CN103081324B - 交流-交流转换器 - Google Patents

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Abstract

一种AC-AC转换器，被构造为包括：正向转换器，将交流转换为直流；反向转换器，将直流转换为交流，其中：第一半导体开关串联电路、第二半导体开关串联电路和电容器串联电路以并联方式连接，在交流输入的一端和第一半导体开关串联电路的串联连接点之间连接有第一电感器，在交流输入的所述一端和第二半导体开关串联电路的串联连接点之间连接有双向开关，在第二半导体开关串联电路的串联连接点和交流输出的一端之间连接有第二电感器，电容器串联电路的串联连接点连接到交流输入的另一端和交流输出的另一端。由此，可以在输入电压在指定范围内时将整流器的电感器损耗保持为充分小。同时，除此以外，当执行补偿动作时，可以比已知电路更多地减小开关损耗。

Description

交流-交流转换器
技术领域
本发明涉及改善不间断电源的效率，所述不间断电源对交流电压的波动或供电中断进行补偿以向负载提供稳定电压。
背景技术
图1是示出在以下示出的PLT1中描述的交流-交流（AC-AC）转换器的电路构造的示例的示图。在图1中，1和2是滤波电容器，3和4是电感器，5至8是IGBT（绝缘栅双极晶体管）（可控制正向电流的导通和断开，并针对逆向电流总是处于导通状态的半导体开关），9和10是平滑电容器。这样的电路构造（在所述电流构造中：IGBT5和IGBT6的串联电路以及电容器9和电容器10的串联电路的并联电路的IGBT5和IGBT6的串联连接点与交流输入的一端之间连接有电感器3，并且电容器9和电容器10的串联连接点与所述交流输入的另一端连接）被公知为一种使用半桥构造的高功率因子整流器电路，并被用作升压AC-直流（DC）转换电路，在所述升压AC-DC转换电路中，通过IGBT5和IGBT6的开关来获得比交流输入电压的峰值更高的直流电压。
此外，这样的电路构造（在所述电路构造中：IGBT7和IGBT8的串联电路以及电容器9和电容器10的串联电路的并联电路中的IGBT7和IGBT8的串联连接点与交流输出的一端之间连接有电感器4，电容器9和电容器10的串联连接点与所述交流输出的另一端连接，所述交流输出U和V之间连接有电容器2）被公知为使用半桥构造的逆变换电路（逆变器）。该电路被用作DC-AC转换电路，其中，通过IGBT7和IGBT8的开关从直流电压获得正弦交流电压。
在图1中示出的AC-AC转换器被用于如下应用：对交流输入的电压波动进行补偿，从而向负载提供固定电压，并被用于如下应用：在交流输入中断等时通过从未示出的存储装置将直流电供应给电容器9和电容器10来向负载提供不间断的电力。
IGBT5和IGBT6的串联连接点与IGBT7和IGBT8的串联连接点之间连接有双向开关11，但是首先将在下面说明在没有连接双向开关11时的操作。
在高功率因子整流电路中的交流输入电流I1的极性为正时的操作的示例如下所示。
当IGBT6被导通时的电流路径是这样的路径：从输入端子的一端Ui通过电感器3、IGBT6和电容器10至输入端子的另一端Vi，并且能量被积蓄在电感器3中。当IGBT6被断开时的电流路径是这样的路径：从输入端子的一端Ui通过电感器3、IGBT5的反并联二极管、电容器9至输入端子的另一端Vi，并且电感器3中的能量被释放到电容器9。在该操作中，在电流路径中存在一个半导体装置。
此外，当逆变换电路（逆变器）中的交流输出电流12的极性为正时的操作的示例如下所示。当IGBT7被导通时的电流路径为：从电容器9通过IGBT7、电感器4、交流输出的一端U、负载（未示出）和交流输出的另一端V至电容器9。当IGBT7被断开时的电流路径为：从电容器10通过IGBT8的反并联二极管、电感器4、交流输出的一端U、负载（未示出）、交流输出的另一端V至电容器10。在该操作中，在电流路径中存在一个半导体装置。上述操作使得：从交流输入在到达交流输出之前，电流经过两个半导体装置。
接着，将在下面给出当双向开关11在IGBT5和IGBT6的串联连接点以及IGBT7和IGBT8的串联连接点之间连接时的操作的描述。第一操作是这样的操作：IGBT5和IGBT7被同时导通时，或者IGBT6和IGBT8被同时导通时，双向开关11接通，使得电流旁通。此外，第二操作是这样的操作：输入电压的波动在负载可以承受的范围之内时，IGBT5至8的开关操作停止，从而IGBT5至8处于断开状态，并且双向开关11持续处于接通状态。在第一操作和第二操作中，由于双向开关11仅仅是从交流输入至交流输出的电流路径中的半导体元件，因此损耗减少。
