荷４は、コンデンサ６の両端に接続される。
この構成において、双方向スイッチ２と双方向スイッチ３とは、パルス幅変調されたゲート信号に基づいて交互にオンオフ動作を繰り返す。なお、双方向スイッチ２と双方向スイッチ３のゲート信号には、両方の双方向スイッチのオンオフが切り替わるタイミングで同時にオンすることがないように、休止期間が設けられている。この動作によって、交流電源１の電圧を昇圧した所定の交流電圧が負荷４に印加される。
しかし、降圧型交流チョッパの場合、双方向スイッチ２と双方向スイッチ３が休止期間において同時にオフすると、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを放出する経路が断たれる。このとき、リアクトルＬの両端にサージ電圧が発生する。また、昇圧型交流チョッパの場合、双方向スイッチ２と双方向スイッチ３が休止期間において同時にオフすると、リアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーを放出する経路が断たれる。このときも、リアクトル５の両端にサージ電圧が発生する。そして、リアクトルＬまたはリアクトル５に生じたサージ電圧によって、双方向スイッチ２，３は、破壊するおそれがある。
このサージ電圧の発生を抑制する方法が、特許文献１に開示されている。特許文献１によれば、双方向スイッチ２，３のオンオフを切り替えるとき、負荷電流Ｉｏまたは電源電流Ｉｉｎの極性に応じて、双方向スイッチ２，３を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別にオンオフさせるための３つの期間が設けられている。この３つの期間は、それぞれで、リアクトルＬまたはリアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーの放出経路を構成することができる。その結果、サージ電圧の発生が抑制される。
特開２００３−２３０２７７号公報
しかしながら、特許文献１に開示されている技術では、負荷電流Ｉｏまたは電源電流Ｉｉｎの極性に応じてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフさせるための制御信号を生成する必要がある。ところが、双方向スイッチ２，３は、例えばパルス幅変調制御によりオンオフ動作をするため、負荷電流Ｉｏまたは電源電流Ｉｉｎにはリプル成分が含まれている。そのため、電流のゼロクロス付近において、負荷電流Ｉｏまたは電源電流Ｉｉｎの極性を正しく検出するのが難しい。電流強制の検出を誤った場合には、リアクトルＬまたはリアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーによって、サージ電圧が発生する。
また、軽負荷時は、負荷電流Ｉｏおよび電源電流Ｉｉｎが小さくなる。そのため、軽負荷時にはさらに、負荷電流Ｉｏまたは電源電流Ｉｉｎの極性を正しく検出するのが難しくなる。
したがって、特許文献１に開示されている技術を適用した交流チョッパは、負荷電流Ｉｏまたは電源電流Ｉｉｎのゼロクロス付近において、リアクトルＬまたはリアクトル５によって発生するサージ電圧を抑制できない場合がある。または、このサージ電圧を抑制するために、複雑な制御回路を必要とする。
また、特許文献１に開示されている技術は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を個別にオンオフさせるための３つの期間を設けている。したがって、電源電圧のゼロクロス付近において、通常の場合に比べて３倍の休止期間を必要とする。休止期間を多く必要とすることは、交流チョッパの高周波化の妨げとなる。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、電流にリプル成分が含まれていても、リアクトルＬまたはリアクトル５によって発生するサージを抑制することができる交流チョッパを提供することである。
上記目的を達成するための第１の発明は、交流電源の両端に直列に接続される第１と第２の双方向スイッチを交互にオンオフすることによって得られる交流電圧を、第２の双方向スイッチの両端に接続される負荷に供給する電力変換装置である。この電力変換装置は、第１の双方向スイッチを第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成し、第２の双方向スイッチを第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成している。そして、この電力変換装置は、交流電源の電圧周期を、交流電源の電圧がゼロよりも大きい第１の基準電圧以上である第１の期間と、交流電源の電圧がゼロよりも小さい第２の基準電圧以下である第２の期間と、交流電源の電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧の間にある第３の期間とに分割することを特徴とする。そして、この電力変換装置は、分割した各期間において、第１〜第４のスイッチング素子をオンオフ制御することにより、交流電源の電圧を所定の交流電圧に降圧して負荷に供給することを特徴とする。
具体的には、この電力変換装置は、第１の期間において、第２と第３のスイッチング素子をオンさせるとともに、第１と第４のスイッチング素子を交互にオンオフさせる。この電力変換装置は、第２の期間において、第１と第４のスイッチング素子をオンさせるとともに、第２と第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせる。この電力変換装置は、第３の期間において、第１と第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、第３と第４のスイッチング素子をオフさせる。
この電力変換装置は、さらに、第１の期間から第３の期間への切り替えおよび第２の期間から第３の期間への切り替えが、第１と第２のスイッチング素子が同時にオンしているときに行われることを特徴とする。
第２の発明は、リアクトルと第２の双方向スイッチとを交流電源の両端に直列接続するとともに、第１の双方向スイッチとコンデンサとを第２の双方向スイッチの両端に直列接続し、第１と第２の双方向スイッチを交互にオンオフすることによって得られる交流電圧を、コンデンサの両端に接続される負荷に供給する電力変換装置である。この電力変換装置は、第１の双方向スイッチを第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成し、第２の双方向スイッチを第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成している。そして、この電力変換装置は、交流電源の電圧周期を、交流電源の電圧がゼロよりも大きい第１の基準電圧以上である第４の期間と、交流電源の電圧がゼロよりも小さい第２の基準電圧以下である第５の期間と、交流電源の電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧の間にある第６の期間とに分割することを特徴とする。そして、この電力変換装置は、分割した各期間において、第１〜第４のスイッチング素子を定められたモードでオンオフ制御することにより、交流電源の電圧を所定の交流電圧に昇圧して負荷に供給することを特徴とする。
具体的には、この電力変換装置は、第４の期間において、第１と第４のスイッチング素子をオンさせるとともに、第２と第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせる。この電力変換装置は、第５の期間において、第２と第３のスイッチング素子をオンさせるとともに、第１と第４のスイッチング素子を交互にオンオフさせる。この電力変換装置は、第６の期間において、第１と第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、第３と第４のスイッチング素子をオフさせる。
