WO2014054067A1 - 電力変換器、この電力変換器を備えるインバータ装置 - Google Patents

電力変換器、この電力変換器を備えるインバータ装置 Download PDF

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Abstract

　電力変換器の出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２をオフ、スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２のうち一方の素子をオン、他方の素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調されたＰＷＭ信号の反転信号に基づいてオンオフさせることにより、ＰＷＭ信号に対応するパルス列の電圧を出力する。

Description

電力変換器、この電力変換器を備えるインバータ装置
　本発明は、交流出力の電圧に対して遅れ位相の電流が流れる領域があっても、出力電圧の波形ひずみを低減することができるインバータ装置に関する。
　３つの直流電位から交流電圧を生成する３レベルのインバータ装置が、産業の広い分野で実用化されている。相電圧を３レベルの電位で出力することができるインバータ装置の概略構成を、図１１に示す。このようなインバータ装置は、特許文献１に開示されている。図１１において、１は直流電源、２はインバータ回路、３はフィルタ回路、４は負荷である。直流電源１は正側電源Ｐｓｐと負側電源Ｐｓｎとを直列接続した電源である。直流電源１の出力端子は、正側電源Ｐｓｐの正側端子Ｐと、負側電源Ｐｓｎの負側端子Ｎと、正側電源Ｐｓｐと負側電源Ｐｓｎとの接続点である中性点端子Ｃである。正側端子Ｐは、正側電源Ｐｓｐの正電圧Ｖ１を出力する。負側端子Ｎは、負側電源Ｐｓｎの負電圧－Ｖ２を出力する。中性点端子Ｃは、直流電源１の中間電圧であるゼロ電圧Ｖｚを出力する。
　インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２とで構成されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直列接続され、直流電源１の両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、交流電圧Ｖｏｕｔを出力する出力端子Ｕである。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２は、逆並列に接続されて、双方向スイッチＢＳを構成している。この双方向スイッチＢＳは、中性点端子Ｃと出力端子Ｕの間に接続されている。フィルタ回路３は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとを直列接続してなる回路である。フィルタ回路３は、出力端子Ｕと中性点端子Ｃの間に接続される。負荷４は、コンデンサＣｆの両端に接続される。コンデンサＣｆの両端には、インバータ回路２の出力電圧Ｖｏｕｔから高調波成分を除去して得られる正弦波状の負荷電圧Ｖｌｏａｄが出力される。
　まず、正極性の負荷電圧Ｖｌｏａｄを出力するときのインバータ回路２の動作について説明する。図１２は、各素子の制御信号と出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。各素子は、制御信号がハイレベル（以下、Ｈとする。）のときオンし、制御信号がローレベル（以下、Ｌとする。）のときオフする。図１２(ａ)は、第１のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号１）の時間的な変化を示している。ＰＷＭ信号１は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２の制御信号を生成するための基準となる信号である。ＰＷＭ信号１はＨとＬとを交互に繰り返す。スイッチング素子Ｑ１の制御信号は、ＰＷＭ信号１に同期してＨまたはＬとなる（図１２（ｃ））。スイッチ素子Ｓ２の制御信号は、ＰＷＭ信号１のＨとＬを反転し、かつ休止期間Ｔｄを付加した信号である（図１２（ｆ））。休止期間Ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ２の短絡を防止するため、両素子をともにオフさせるための期間である。
　図１２(ｂ)は、第２のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号２）の時間的な変化を示している。ＰＷＭ信号２は、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１の制御信号を生成するための基準となる信号である。ＰＷＭ信号２は、この期間において、常にＬである。スイッチング素子Ｑ２の制御信号は、ＰＷＭ信号２に対応して、常にＬとなる（図１２（ｄ））。スイッチ素子Ｓ１の制御信号は、ＰＷＭ信号２のＨとＬを反転した信号に対応して、常にＨとなる（図１２（ｅ））。
　上記制御信号に基づいて各素子がオンオフ動作をすると、出力端子Ｕと中性点端子Ｃの間（以下、端子Ｕ－Ｃ間とする）に、正極性のパルス列の電圧Ｖｏｕｔが出力される。電圧Ｖｏｕｔは、パルス幅変調されており、その振幅は直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖ１である。
　次に、負極性の電圧Ｖｏｕｔを出力するときのインバータ回路２の動作について説明する。図１３は、各素子の制御信号と出力電圧Ｖｏｕｔの関係を示す図である。図１３(ａ)は、ＰＷＭ信号１の時間的変化を示している。ＰＷＭ信号１は、この期間において、常にＬである。スイッチング素子Ｑ１の制御信号は、ＰＷＭ信号１に対応して、常にＬとなる（図１３（ｃ））。スイッチ素子Ｓ２の制御信号は、ＰＷＭ信号１のＨとＬを反転した信号に対応して、常にＨとなる（図１３（ｆ））。