交流输入电压是在与交流输入连接的负载的承受值（这里称为指定值）之内的电压时，交流输入电压被直接传送到交流输出是普遍在诸如不间断电源的备用型电源中实施的方法。同时，在图1中示出的电路使得：当交流输入电压偏离指定值时，可以通过延迟半导体元件的开关周期那么多的时间（通常为几十微秒）来恢复正常操作。由于在该时间段期间的干扰被由电容器1和2以及电感器3和4形成的滤波器去除，因此与备用型电源不同，其具有在输出中不存在干扰的优势。
在图2中示出的示例被已知为双向开关的构造的示例。此外，与图2中示出的双向开关不同的双向开关的构造的示例在图3中示出，但是这将稍后进行参考。在图2（a）中，两个反向阻断IGBT RB1和IGBT RB2以反并联的方式被连接，其中，两个反向阻断IGBT RB1和IGBT RB2的反向极性的电压与正向极性的击穿电压相同。在图2（b）中，通过将二极管D1和D2分别以串联方式连接到没有反向击穿电压的普通的IGBT Q1和Q2而被提供反向击穿电压的电路还以反并联的方式被连接。在图2（c）中，以反并联方式连接二极管D1的IGBT Q1以及以反并联方式连接二极管D2的IGBT Q2以反串联方式被连接。
PLT1:JP-A-2006-296098
发明内容
这里在PLT1中示出的现有技术的方法使得：虽然可以减少第一操作中的传导损耗，但是开关损耗与没有设置双向开关11的高功率因子整流器和逆变器的组合中的开关损耗相等。此外，虽然在第一操作和第二操作中电流都在到达输出之前从输入经过两个电感器，但是不可以减少这里发生的损耗。
因此，为了解决上述各种问题，本发明的目的在于提供这样一种AC-AC转换器，使得可以减少开关损耗，还可通过减少电感器中的损耗来实现尺寸的减小。
为了实现本发明的目的，本发明的第一方面在于：一种AC-AC转换器，被构造为包括：正向转换器，使用半导体开关的开关操作将交流转换为直流；反向转换器，使用半导体开关的开关操作将直流转换为交流，正向转换器的直流输出和反向转换器的直流输入连接，其中：第一半导体开关串联电路、第二半导体开关串联电路和电容器串联电路以并联方式连接，其中，在第一半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在第二半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在电容器串联电路中，电容器以串联方式连接；在交流输入的一端和第一半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第一电感器，在交流输入的所述一端和第二半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有双向开关，在第二半导体开关串联电路内的串联连接点和交流输出的一端之间连接有第二电感器，电容器串联电路内的串联连接点连接到交流输入的另一端和交流输出的另一端中的每端。
本发明的第二方面在于，本发明的第一方面具备：第一控制模式，其中，根据交流输入的电压值，第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的所有半导体开关断开，双向开关接通。
本发明的第三方面在于，本发明的第一方面具备：第二控制模式，其中，根据交流输入的电压值，第二半导体开关串联电路的半导体开关以及双向开关交替地接通和断开。
本发明的第四方面在于，本发明的第一方面具备：第三控制模式，其中，根据交流输入的电压值，双向开关断开，第二半导体开关串联电路的半导体开关接通和断开。
本发明的第五方面在于：以使在本发明的第一至第四方面中的双向开关元件处于接通状态时的电压低于第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的开关元件处于接通状态时的电压的方式使用所述开关元件。