この電力変換装置は、さらに、第４の期間から第６の期間への切り替えおよび第５の期間から第６の期間への切り替えが、第１と第２のスイッチング素子が同時にオンしているときに行われることを特徴とする。
そして、上記電力変換装置を２組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＶ結線接続した電力変換装置とすることができる。
また、上記電力変換装置を３組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＹ結線接続した電力変換装置とすることができる。
本発明を適用した電力変換装置は、２つの双方向スイッチを備えて、交流電源の電圧を降圧または昇圧して負荷に供給する交流チョッパである。
この電力変換装置が降圧型交流チョッパである場合、交流電源の電圧周期を第１〜第３の期間に分割して、第１〜第４のスイッチング素子をオンオフ制御する。
第１の期間では、第２と第３のスイッチング素子がオン状態にあり、第１と第４のスイッチング素子が交互にオンオフする。この期間では、第１のスイッチング素子のオフ動作に伴って、回路電流が第３のスイッチング素子に転流する。第２の期間では、第１と第４のスイッチング素子がオン状態にあり、第２と第３のスイッチング素子が交互にオンオフする。この期間では、第２のスイッチング素子のオフ動作に伴って、回路電流が第４のスイッチング素子に転流する。第３の期間では、第１と第２のスイッチング素子がオン状態にあり、第３と第４のスイッチング素子がオフ状態にある。この期間では、回路電流は、第１または第２のスイッチング素子を流れる。
また、この電力変換装置が昇圧型交流チョッパである場合、交流電源の電圧周期を第４〜第６の期間に分割して、第１〜第４のスイッチング素子をオンオフ制御する。
第４の期間では、第１と第４のスイッチング素子がオン状態にあり、第２と第３のスイッチング素子が交互にオンオフする。この期間では、第３スイッチング素子のオフ動作に伴って、回路電流が第１のスイッチング素子に転流する。第５の期間では、第２と第３のスイッチング素子がオン状態にあり、第１と第４のスイッチング素子が交互にオンオフする。この期間では、第４のスイッチング素子のオフ動作に伴って、回路電流が第２のスイッチング素子に転流する。第６の期間では、第１と第２のスイッチング素子がオン状態にあり、第３と第４のスイッチング素子がオフ状態にある。この期間では、回路電流は、第１または第２のスイッチング素子を流れる。
本発明を適用した電力変換装置は、いずれの制御期間においても、リアクトルに蓄積された誘導性エネルギーの放出経路を構成することができる。したがって、本発明を適用した電力変換装置は、リアクトルで発生するサージ電圧を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態を説明するための図である。 双方向スイッチ素子の実施形態を説明するための図である。 電圧Ｖｉｎと期間１〜３の関係を説明するための図である。 期間１〜３とスイッチング素子の動作の関係を説明するための図である。 本発明の第２の実施形態を説明するための図である。 本発明の第３の実施形態を説明するための図である。 本発明の第４の実施形態を説明するための図である。 電圧Ｖｉｎと期間４〜６の関係を説明するための図である。 本発明の第５の実施形態を説明するための図である。 本発明の第６の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る降圧型交流チョッパを説明するための図である。 従来技術に係る昇圧型交流チョッパを説明するための図である。
以下、本発明を適用した電力変換装置の実施形態を、図１〜図１０を用いて詳細に説明する。
図１は、本発明を適用した電力変換装置の第１の実施形態を説明するための図である。
図において、１は単相交流電源、２および３は双方向スイッチ、４は負荷、１００は制御回路である。この実施形態に係る電力変換装置は、単相交流電源１の電圧Ｖｉｎを降圧して得た電圧Ｖｏを負荷に供給する降圧型の交流チョッパである。
双方向スイッチ２（第１の双方向スイッチ）は、スイッチング素子Ｓ１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子Ｓ２（第２のスイッチング素子）とを逆並列に接続してなる回路である。スイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子側を双方向スイッチ２の第１の端子とし、スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子側を双方向スイッチ２の第２の端子とする。
双方向スイッチ３（第２の双方向スイッチ）は、スイッチング素子Ｓ３（第３のスイッチング素子）とスイッチング素子Ｓ４（第４のスイッチング素子）とを逆並列に接続してなる回路である。スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子側を双方向スイッチ３の第１の端子とし、スイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子側を双方向スイッチ３の第２の端子とする。
図に示したスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、逆阻止耐圧を有するＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。
しかし、双方向スイッチ２，３は上記構成に限られるものではない。たとえば、双方向スイッチ２，３は、図２（ａ）に示すように、逆阻止耐圧を備えていないＩＧＢＴとダイオードを直列に接続した２組の回路を逆並列に接続して構成されていてもよい。また、双方向スイッチ２，３は、図２（ｂ）に示すように、逆阻止耐圧を備えていないＩＧＢＴとダイオードを逆並列に接続した２組の回路を逆直列に接続して構成されていても良い。また、双方向スイッチ２，３は、図２（ｃ）に示すように、ダイオードを逆並列接続した２組のＩＧＢＴ双方向スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）とダイオードを逆並列に接続した２組の回路を逆直列に接続して構成されていても良い。
双方向スイッチをこのように構成することができることは、以下の他の実施形態においても同様である。
双方向スイッチ２と双方向スイッチ３とは、交流電源１の両端に、直列に接続される。具体的には、双方向スイッチ２の第２の端子と双方向スイッチ３の第１の端子とが接続されている。そして、双方向スイッチ２の第１の端子が交流電源１の一端に接続され、双方向スイッチ３の第２の端子が交流電源１の他端に接続される。
負荷４は双方向スイッチ３の両端に接続される。負荷４は、抵抗ＲとリアクトルＬとが直列に接続された回路である。リアクトルＬは、抵抗Ｒのインダクタンス成分や配線のインダクタンス成分を含むものである。
制御回路１００には、電圧検出器３０１で検出された交流電源１の電圧Ｖｉｎが入力される。制御回路１００は、この電圧Ｖｉｎに基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフさせるためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。