　図１３（ｂ）は、ＰＷＭ信号２を示している。ＰＷＭ信号２は、ＨとＬを交互に繰り返す。スイッチング素子Ｑ２の制御信号は、ＰＷＭ信号２に同期してＨまたはＬとなる（図１３（ｄ））。スイッチ素子Ｓ１の制御信号は、ＰＷＭ信号２のＨとＬを反転し、かつ休止期間Ｔｄを付加した信号である（図１３（ｅ））。休止期間Ｔｄは、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１の短絡を防止するため、両素子をともにオフさせるための期間である。
　上記制御信号に基づいて各素子がオンオフ動作をすると、端子Ｕ－Ｃ間に、負極性のパルス列の電圧Ｖｏｕｔが出力される。電圧Ｖｏｕｔは、パルス幅変調されており、その振幅は直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖ２である。
　上述のとおり、出力電圧Ｖｏｕｔは、パルス幅変調されたパルス列の電圧であり、高調波成分を含んでいる。出力電圧Ｖｏｕｔに含まれる高調波成分は、フィルタ回路３で除去される。同様に、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔに含まれる高調波成分は、フィルタ回路３で除去される。その結果、負荷４には、正弦波状の交流電圧Ｖｌｏａｄが印加される。また、負荷４には、正弦波状の交流電流Ｉｌｏａｄが流れる。
特開２００７－０２８８６０号公報
　しかしながら、上記インバータ装置では、リアクトルＬｆの存在により、出力電圧Ｖｏｕｔに対して出力電流Ｉｏｕｔが遅れ位相となる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔの周期において、出力電圧Ｖｏｕｔの極性と出力電流Ｉｏｕｔの極性とが異なる領域が存在する。そして、上記インバータ装置は、この期間において、ＰＷＭ信号１，２に対応した出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができない。
　図１４は、インバータ装置が有するこのような問題点を説明するための図である。図１４（ａ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの１周期内におけるＰＷＭ信号１の時間変化を示す図である。また、図１４（ｂ）は、出力電圧Ｖｏｕｔの１周期内におけるＰＷＭ信号２の時間変化を示す図である。ＰＷＭ信号１は、０度～１８０度の期間でパルス幅変調されており、１８０度～３６０度の期間はＬとなる信号である。一方、ＰＷＭ信号２は、０度～１８０度の期間はＬとなり、１８０度～３６０度の期間でパルス幅変調された信号である。上記ＰＷＭ信号１，２に基づいてインバータ回路２が動作すると、図１４（ｃ）に示す電圧Ｖｏｕｔが出力される。
　ここで、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅は、期間ＡにおいてＰＷＭ信号１のパルスの前後に休止期間Ｔｄを付加した幅となる。これは、期間Ａでは、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、電流Ｉｏｕｔがスイッチング素子Ｑ１と逆並列に接続されたダイオードに流れるためである。また、出力電圧Ｖｏｕｔのパルス幅は、期間ＢにおいてＰＷＭ信号２のパルスの前後に休止期間Ｔｄを付加した幅となる。これは、期間Ｂでは、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、電流Ｉｏｕｔがスイッチング素子Ｑ２と逆並列に接続されたダイオードに流れるためである。期間Ａ，Ｂでは、ＰＷＭ信号１，２で指令されるパルスＴ１～Ｔ４の幅が狭いため、休止期間Ｔｄによる波形ひずみが大きくなる。このため、フィルタ回路３で、出力電圧Ｖｏｕｔのステップ変化による電圧振動が発生する。その結果、期間Ａ，Ｂにおいて、負荷電圧Ｖｌｏａｄの振動、波形ひずみが大きくなる（図１４（ｄ））。このようにして生じる負荷電圧Ｖｌｏａｄの振動、波形ひずみを低減するためには、フィルタ回路３を大型化しなければならない。
　本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間においても、波形ひずみの増加を抑制した電圧を出力することができるインバータ装置を提供することである。これは、双方向スイッチを介して入力される電圧と、ＰＷＭ信号に対応して生じその振幅が直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することにより、達成される。
　上記目的を達成するための第１の発明は、第１と第２のスイッチング素子と双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置である。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続される。双方向スイッチは、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成され、その一端が第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続されている。このインバータ装置の一の形態は、双方向スイッチの他端を直流電源の中間電位点に接続して構成される。また、このインバータ装置の他の形態は、双方向スイッチの他端を、その一端が直流電源の中間電位点に接続される交流電源の他端に接続して構成される。この形態において、中間電位点を基準とする直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されている。そして、このように構成された電力変換器は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および双方向スイッチを介して入力される電圧を用いて交流電圧を出力する動作モードを備えている。