本发明的第六方面在于：一种AC-AC转换器，被构造为包括：正向转换器，使用半导体开关的开关操作将交流转换为直流；反向转换器，使用半导体开关的开关操作将直流转换为交流，正向转换器的直流输出和反向转换器的直流输入连接，其中：第一半导体开关串联电路、第二半导体开关串联电路和电容器串联电路以并联方式连接，其中，在第一半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在第二半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在电容器串联电路中，电容器以串联方式连接；在交流输入的一端和第一半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第一电感器，在交流输入的所述一端和第二半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第一双向开关，在电容器串联电路内的串联连接点和第二半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第二双向开关，在第二半导体开关串联电路内的串联连接点和交流输出的一端之间连接有第二电感器，电容器串联电路内的串联连接点连接到交流输入的另一端和交流输出的另一端中的每端。
本发明的第七方面具备：控制模式，其中，本发明的第六方面中的第一双向开关和第二双向开关交替地接通和断开，从而获得比交流输入电压低的交流输出电压。
由于本发明包括用于交流输入电压在指定范围内时将交流输入直接连接到反向转换器的输出（在滤波电感器之前）的双向开关，因此可以在输入电压在指定范围内时将整流器的电感器损耗保持为充分小。同时，除此以外，执行补偿动作时，可以比已知电路更多地减小开关损耗。此外，可以减小整流器和逆变器两者的电感器的尺寸。
附图说明
图1是示出迄今已知的AC-AC转换器的构造的电路图。
图2是示出迄今已知的双向开关的构造的示例的示图。
图3是示出迄今已知的双向开关的构造的另一示例的示图。
图4是示出本发明的第一实施例的电路图。
图5是示出交流输入和交流输出波形示例的示图。
图6是示出在图4的升压操作时的波形示例的示图。
图7是示出在图4的降压操作时的波形示例的示图。
图8是示出本发明的第二实施例的电路图。
图9是示出图8的操作波形示例的示图。
图10是示出本发明的第三实施例的电路图。
图11是示出本发明的第四实施例的电路图。
具体实施方式
以下，将给出参照附图的本发明的实施例的描述。
为了给出本发明的操作的概述，交流输入电压在指定范围之内时，（在输出电感器之前）经由双向开关将交流输入直接发送到交流输出，而交流输入电压在指定范围之外时，双向开关和反向转换电路的半导体开关交替地接通和断开，从而将交流输入电压升压或降压至指定范围内。
实施例1
图4是示出本发明的第一实施例的电路图，而图5至图7是示出第一实施例的操作波形示例的示图。
通过以并联方式连接的第一IGBT串联电路、第二IGBT串联电路和电容器串联电路，来构造图4中的由半导体构造的AC-DC转换/DC-AC转换电路，其中，在第一IGBT串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的IGBT5和6以串联方式连接，在第二IGBT串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的IGBT7和8以串联方式连接，在电容器串联电路中，电容器9和10以串联方式连接。
在交流输入的一端Ui和第一IGBT串联电路内的串联连接点之间连接有电感器3，在交流输入的一端Ui和第二IGBT串联电路内的串联连接点之间连接有双向开关11，在第二IGBT串联电路内的串联连接点和交流输出的一端U之间连接有电感器4。电容器串联电路内的串联连接点连接到交流输入的另一端Vi和交流输出的另一端V中的每端。在交流输入Ui和Vi之间连接有滤波电容器1，而在交流输出U和V之间连接有滤波电容器2。
将基于图5至图7描述这种构造的操作。
作为操作模式，当交流输入电压在连接到交流输出的负载的承受范围之内时存在操作模式1，当交流输入电压比所述负载的承受范围低时存在操作模式2，当交流输入电压比所述负载的承受范围高时存在操作模式3。
首先，将给出操作模式1的描述。对于大部分负载装置，容许一定量（例如±10%）的输入电源电压波动。结果，输入电压在该范围之内时，例如如图5中所示，装置不需要用于保持输出电压恒定的控制操作。在这种情况下，由于双向开关11处于接通状态，IGBT7和8处于断开状态，因此交流输入被直接输出。此时，在双向开关11或IGBT7和8中不发生开关损耗。虽然IGBT5和6执行将稍后描述的为补偿操作做准备地将电容器9和10的电压保持在预定值E处的整流操作，但是一旦电容器9和10被充电，只需要供应与泄漏的电流相等的电力，意味着经过电流非常小，其损耗可被忽略。由于伴随电感器3的经过电流的损耗也同样地微弱，因此，损耗小于已知的示例。在下文，该操作状态将被称为直接模式。