制御回路１００は、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するにあたり、交流電源１の電圧周期を期間１〜３の３つの期間に分割している。図３は、電圧Ｖｉｎと期間１〜３の関係を説明するための図である。図３には、負荷４に流れる電流Ｉｏも併せて記載している。
期間１（第１の期間）は、電圧Ｖｉｎが第１の基準電圧以上の期間である。期間２（第２の期間）は、電圧Ｖｉｎが第２の基準電圧以下の期間である。期間３（第３の期間）は、電圧Ｖｉｎが第１の基準電圧より小さく、かつ第２の基準電圧より大きい期間である。
なお、第１の基準電圧は、０Ｖよりも少し大きい値に設定された電圧である。第２の基準電圧は、０Ｖよりも少し小さい値に設定された電圧である。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、第３の期間を、電圧Ｖｉｎがゼロクロスする前後の限られた期間とすることができる。
例えば、単相交流電源１の電圧Ｖｉｎを２５０ＶＡＣとし、出力電圧Ｖｏを２００ＶＡＣとする。そして、第１の基準電圧を１０Ｖ程度とし、第２の基準電圧を−１０Ｖ程度にする。この場合、期間の切り替わりタイミングで生じる出力電圧Ｖｏの偏差（基本波成分の偏差）が２Ｖ程度になる。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、出力電圧Ｖｏの波形ひずみに対する影響を軽微なものとすることができる。
図４は、期間１〜３とスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作の関係を説明するための図である。
期間１において、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を常にオン状態にするためのゲート信号Ｇ２，Ｇ３を生成する。また、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を交互にオンオフ動作させるためのゲート信号Ｇ１，Ｇ４を生成する。ゲート信号Ｇ１，Ｇ４は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチング素子Ｓ１がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ４がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ１，Ｇ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチング素子Ｓ４がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ１，Ｇ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。休止期間Ｔｄは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオンオフが切り替わるタイミングにおいて、両素子が同時オンすることによる交流電源１の短絡を防止するために設けられる期間である。
スイッチング素子Ｓ１がオンすることにより、交流電源１→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路で電流Ｉｏが流れる。スイッチング素子Ｓ１がオフすると、スイッチング素子Ｓ１に流れていた電流Ｉｏが、負荷４→スイッチング素子Ｓ３→負荷４の経路に転流する。スイッチング素子Ｓ１がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチング素子Ｓ４のオン期間およびスイッチング素子Ｓ４がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｏは、上記負荷４→スイッチング素子Ｓ３→負荷４の経路で流れ続ける。次にスイッチング素子Ｓ１がオンすると、スイッチング素子Ｓ３に流れていた電流Ｉｏが、交流電源１→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路に転流する。
なお、期間３から期間１に切り替わった直後において、電流Ｉｏの極性が負の場合がある。このとき、電流Ｉｏは、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→交流電源１の経路、または負荷４→スイッチング素子Ｓ４→負荷４の経路で流れる。
上述のとおり、期間１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオンオフ動作に伴って、電流Ｉｏの転流動作が繰り返される。すなわち、負荷４のリアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを放出する経路は、常に確保される。したがって、期間１において、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧を抑制することができる。
期間２において、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４を常にオン状態にするためのゲート信号Ｇ１，Ｇ４を生成する。また、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を交互にオンオフ動作させるためのゲート信号Ｇ２，Ｇ３を生成する。ゲート信号Ｇ２，Ｇ３は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチング素子Ｓ２がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ３がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ２，Ｇ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチング素子Ｓ３がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ２がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ２，Ｇ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。
スイッチング素子Ｓ２がオンすることにより、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→交流電源１の経路で電流Ｉｏが流れる。スイッチング素子Ｓ２がオフすると、スイッチング素子Ｓ２に流れていた電流Ｉｏが、負荷４→スイッチング素子Ｓ４→負荷４の経路に転流する。スイッチング素子Ｓ２がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチング素子Ｓ３のオン期間およびスイッチング素子Ｓ３がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｏは、上記負荷４→スイッチング素子Ｓ４→負荷４の経路で流れ続ける。次にスイッチング素子Ｓ１がオンすると、スイッチング素子Ｓ４に流れていた電流Ｉｏが、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→交流電源１の経路に転流する。
なお、期間３から期間２に切り替わった直後において、電流Ｉｏの極性が正の場合がある。このとき、電流Ｉｏは、交流電源１→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路、または負荷４→スイッチング素子Ｓ３→負荷４の経路で流れる。