　そして、この発明に係るインバータ装置は、その動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性がいずれも正の期間は、第２のスイッチング素子と第２のスイッチ素子をオフし、出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第１の信号（ＰＷＭ信号１）に基づいて第１のスイッチング素子をオンオフさせるとともに、ＰＷＭ信号１の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいて第１のスイッチ素子をオンオフさせる。また、このインバータ装置は、その動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性がいずれも負の期間は、第１のスイッチング素子と第１のスイッチ素子をオフし、出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第２の信号（ＰＷＭ信号２）に基づいて第２のスイッチング素子をオンオフさせるともに、ＰＷＭ信号２の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいて第１のスイッチ素子をオンオフさせる。すなわち、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性が同じ期間において、休止期間を挟んで２つの素子を交互にオンオフさせるように動作する。
　一方、この発明に係るインバータ装置は、この動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、第１と第２のスイッチング素子をオフさせるとともに、出力電圧と出力電流の極性に応じて双方向スイッチの一方のスイッチ素子をオンし、双方向スイッチの他方のスイッチ素子をＰＷＭ信号１またはＰＷＭ信号２の反転信号に基づいてオンオフさせる。具体的には、このインバータ装置は、その動作モードにおいて、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性の期間は、第１と第２のスイッチング素子をオフ、第１のスイッチ素子をオン、第２のスイッチ素子をＰＷＭ信号１の反転信号に基づいてオンオフさせる。また、このインバータ装置は、その動作モードにおいて、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性の期間は、第１と第２のスイッチング素子をオフ、第２のスイッチ素子をオン、第１のスイッチ素子をＰＷＭ信号２の反転信号に基づいてオンオフさせる。
　以上により、第１の発明に係るインバータ装置の電力変換器は、双方向スイッチを介して入力される電圧と、その振幅が直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することができる。このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１またはＰＷＭ信号２のいずれかに対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧は、休止期間の影響を受けていない。したがって、本発明に係るインバータ装置は、電力変換器の出力電圧から高調波成分を除去するためのフィルタ回路を大きくすることなく、出力電圧の波形ひずみの増加を抑制することができる。
　上記目的を達成するための第２の発明は、第１と第２のスイッチング素子と第１と第２の双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置である。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続される。第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点とその一端が直流電源の中間電位点に接続される交流電源の他端との間に接続されている。第２の双方向スイッチは、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第２の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と直流電源の中間電位点との間に接続されている。ここで、中間電位点を基準とする直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されている。このように構成された電力変換器は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および第２の双方向スイッチを介して入力される直流電源の中間電圧を用いて交流電圧を出力する第１の動作モードを備えている。
　そして、この発明に係るインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性がいずれも正の期間は、第２のスイッチング素子と第１の双方向スイッチをオフ、第３のスイッチ素子をオンし、出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第１の信号（ＰＷＭ信号１）に基づいて第１のスイッチング素子をオンオフさせるとともに、ＰＷＭ信号１の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいて第４のスイッチ素子をオンオフさせる。また、このインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性がいずれも負の期間は、第１のスイッチング素子と第１の双方向スイッチをオフ、第４のスイッチ素子をオンし、出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第２の信号（ＰＷＭ信号２）に基づいて第２のスイッチング素子をオンオフさせるとともに、ＰＷＭ信号２の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいて第３のスイッチ素子をオンオフさせる。すなわち、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性が同じ期間において、休止期間を挟んで２つの素子を交互にオンオフさせるように動作する。