接下来给出操作模式2的描述。图6是示出当输入电压达到比指定值低的例如-20%时的操作波形。在图6中，输出电压极性为正时，IGBT7和双向开关11交替地接通和断开，而输出电压极性为负时，IGBT8和双向开关11交替地导通和断开。IGBT7和8导通时，通过如下确定比例α。
交流输入电压瞬时值v1被获得为：
v1=V1·sinθ…式(1)。
这里，θ是任意时间相位（电角度）。
同时，期望的交流输出电压瞬时值v2被获得为：
v2=V2·sinθ…式(2)。
例如，由于IGBT7处于导通状态时，U1和V之间的电压是E，双向开关11处于接通状态时，U1和V之间的电压是v1，输出电压极性为正时，一个开关周期平均值vu从下面的式（3）获得。
vu=αE+(1-α)·v1…式(3)。
在由这里的电感器4导致的电压降较小，并且交流输出电压大约与vu相等的情况下，只要通过设置每个时间的α以从式(1)、式(2)、式(3)得到
V2·sinθ=αE+(1-α)·V1·sinθ…式(4)，
就可以将v2维持在期望值。因此：
α=(V2-V1)sinθ/(E-V1·sinθ)…式(5)。
图6示出使用本领域技术人员公知的三角波比较方法，来从通过式(5)获得的α命令值确定IGBT7和8的导通和断开的方法。虽然在附图中省略，但是在IGBT7和8处于断开状态的情况下，双向开关11处于接通状态。普通逆变器和在PLT1中示出的电路（其中，IGBT7和8交替地导通和断开）使得U1和V之间的电压在+E和–E之间改变，也就是说，伴随开关操作的半导体开关电压改变的范围是2E。同时，在图6的示例中，电压改变范围是E-|V1·sinθ|，该范围总是小于上述范围。由于开关损耗大约与电压改变范围成比例，因此开关损耗减小。在下文，该操作状态将被称为升压模式。
接下来将给出操作模式3的描述。图7是示出当输入电压比指定值高的例如，+20%时的操作波形的示图。在图7中，输出电压极性为正时，IGBT8和双向开关11交替地接通和断开，而输出电压极性为负时，IGBT7和双向开关11交替地接通和断开。IGBT7和8导通时，通过如下确定比例α。
例如，由于输出电压极性为正时，IGBT8处于导通状态时U1和V之间的电压是-E，双向开关11处于接通状态时U1和V之间的电压是v1，因此从下面的式(6)获得一个开关周期平均值vu。
vu=-αE+(1-α)·v1…式(6)
在由这里的电感器4导致的电压降较小，并且交流输出电压大约与vu相等的情况下，只要通过设置每个时间的α以从式(1)、式(2)、式(6)得到
V2·sinθ=-αE+(1-α)·V1·sinθ…式(7)，
就可以将v2保持在期望值。因此：
α=(V1-V2)sinθ/(E+V1·sinθ)…式(8)
图7示出如图6中那样使用本领域技术人员公知的三角波比较方法，来从通过式(8)获得的α命令值确定IGBT7和8的导通和断开的方法。这里，为了使信号波之间的大小关系以及IGBT7和8的开关状态与上述升压模式的信号波之间的大小关系以及IGBT7和8的开关状态统一，针对信号波使用-α。此外，在升压模式下，在IGBT7和8处于断开状态的情况下，双向开关11处于接通状态。在这种情况下，伴随开关操作的半导体开关电压改变的范围是E+|V1·sinθ|，该范围比升压模式下的大，但是由于该范围小于普通逆变器和PLT1中示出的电路的变化范围2E，因此如同升压模式那样开关损耗减小。在下文，该状态将被称为降压模式。
如前所述，在升压模式下，逆变器从直流电路供应一部分电力，而在降压模式下，逆变器吸收直流电路中的一部分电力。通过整流器供应或返回电力。由此，整流器不再需要允许100%的负载功率经过，并可以使得作为构造整流器的部件的电感器3以及IGBT5和6的额定功率大大低于作为构造逆变器的部件的电感器4以及IGBT7和8的额定功率。
此外，还可减小逆变器的电感器4的尺寸。理由如下。相对于普通逆变器，图6中的电压改变范围非常小，图7中的脉冲宽度非常小。这是因为：由于电感器纹波电流与电压改变范围×脉冲宽度成比例，并与电感成反比，因此当电感相同时由纹波电流导致的损耗（主要为铁损）减小，而在纹波电流相同时可以减小电感值。