上述のとおり、期間２では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフ動作に伴って、電流Ｉｏの転流動作が繰り返される。すなわち、負荷４のリアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを放出する経路は、常に確保される。したがって、期間２において、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧を抑制することができる。
期間３において、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を常にオン状態にし、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を常にオフ状態にする。
期間１後の期間３では、電流Ｉｏは、交流電源１→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路で流れる。また、期間２後の期間３では、電流Ｉｏは、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→交流電源１の経路で流れる。いずれの場合にもスイッチング素子のオンオフ動作は生じない。したがって、期間３において、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧は発生しない。
なお、期間１から期間３への切り替えは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。同様に、期間２から期間３への切り替えも、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。このタイミングで期間の切り替えを行えば、期間１若しくは期間２におけるスイッチング素子のオンオフ状態を維持しながら期間３に移行することができる。そして、スイッチング素子のオンオフ動作が切り替わらないため、このタイミングで休止期間を挿入する必要がない。
以上より、交流電源１のゼロクロス付近に期間３を設けた第１の実施形態は、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。また、本実施形態は、期間の切り替えタイミングにおいて、複雑なゲート信号の生成を必要としない。
図５は、本発明の第２の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、第１の実施形態に係る単相の降圧型チョッパを２組用いて、３相交流電源と三相負荷とをＶ結線接続した降圧型チョッパである。
図において、１１は三相交流電源、２１，２２および３１,３２は双方向スイッチ、４１は三相負荷、１０１は制御回路である。
図において、交流電源１１は、Ｒ相,Ｓ相およびＴ相の電源をＹ結線してなる三相交流電源である。負荷４１は、抵抗ＲｕとリアクトルＬｕとの直列回路（Ｕ相負荷）、抵抗ＲｖとリアクトルＬｖとの直列回路（Ｖ相負荷）および抵抗ＲｗとリアクトルＬｗとの直列回路（Ｗ相負荷）をＹ結線してなる三相負荷である。
双方向スイッチ２１，３１の直列回路が、交流電源１１のＲ相端子とＳ相端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３１の両端に負荷４１のＵ相負荷とＶ相負荷とが直列に接続される。双方向スイッチ２１，３１およびこれらからなる直列回路の構成は、第１の実施形態における双方向スイッチ２，３およびこれらからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
また、双方向スイッチ２２，３２の直列回路が、交流電源１１のＴ相端子とＳ相端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３２の両端に負荷４１のＷ相負荷とＶ相負荷とが直列に接続される。双方向スイッチ２２，３２およびこれらからなる直列回路の構成は、第１の実施形態における双方向スイッチ２，３およびこれらからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
３０１は、交流電源１１のＲ相とＳ相の間の線間電圧Ｖｒｓを検出する電圧検出器である。３０２は、交流電源１１のＴ相とＳ相の間の線間電圧Ｖｔｓを検出する電圧検出器である。電圧検出器３０１で検出された線間電圧Ｖｒｓと電圧検出器３０２で検出された線間電圧Ｖｔｓとは、制御回路１０１に入力される。
制御回路１０１は、線間電圧Ｖｒｓの電圧周期を期間１〜３に分割して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。また、制御回路１０１は、線間電圧Ｖｔｓの電圧周期を期間１〜３に分割して、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する。制御回路１０１がゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する論理およびゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する論理は、第１の実施形態の場合と同様であるので、それらの説明は省略する。
本実施形態においても、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｔｓのゼロクロス付近に、それぞれ期間３を設けている。したがって、本実施形態は、負荷４１のリアクトルＬｕ，ＬｖおよびＬｗに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。また、本実施形態は、期間の切り替えタイミングにおいて、複雑なゲート信号の生成を必要としない。
図６は、本発明の第３の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、第１の実施形態に係る単相の降圧型チョッパを３組用いて、３相交流電源と三相負荷とをＹ結線接続した降圧型チョッパである。
図において、１２は三相交流電源、２１〜２３および３１〜３３は双方向スイッチ、４２は三相負荷、１０２は制御回路である。
図において、交流電源１２は、Ｒ相,Ｓ相およびＴ相の電源をＹ結線してなる三相交流電源であり、中性点を有している。負荷４２は、抵抗ＲｕとリアクトルＬｕとの直列回路（Ｕ相負荷）、抵抗ＲｖとリアクトルＬｖとの直列回路（Ｖ相負荷）および抵抗ＲｗとリアクトルＬｗとの直列回路（Ｗ相負荷）をＹ結線してなる三相負荷である。負荷４２も中性点を有している。また、交流電源１２の中性点と負荷４２の中性点は接続されている。
双方向スイッチ２１，３１の直列回路が、交流電源１２のＲ相端子と中性点端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３１の両端に負荷４２のＵ相負荷が接続される。双方向スイッチ２１，３１およびこれらからなる直列回路の構成は、第１の実施形態における双方向スイッチ２，３およびこれらからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
また、双方向スイッチ２２，３２の直列回路が、交流電源１１のＳ相端子と中性点端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３２の両端に負荷４２のＶ相負荷が接続される。双方向スイッチ２２，３２およびこれらからなる直列回路の構成は、第１の実施形態における双方向スイッチ２，３およびこれらからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