　一方、この発明に係るインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、第１と第２のスイッチング素子および第１の双方向スイッチをオフさせるとともに、出力電圧と出力電流の極性に応じて第２の双方向スイッチの一方のスイッチ素子をオンし、第２の双方向スイッチの他方のスイッチ素子をＰＷＭ信号１またはＰＷＭ信号２の反転信号に基づいてオンオフさせる。具体的には、このインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性の期間は、第１と第２のスイッチング素子および第１の双方向スイッチをオフ、第３のスイッチ素子をオン、第４のスイッチ素子をＰＷＭ信号１の反転信号に基づいてオンオフさせる。また、このインバータ装置は、第１の動作モードにおいて、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性の期間は、第１と第２のスイッチング素子および第１の双方向スイッチをオフ、第４のスイッチ素子をオン、第３のスイッチ素子をＰＷＭ信号２の反転信号に基づいてオンオフさせる。
　以上により、第２の発明に係るインバータ装置の電力変換器は、直流電源の中間電圧と、その振幅が直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することができる。このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１またはＰＷＭ信号２のいずれかに対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧は、休止期間の影響を受けていない。したがって、本発明に係るインバータ装置は、電力変換器の出力電圧から高調波成分を除去するためのフィルタ回路を大きくすることなく、出力電圧の波形ひずみの増加を抑制することができる。
　上記目的を達成するための第３の発明は、第１と第２のスイッチング素子と第１と第２の双方向スイッチとからなる電力変換器を備えるインバータ装置である。第１と第２のスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されるダイオードを備えている。そして、この第１と第２のスイッチング素子は、直流電源の両端に直列接続される。第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第１の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点とその一端が直流電源の中間電位点に接続される交流電源の他端との間に接続されている。第２の双方向スイッチは、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されている。そして、第２の双方向スイッチは、第１と第２のスイッチング素子の接続点と直流電源の中間電位点との間に接続されている。ここで、中間電位点を基準とする直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されている。このように構成された電力変換器は、第１のスイッチング素子を介して入力される直流電源の正電圧と第２のスイッチング素子を介して入力される直流電源の負電圧および第１の双方向スイッチを介して入力される交流電源の電圧を用いて交流電圧を出力する第２の動作モードを備えている。
　そして、この発明に係るインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性がいずれも正の期間は、第２のスイッチング素子と第２の双方向スイッチをオフ、第１のスイッチ素子をオンし、出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第１の信号（ＰＷＭ信号１）に基づいて第１のスイッチングをオンオフさせるとともに、ＰＷＭ信号１の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいて第２のスイッチ素子をオンオフさせる。また、このインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性がいずれも負の期間は、第１のスイッチング素子と第２の双方向スイッチをオフ、第２のスイッチ素子をオンし、出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第２の信号（ＰＷＭ信号２）に基づいて第２のスイッチング素子をオンオフさせるとともに、ＰＷＭ信号２の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいて第１のスイッチ素子をオンオフさせる。すなわち、このインバータ装置は、出力電圧の極性と出力電流の極性が同じ期間において、休止期間を挟んで２つの素子を交互にオンオフさせるように動作する。