当使用如不间断电源的系统时，电存储装置连接到直流部分，在输入与可以补偿的范围偏离的情况下，双向开关11断开，并且IGBT7和8执行与普通逆变器的操作相同的操作。在这种情况下，逆变器的电感器4的纹波电流比通常要大，并且伴随的损耗也增加。然而，当不间断电源的中断补偿时间大体在10分钟内时，电感器的热时间常数从几十分钟到几个小时。结果，即使将电感器设计为在尺寸上减小，也可以容易地避免温度过高的问题。
在直流模式下装置中的损耗最小，接着依次为升压模式和降压模式。当负载功率恒定时，损耗的总电量被每种模式的比例所影响。虽然降压模式下的损耗减小优势小，但是在实际操作中鲜有仅持续降压模式的情况。
在装置中，如与PLT1中相同的方式，在一个开关周期内的短时间内执行从直流模式到升压或降压模式的切换，此外，由于在开关点和负载之间存在LC滤波器，因此可阻止由模式切换导致的干扰在输出中出现。
实施例2
图8是示出本发明的第二实施例的电路图。与图4中的部分相同的部分由相同标号给出，因此省略对其的描述。
具有在降压模式下减少开关损耗的目标的实施例2是这样的实施例：在U1和V之间添加双向半导体开关12。在图9中示出其操作原理。在降压模式下，双向开关11和12交替地接通和断开。该构造是交流斩波电路，其中，当双向开关11接通时，U1和V之间的电压变为与输入电压相等，当双向开关12接通时，U1和V之间的电压变为0V。例如，双向开关11接通时的比例为常数值0.9时，不论相位如何，输出电压成为输入电压的0.9倍。在该电路中，电压改变范围与输入电压瞬时值相等。
在实施例1和实施例2中，在直流模式下双向开关11总是导通，并且双向开关11的导通率在升压模式或降压模式下也最高。通过仅减小双向开关11的正向电压降，可以以最小成本实现效率的提高。
为了给出仅减小双向开关的正向电压降的特定示例，在例如图3中示出的双向开关的构造与图2中示出的构造在以下方面不同：尽管连接情况与图2（c）中的连接情况相同，但是MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）被用作开关元件。由于MOSFET的具有电流和正向电压降成比例的电阻特性（不同于IGBT），因此在理论上可通过增加并联的数量使正向电压降无限接近0。此外，由于当电压施加到栅极时在反方向也存在导通，因此在特定条件下可比并联二极管更多地减小正向电压降。具体地说，近年来，使用Sic（碳化硅）的MOSFET开始投入实际使用，期望正向电压降的大幅度减小。该使用Sic（碳化硅）的MOSFET用于图3的构造时，正向电压降进一步下降，并且可以减少传导损耗。即使当使用Sic的MOSFET比已知的MOSFET更昂贵时，仅针对上述理由在双向开关部分使用所述使用Sic的MOSFET，也就是说，可以利用最小的成本增加来获得大的损耗减少优势。
实施例3
作为示出本发明第三实施例的电路图的图10示出应用到三相电路的示例。该三相电路是这样的示例，其中，使用三个电路构造图4中示出的第一实施例。在图4的电容器串联电路内的串联连接点用作三相电路的中性点电位，并由三个电路共享。开关电路是这样的电路：正向转换电路部分和反向转换电路部分都以并联的方式连接到所述三个电路中的各个电路的电容器串联电路（45和46）。正向转换电路部分是这样的电路：IGBT33和39的串联电路、IGBT34和40的串联电路、IGBT35和41的串联电路以并联方式连接到电容器45和46的串联电路。反向转向电路部分是这样的电路：IGBT36和42的串联电路、IGBT37和43的串联电路、IGBT38和44的串联电路以并联方式连接到电容器45和46的串联电路。电感器27至32的连接位置以及双向开关47至49的连接位置与在实施例1中一样。由于所述操作与在实施例1中一样，因此将省略对其的描述。
实施例4
图11是示出本发明第四实施例的电路图。这是当使用两个图4中示出的第一实施例的电路构造三相电路时的实施例。这是所谓的V连接转换电路，其中，图4的电路的电容器串联电路内的串联连接点连接到三相输入和输出两者的一条线上。开关电路是这样的电路：正向转换电路部分和反向转换电路部分都以并联的方式连接到所述两个电路中的各个电路的电容器串联电路。正向转换电路部分是这样的电路：IGBT33和39的串联电路、IGBT35和41的串联电路以并联方式连接到电容器45和46的串联电路。反向转向电路部分是这样的电路：IGBT36和42的串联电路、IGBT38和44的串联电路以并联方式连接到电容器45和46的串联电路。电感器27、29、30和32的连接位置以及双向开关47和49的连接位置与在实施例1中一样。由于所述操作与在实施例1中一样，因此将省略对其的描述。