また、双方向スイッチ２３，３３の直列回路が、交流電源１１のＴ相端子と中性点端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３３の両端に負荷４２のＷ相負荷が接続される。双方向スイッチ２３，３３およびこれらからなる直列回路の構成は、第１の実施形態における双方向スイッチ２，３およびこれらからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
３０１は、交流電源１１のＲ相電圧Ｖｒを検出する電圧検出器である。３０２は、交流電源１１のＳ相電圧Ｖｓを検出する電圧検出器である。３０３は、交流電源１１のＴ相電圧Ｖｔを検出する電圧検出器である。電圧検出器３０１で検出された電圧Ｖｒ,電圧検出器３０２で検出された電圧Ｖｓおよび電圧検出器３０３で検出された電圧Ｖｔは、制御回路１０２に入力される。
制御回路１０２は、電圧Ｖｒの電圧周期を期間１〜３に分割して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。また、制御回路１０２は、電圧Ｖｓの電圧周期を期間１〜３に分割して、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する。また、制御回路１０２は、電圧Ｖｔの電圧周期を期間１〜３に分割して、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２のゲート信号Ｇ９〜Ｇ１２を生成する。期間１〜３において制御回路１０２がゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する論理，ゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する論理およびゲート信号Ｇ９〜Ｇ１２を生成する論理は、第１の実施形態の場合と同様であるので、それらの説明は省略する。
本実施形態においても、電圧Ｖｒ，ＶｓおよびＶｔのゼロクロス付近に期間３を設けている。したがって、本実施形態は、負荷４２のリアクトルＬｕ，ＬｖおよびＬｗに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。また、本実施形態は、期間の切り替えタイミングにおいて、複雑なゲート信号の生成を必要としない。
図７は、本発明を適用した電力変換装置の第４の実施形態を説明するための図である。
図において、１は単相交流電源、２および３は双方向スイッチ、４は負荷、５はリアクトル、６はコンデンサ、１０３は制御回路である。この実施形態に係る電力変換装置は、単相交流電源１の電圧Ｖｉｎを昇圧して得た電圧Ｖｏを負荷に供給する昇圧型の交流チョッパである。
双方向スイッチ２（第１の双方向スイッチ）は、スイッチング素子Ｓ１（第１のスイッチング素子）とスイッチング素子Ｓ２（第２のスイッチング素子）とを逆並列に接続してなる回路である。スイッチング素子Ｓ１のコレクタ端子側を双方向スイッチ２の第１の端子とし、スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子側を双方向スイッチ２の第２の端子とする。
双方向スイッチ３（第２の双方向スイッチ）は、スイッチング素子Ｓ３（第３のスイッチング素子）とスイッチング素子Ｓ４（第４のスイッチング素子）とを逆並列に接続してなる回路である。スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子側を双方向スイッチ３の第１の端子とし、スイッチング素子Ｓ４のエミッタ端子側を双方向スイッチ３の第２の端子とする。
そして、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、逆阻止耐圧を有するＩＧＢＴである。
リアクトル５と双方向スイッチ３とは、交流電源１の両端に、直列に接続される。具体的には、リアクトル５の一端が交流電源１の一端に接続され、リアクトル５の他端が双方向スイッチ３の第２の端子に接続される。さらに、双方向スイッチ３の第１の端子が交流電源１の他端に接続される。
双方向スイッチ２とコンデンサ６とは、双方向スイッチ３と並列に直列接続される。具体的には、双方向スイッチ３の第２の端子に双方向スイッチ２の第１の端子が接続される。さらに、双方向スイッチ２の第２の端子にコンデンサ６の一端が接続されるとともに、コンデンサ６の他端が双方向スイッチ３の第１の端子に接続される。
負荷４は、コンデンサ６と並列に接続される。負荷４は、抵抗ＲとリアクトルＬとが直列に接続された回路である。リアクトルＬは、抵抗Ｒのインダクタンス成分や配線のインダクタンス成分を含むものである。
制御回路１０３には、電圧検出器３０１で検出された交流電源１の電圧Ｖｉｎが入力される。制御回路１０３は、この電圧Ｖｉｎに基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフするためのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。
制御回路１０３は、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成するにあたり、第１の実施形態と同様に、交流電源１の電圧周期を期間４〜６の３つの期間に分割している。期間４（第４の期間）は、電圧Ｖｉｎが第１の基準電圧以上の期間である。期間５（第５の期間）は、電圧Ｖｉｎが第２の基準電圧以下の期間である。期間６（第６の期間）は、電圧Ｖｉｎが第１の基準電圧より小さく、かつ第２の基準電圧より大きい期間である。
なお、第１の基準電圧は、０Ｖよりも少し大きい値に設定された電圧である。第２の基準電圧は、０Ｖよりも少し小さい値に設定された電圧である。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、第６の期間を、電圧Ｖｉｎがゼロクロスする前後の限られた期間とすることができる。
例えば、単相交流電源１の電圧Ｖｉｎを１５０ＶＡＣとし、出力電圧Ｖｏを２００ＶＡＣとする。そして、第１の基準電圧を１０Ｖ程度とし、第２の基準電圧を−１０Ｖ程度にする。この場合、期間の切り替わりタイミングで生じる出力電圧Ｖｏの偏差（基本波成分の偏差）が３Ｖ程度になる。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、出力電圧Ｖｏの波形ひずみに対する影響を軽微なものとすることができる。
図８は、期間４〜６とスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ動作の関係を説明するための図である。
期間４において、制御回路１０３は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４を常にオン状態にするためのゲート信号Ｇ１，Ｇ４を生成する。また、制御回路１０３は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を交互にオンオフ動作させるためのゲート信号Ｇ２，Ｇ３を生成する。ゲート信号Ｇ２，Ｇ３は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチング素子Ｓ２がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ３がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ２，Ｇ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチング素子Ｓ３がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ２がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ２，Ｇ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。休止期間Ｔｄは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフが切り替わるタイミングにおいて、両素子が同時オンすることによるコンデンサ６の短絡を防止するために設けられる期間である。