　一方、この発明に係るインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、第１と第２のスイッチング素子および第２の双方向スイッチをオフさせるとともに、出力電圧と出力電流の極性に応じて第１の双方向スイッチの一方のスイッチ素子をオンし、第１の双方向スイッチの他方のスイッチ素子をＰＷＭ信号１またはＰＷＭ信号２の反転信号に基づいてオンオフさせる。具体的には、このインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性の期間は、第１と第２のスイッチング素子および第２の双方向スイッチをオフ、第１のスイッチ素子をオン、第２のスイッチ素子をＰＷＭ信号１の反転信号に基づいてオンオフさせる。また、このインバータ装置は、第２の動作モードにおいて、出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性の期間は、第１と第２のスイッチング素子および第２の双方向スイッチをオフ、第２のスイッチ素子をオン、第１のスイッチ素子をＰＷＭ信号２の反転信号に基づいてオンオフさせる。
　以上により、第３の発明に係るインバータ装置の電力変換器は、交流電源の電圧と、その振幅が直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することができる。このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１またはＰＷＭ信号２のいずれかに対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧は、休止期間の影響を受けていない。したがって、本発明に係るインバータ装置は、電力変換器の出力電圧から高調波成分を除去するためのフィルタ回路を大きくすることなく、出力電圧の波形ひずみの増加を抑制することができる。
　本発明を適用したインバータ装置は、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間においても、双方向スイッチを介して入力される電圧と、ＰＷＭ信号に対応して生じその振幅が直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することができる。
本発明を適用したインバータ装置の構成を説明するための図である。 図１に示す双方向スイッチの他の実施形態を説明するための図である。 図１に示す制御回路の構成を説明するための図である。 図１に示すインバータ装置の期間Ａにおける動作を説明するための図である。 図１に示すインバータ装置の期間Ｂにおける動作を説明するための図である。 遅れ力率時の出力電圧と出力電流の関係を説明するための図である。 本発明を適用したインバータ装置の他の構成を説明するための図である。 図７に示すインバータ装置の期間Ａにおける動作を説明するための図である。 図７に示すインバータ装置の期間Ｂにおける動作を説明するための図である。 本発明を適用したインバータ装置の他の構成を説明するための図である。 従来技術に係るインバータ装置の構成を説明するための図である。 正極性の電圧を出力するときのインバータ装置の動作を説明するための図である。 負極正の電圧を出力するときのインバータ装置の動作を説明するための図である。 遅れ力率時の出力電圧と出力電流の関係を説明するための図である。
　本発明に係るインバータ装置の第１の実施形態を、図１～図６を用いて説明する。図１は、図１１に示したインバータ装置に制御回路３０を付加したインバータ装置を示している。したがって、制御回路３０以外の回路構成は、図１１に示したインバータ装置と同様であるため、それらの説明は省略する。
　なお、双方向スイッチＢＳは、図２の（ａ）から（ｃ）に示す構成からなる回路、または同等の機能および効果を有する回路であっても良い。これは、本発明の他の実施形態においても同様である。図２（ａ）は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）とダイオードとを直列した２つの回路を逆並列に接続して構成した双方向スイッチである。図２（ｂ）は、それぞれダイオードを逆並列に接続した２つのＩＧＢＴを逆直列に接続して構成した双方向スイッチである。図２（ｃ）は、図２（ｂ）において、ＩＧＢＴをＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）に置き換えて構成した双方向スイッチである。
　図３は、制御回路３０の構成を示す図である。制御回路３０は、出力電圧指令生成回路３１、期間判定回路３２、キャリア信号生成回路３３、変調信号生成回路３４、パルス幅変調回路３５，３６およびパルス分配回路３７を備えている。そして、制御回路３０の動作の概要は、以下のとおりである。
　出力電圧指令生成回路３１は、インバータ回路２が出力する電圧の指令（出力電圧指令Ｖ＊）を出力する。期間判定回路３２は、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとを用いて、期間Ａ～Ｃを判定した期間信号δを生成する。期間Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔが正極性、出力電流Ｉｏｕｔが負極性となる期間である。期間Ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔが負極性、出力電流Ｉｏｕｔが正極性となる期間である。期間Ｃは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとが同じ極性となる期間である。なお、期間信号δは、出力電圧Ｖｏｕｔの代わりに、出力電圧指令Ｖ＊を用いて生成しても良い。
　キャリア信号生成回路３３は、所定の周波数のキャリア信号Ｓｃを生成する。変調信号生成回路３４は、出力電圧指令Ｖ＊と期間信号δとに基づいて、第１の変調信号λ１＊と第２の変調信号λ２＊とを生成する。パルス幅変調回路３５は、第１の変調信号λ１＊とキャリア信号Ｓｃとを用いて、パルス幅変調された第１の信号（ＰＷＭ信号１）を生成する。パルス幅変調回路３６は、第２の変調信号λ２＊とキャリア信号Ｓｃとを用いて、パルス幅変調された第２の信号（ＰＷＭ信号２）を生成する。パルス分配回路３７は、ＰＷＭ信号１、ＰＷＭ信号２および期間信号δとを用いて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇｓ１，Ｇｓ２を生成する。