在上述实施例中，已经给出了以下示例：IGBT被应用为开关元件，但是开关元件（不限于IGBT）还可被实现为MOSFET、双极元件等。
产业上的可利用性
本发明是这样的构造：使用正向转换电路和反向转换电路将交流输入电压转换为稳定的交流输出电压，并可被应用于不间断电源（UPS：Uninterruptible Power Supply）、交流稳定电源（AVR：自动电压调节器）、交流电调节器（APR：AC稳压器）等。

Claims (7)

1.一种AC-AC转换器，其特征在于，包括：
正向转换器，使用半导体开关的开关操作将交流转换为直流；反向转换器，使用半导体开关的开关操作将直流转换为交流，其中，正向转换器的直流输出和反向转换器的直流输入连接，其中：
第一半导体开关串联电路、第二半导体开关串联电路和电容器串联电路以并联方式连接，其中，在第一半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在第二半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在电容器串联电路中，电容器以串联方式连接；在交流输入的一端和第一半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第一电感器，在交流输入的所述一端和第二半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有双向开关，在第二半导体开关串联电路内的串联连接点和交流输出的一端之间连接有第二电感器，电容器串联电路内的串联连接点连接到交流输入的另一端和交流输出的另一端中的每端。
2.如权利要求1所述的AC-AC转换器，其特征在于，具备：
第一控制模式，其中，根据交流输入的电压值，第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的所有半导体开关断开，双向开关接通。
3.如权利要求1所述的AC-AC转换器，其特征在于，具备：
第二控制模式，其中，根据交流输入的电压值，第二半导体开关串联电路的半导体开关以及双向开关交替地接通和断开。
4.如权利要求1所述的AC-AC转换器，其特征在于，具备：
第三控制模式，其中，根据交流输入的电压值，双向开关断开，第二半导体开关串联电路的半导体开关接通和断开。
5.如权利要求1-4中的任何一项权利要求所述的AC-AC转换器，其特征在于：以使双向开关元件处于接通状态时的电压低于第一半导体开关串联电路和第二半导体开关串联电路的开关元件处于接通状态时的电压的方式使用所述开关元件。
6.一种AC-AC转换器，其特征在于，包括：
正向转换器，使用半导体开关的开关操作将交流转换为直流；反向转换器，使用半导体开关的开关操作将直流转换为交流，其中，正向转换器的直流输出和反向转换器的直流输入连接，其中：
第一半导体开关串联电路、第二半导体开关串联电路和电容器串联电路以并联方式连接，其中，在第一半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在第二半导体开关串联电路中，分别以反并联方式连接有二极管的多个半导体开关以串联方式连接，在电容器串联电路中，电容器以串联方式连接；在交流输入的一端和第一半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第一电感器，在交流输入的所述一端和第二半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第一双向开关，在电容器串联电路内的串联连接点和第二半导体开关串联电路内的串联连接点之间连接有第二双向开关，在第二半导体开关串联电路内的串联连接点和交流输出的一端之间连接有第二电感器，电容器串联电路内的串联连接点连接到交流输入的另一端和交流输出的另一端中的每端。
7.如权利要求6所述的AC-AC转换器，其特征在于，具备：
控制模式，其中，第一双向开关和第二双向开关交替地接通和断开，从而获得比交流输入电压低的交流输出电压。
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