スイッチング素子Ｓ３がオンすることにより、交流電源１→リアクトル５→スイッチング素子Ｓ３→交流電源１の経路で電流Ｉｉｎが流れる。スイッチング素子Ｓ３がオフすると、スイッチング素子Ｓ３に流れていた電流Ｉｉｎが、交流電源１→リアクトル５→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路に転流する。スイッチング素子Ｓ３がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチング素子Ｓ２のオン期間およびスイッチング素子Ｓ２がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｉｎは、上記交流電源１→リアクトル５→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路で流れ続ける。次にスイッチング素子Ｓ３がオンすると、スイッチング素子Ｓ１に流れていた電流Ｉｉｎが、交流電源１→リアクトル５→スイッチング素子Ｓ３→交流電源１の経路に転流する。
なお、期間６から期間４に切り替わった直後において、電流Ｉｉｎの極性が負の場合がある。このとき、電流Ｉｉｎは、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→交流電源１の経路、または交流電源１→スイッチング素子Ｓ４→リアクトル５→交流電源１の経路で流れる。
上述のとおり、期間４では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のオンオフ動作に伴って、電流Ｉｉｎの転流動作が繰り返される。すなわち、リアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーを放出する経路は、常に確保される。したがって、期間４では、リアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧を抑制することができる。
期間５では、制御回路１０３は、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３を常にオン状態にするためのゲート信号Ｇ２，Ｇ３を生成する。また、制御回路１０３は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を交互にオンオフ動作させるためのゲート信号Ｇ１，Ｇ４を生成する。ゲート信号Ｇ１，Ｇ４は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチング素子Ｓ１がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ４がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ１，Ｇ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチング素子Ｓ４がオンからオフに切り替わり、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンに切り替わるとき、両素子のゲート信号Ｇ１，Ｇ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。
スイッチング素子Ｓ４がオンすることにより、交流電源１→スイッチング素子Ｓ４→リアクトル５→交流電源１の経路で電流Ｉｉｎが流れる。スイッチング素子Ｓ４がオフすると、スイッチング素子Ｓ４に流れていた電流Ｉｉｎが、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→リアクトル５→交流電源１の経路に転流する。スイッチング素子Ｓ２がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチング素子Ｓ３のオン期間およびスイッチング素子Ｓ３がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｏは、上記負荷４→スイッチング素子Ｓ４→負荷４の経路で流れ続ける。次にスイッチング素子Ｓ１がオンすると、スイッチング素子Ｓ４に流れていた電流Ｉｏが、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→交流電源１の経路に転流する。
なお、期間６から期間５に切り替わった直後において、電流Ｉｉｎの極性が正の場合がある。このとき、電流Ｉｉｎは、交流電源１→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路、または交流電源１→リアクトル５→スイッチング素子Ｓ３→交流電源１の経路で流れる。
上述のとおり、期間５では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のオンオフ動作に伴って、電流Ｉｉｎの転流動作が繰り返される。すなわち、リアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーを放出する経路は、常に確保される。したがって、期間５において、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧を抑制することができる。
期間６において、制御回路１０３は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を常にオン状態にし、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を常にオフ状態にする。
期間４後の期間６では、電流Ｉｉｎは、交流電源１→リアクトル５→スイッチング素子Ｓ１→負荷４→交流電源１の経路で流れる。また、期間５後の期間６では、電流Ｉｉｎは、交流電源１→負荷４→スイッチング素子Ｓ２→リアクトル５→交流電源１の経路で流れる。いずれの場合にもスイッチング素子のオンオフ動作は生じない。したがって、期間６では、リアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧は発生しない。
なお、期間４から期間６への切り替えは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。同様に、期間５から期間６への切り替えも、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。このタイミングで期間の切り替えを行えば、期間１若しくは期間２におけるスイッチング素子のオンオフ状態を維持しながら期間３に移行することができる。そして、スイッチング素子のオンオフ動作が切り替わらないため、このタイミングで休止期間を挿入するなど、複雑なゲート信号を生成する必要がない。
以上より、交流電源１のゼロクロス付近に期間６を設けた第４の実施形態は、リアクトル５に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。また、本実施形態は、期間の切り替えタイミングにおいて、複雑なゲート信号の生成を必要としない。
図９は、本発明の第５の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、第４の実施形態に係る単相の昇圧型チョッパを２組用いて、３相交流電源と三相負荷とをＶ結線接続した昇圧型チョッパである。
図において、１１は三相交流電源、２１，２２および３１,３２は双方向スイッチ、４１は三相負荷、５１〜５３はリアクトル、６１〜６３はコンデンサ、１０４は制御回路である。
交流電源１１は、Ｒ相,Ｓ相およびＴ相の電源をＹ結線してなる三相交流電源である。負荷４１は、抵抗ＲｕとリアクトルＬｕとの直列回路（Ｕ相負荷）、抵抗ＲｖとリアクトルＬｖとの直列回路（Ｖ相負荷）および抵抗ＲｗとリアクトルＬｗとの直列回路（Ｗ相負荷）をＹ結線してなる三相負荷である。
リアクトル５１と双方向スイッチ３１とからなる直列回路が、交流電源１１のＲ相端子とＳ相端子との間にリアクトル５２を介して接続されている。そして、双方向スイッチ３１の両端に双方向スイッチ２１とコンデンサ６１とからなる直列回路が接続される。双方向スイッチ３１およびリアクトル５１と双方向スイッチ３１とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ３およびリアクトル５と双方向スイッチ３とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。また、双方向スイッチ２１および双方向スイッチ２１とコンデンサ６１とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ２および双方向スイッチ２とコンデンサ６とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
コンデンサ６１の両端に、負荷４１のＵ相負荷とＶ相負荷とが直列に接続される。
また、リアクトル５３と双方向スイッチ３２とからなる直列回路が、交流電源１１のＴ相端子とＳ相端子との間にリアクトル５２を介して接続されている。そして、双方向スイッチ３２の両端に双方向スイッチ２２とコンデンサ６３とからなる直列回路が接続される。双方向スイッチ３２およびリアクトル５３と双方向スイッチ３２とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ３およびリアクトル５と双方向スイッチ３とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。また、双方向スイッチ２２および双方向スイッチ２２とコンデンサ６２とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ２および双方向スイッチ２とコンデンサ６とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
コンデンサ６２の両端に、負荷４１のＷ相負荷とＶ相負荷とが直列に接続される。
さらに、コンデンサ６３が、コンデンサ６１，６２の直列回路の両端に接続される。
３０１は、交流電源１１のＲ相とＳ相の間の線間電圧Ｖｒｓを検出する電圧検出器である。３０２は、交流電源１１のＴ相とＳ相の間の線間電圧Ｖｔｓを検出する電圧検出器である。電圧検出器３０１で検出された線間電圧Ｖｒｓと電圧検出器３０２で検出された線間電圧Ｖｔｓとは、制御回路１０４に入力される。
制御回路１０４は、線間電圧Ｖｒｓの電圧周期を期間４〜６に分割して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。また、制御回路１０４は、線間電圧Ｖｔｓの電圧周期を期間４〜６に分割して、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する。制御回路１０４がゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する論理およびゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する論理は、第４の実施形態の場合と同様であるので、それらの説明は省略する。
本実施形態においても、線間電圧Ｖｒｓ，Ｖｔｓのゼロクロス付近に期間６を設けている。したがって、本実施形態は、リアクトル５１〜５３に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。また、本実施形態は、期間の切り替えタイミングにおいて、複雑なゲート信号の生成を必要としない。
図１０は、本発明の第６の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、第４の実施形態に係る単相の昇圧型チョッパを３組用いて、３相交流電源と三相負荷とをＹ結線接続した昇圧型チョッパである。
図において、１２は三相交流電源、２１〜２３および３１〜３３は双方向スイッチ、４２は三相負荷、５１〜５３はリアクトル、６１〜６３はコンデンサ、１０５は制御回路である。
交流電源１２は、Ｒ相,Ｓ相およびＴ相の電源をＹ結線してなる三相交流電源であり、中性点を有している。負荷４２は、抵抗ＲｕとリアクトルＬｕとの直列回路（Ｕ相負荷）、抵抗ＲｖとリアクトルＬｖとの直列回路（Ｖ相負荷）および抵抗ＲｗとリアクトルＬｗとの直列回路（Ｗ相負荷）をＹ結線してなる三相負荷である。負荷４２も中性点を有している。また、交流電源１２の中性点と負荷４２の中性点は接続されている。
リアクトル５１と双方向スイッチ３１の直列回路が、交流電源１２のＲ相端子と中性点端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３１の両端に、双方向スイッチ２１とコンデンサ６１の直列回路が接続されている。さらに、コンデンサ６１の両端に負荷４２のＵ相負荷が接続される。双方向スイッチ３１およびリアクトル５１と双方向スイッチ３１とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ３およびリアクトル５と双方向スイッチ３とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。また、双方向スイッチ２１および双方向スイッチ２１とコンデンサ６１とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ２および双方向スイッチ２とコンデンサ６とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
リアクトル５２と双方向スイッチ３２の直列回路が、交流電源１２のＳ相端子と中性点端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３２の両端に、双方向スイッチ２２とコンデンサ６２の直列回路が接続されている。さらに、コンデンサ６２の両端に負荷４２のＶ相負荷が接続される。双方向スイッチ３２およびリアクトル５２と双方向スイッチ３２とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ３およびリアクトル５と双方向スイッチ３とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。また、双方向スイッチ２２および双方向スイッチ２２とコンデンサ６２とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ２および双方向スイッチ２とコンデンサ６とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
リアクトル５３と双方向スイッチ３３の直列回路が、交流電源１２のＴ相端子と中性点端子との間に接続されている。そして、双方向スイッチ３３の両端に、双方向スイッチ２３とコンデンサ６３の直列回路が接続されている。さらに、コンデンサ６３の両端に負荷４２のＷ相負荷が接続される。双方向スイッチ３３およびリアクトル５３と双方向スイッチ３３とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ３およびリアクトル５と双方向スイッチ３とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。また、双方向スイッチ２３および双方向スイッチ２３とコンデンサ６３とからなる直列回路の構成は、第４の実施形態における双方向スイッチ２および双方向スイッチ２とコンデンサ６とからなる直列回路の構成と同様であるので、これらの詳細な説明は省略する。
３０１は、交流電源１１のＲ相電圧Ｖｒを検出する電圧検出器である。３０２は、交流電源１１のＳ相電圧Ｖｓを検出する電圧検出器である。３０３は、交流電源１１のＴ相電圧Ｖｔを検出する電圧検出器である。電圧検出器３０１で検出された電圧Ｖｒ,電圧検出器３０２で検出された電圧Ｖｓおよび電圧検出器３０３で検出された電圧Ｖｔは、制御回路１０５に入力される。
制御回路１０５は、電圧Ｖｒの電圧周期を期間４〜６に分割して、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する。また、制御回路１０５は、電圧Ｖｓの電圧周期を期間４〜６に分割して、スイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８のゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する。また、制御回路１０５は、電圧Ｖｔの電圧周期を期間４〜６に分割して、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２のゲート信号Ｇ９〜Ｇ１２を生成する。期間４〜６において制御回路１０５がゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を生成する論理，ゲート信号Ｇ５〜Ｇ８を生成する論理およびゲート信号Ｇ９〜Ｇ１２を生成する論理は、第１の実施形態の場合と同様であるので、それらの説明は省略する。
本実施形態においても、電圧Ｖｒ，ＶｓおよびＶｔのゼロクロス付近に期間６を設けている。したがって、本実施形態は、負荷４２のリアクトルＬｕ，ＬｖおよびＬｗに蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。また、本実施形態は、期間の切り替えタイミングにおいて、複雑なゲート信号の生成を必要としない。
本発明は、交流電源の電圧を降圧または昇圧して交流電圧を出力する交流チョッパに利用することができる。
１ 単相交流電源
１１，１２ 三相交流電源
２，２１〜２３ 双方向スイッチ
３，３１〜３３ 双方向スイッチ
４ 単相負荷
４１，４２ 三相負荷
５，５１〜５３ リアクトル
６，６１〜６３ コンデンサ
１００〜１０５ 制御回路
３０１〜３０３ 電圧検出器。

Claims (6)

  1. 交流電源の両端に直列に接続される第１と第２の双方向スイッチを交互にオンオフすることによって得られる交流電圧を、前記第２の双方向スイッチの両端に接続される負荷に供給する電力変換装置であって、
    前記第１の双方向スイッチを第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成し、
    前記第２の双方向スイッチを第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成し、
    前記交流電源の電圧周期を、前記交流電源の電圧がゼロより大きい第１の基準電圧以上である第１の期間と、前記交流電源の電圧がゼロより小さい第２の基準電圧以下である第２の期間と、前記交流電源の電圧が前記第１の基準電圧と第２の基準電圧の間にある第３の期間とに分割して、
    前記第１の期間は、前記第２と第３のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第１と第４のスイッチング素子を交互にオンオフさせ、
    前記第２の期間は、前記第１と第４のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第２と第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせ、
    前記第３の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第３と第４のスイッチング素子をオフさせることによって、
    前記交流電源の電圧を所定の交流電圧に降圧して前記負荷に供給することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記第１の期間から前記第３の期間への切り替えおよび前記第２の期間から前記第３の期間への切り替えは、前記第１と第２のスイッチング素子が同時にオンしているときに行われることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. リアクトルと第２の双方向スイッチとを交流電源の両端に直列接続するとともに、第１の双方向スイッチとコンデンサとを前記第２の双方向スイッチの両端に直列接続し、前記第１と第２の双方向スイッチを交互にオンオフすることによって得られる交流電圧を、前記コンデンサの両端に接続される負荷に供給する電力変換装置であって、
    前記第１の双方向スイッチを第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成し、
    前記第２の双方向スイッチを第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列または並列に接続して構成し、
    前記交流電源の電圧周期を、前記交流電源の電圧がゼロより大きい第１の基準電圧以上である第４の期間と、前記交流電源の電圧がゼロより小さい第２の基準電圧以下である第５の期間と、前記交流電源の電圧が前記第１の基準電圧と第２の基準電圧の間にある第６の期間とに分割し、
    前記第４の期間は、前記第１と第４のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第２と第３のスイッチング素子を交互にオンオフさせ、
    前記第５の期間は、前記第２と第３のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第１と第４のスイッチング素子を交互にオンオフさせ、
    前記第６の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第３と第４のスイッチング素子をオフさせることによって、
    前記交流電源の電圧を所定の交流電圧に昇圧して前記負荷に供給することを特徴とする電力変換装置。
  4. 前記第４の期間から前記第６の期間への切り替えおよび前記第５の期間から前記第６の期間への切り替えは、前記第１と第２のスイッチング素子が同時にオンしているときに行われることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置を２組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＶ結線接続することを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置を３組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＹ結線接続することを特徴とする電力変換装置。
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