　インバータ回路２が上記制御信号に基づいて動作することにより、端子Ｕ－Ｃ間に、パルス幅変調されたパルス列の電圧Ｖｏｕｔが出力される。
　まず、図４を用いて、期間Ａにおける制御回路３０とインバータ回路２の動作を説明する。期間信号δが期間Ａを示すとき、制御回路３０は、ＨとＬとを交互に繰り返すＰＷＭ信号１を生成する（図４（ａ））。このＰＷＭ信号１は、図１２（ａ）に示したＰＷＭ信号１と同じ信号である。図において、ＰＷＭ信号１がＨとなる第１のパルス幅はＴ１であり、第２のパルス幅はＴ２である。また、制御回路３０は、常にＬとなるＰＷＭ信号２を生成する（図４（ｂ））。このＰＷＭ信号２は、図１２（ｂ）に示したＰＷＭ信号２と同じ信号である。
　そして、制御回路３０は、ＰＷＭ信号１，２に基づいて、インバータ回路２を構成する各素子の制御信号を生成する。具体的には、制御回路３０は、期間Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの制御信号Ｇ１，Ｇ２を、常にＬとする（図４（ｃ），（ｄ））。また、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１を、常にＨとする（図４（ｅ））。そして、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇｓ２を、ＰＷＭ信号１のＨとＬとを反転した信号とする（図４（ｆ））。この期間ではスイッチング素子Ｑ１が常にオフしているため、制御回路３０は、制御信号Ｇｓ２に休止期間Ｔｄを付加しない。
　上記制御信号に基づいてインバータ回路２が動作すると、端子Ｕ－Ｃ間には、双方向スイッチＢＳを介して入力される電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号１に対応して生じその振幅が直流電源１の正電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧Ｖｏｕｔが出力される（図４（ｈ））。例えば、ＰＷＭ信号１がＬのとき、制御信号Ｇｓ２がＨとなるため、スイッチ素子Ｓ２がオンする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチ素子Ｓ２を介して、出力端子Ｕから中性点端子Ｃに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１には直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖ１が印加される（図４（ｇ））。そして、出力端子Ｕには、中性点端子Ｃの電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）が出力される（図４（ｈ））。また、ＰＷＭ信号１がＨのとき、制御信号Ｇｓ２がＬとなるため、スイッチ素子Ｓ２がオフする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオードを介して、出力端子Ｕから正側端子Ｐに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１には、逆並列ダイオードの順方向電圧が印加される（図４（ｇ））。そして、端子Ｕ－Ｃ間には、直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖ１が出力される（図４（ｈ））。
　次に、図５を用いて、期間Ｂにおける制御回路３０とインバータ回路２の動作を説明する。期間信号δが期間Ｂを示すとき、制御回路３０は、常にＬとなるＰＷＭ信号１を生成する（図５（ａ））。このＰＷＭ信号２は、図１３（ａ）に示したＰＷＭ信号１と同じ信号である。また、制御回路３０は、ＨとＬとを交互に繰り返すＰＷＭ信号２を生成する（図５（ｂ））。このＰＷＭ信号２は、図１３（ｂ）に示したＰＷＭ信号２と同じ信号である。図において、ＰＷＭ信号２がＨとなる第１のパルス幅はＴ３であり、第２のパルス幅はＴ４である。
　そして、制御回路３０は、ＰＷＭ信号１，２に基づいて、インバータ回路２を構成する各素子の制御信号を生成する。具体的には、制御回路３０は、期間Ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの制御信号Ｇ１，Ｇ２を、常にＬとする（図５（ｃ），（ｄ））。また、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇｓ２を、常にＨとする（図５（ｆ））。そして、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１を、ＰＷＭ信号２のＨとＬとを反転した信号とする（図５（ｅ））。この期間ではスイッチング素子Ｑ２が常にオフしているため、制御回路３０は、制御信号Ｇｓ１に休止期間Ｔｄを付加しない。
　上記制御信号に基づいてインバータ回路２が動作すると、端子Ｕ－Ｃ間には、双方向スイッチＢＳを介して入力される電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号２に対応して生じその振幅が直流電源１の負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧Ｖｏｕｔが出力される（図５（ｈ））。例えば、ＰＷＭ信号２がＬのとき、制御信号Ｇｓ１がＨとなるため、スイッチ素子Ｓ１がオンする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチ素子Ｓ１を介して、中性点端子Ｃから出力端子Ｕに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２には直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖ２が印加される（図５（ｇ））。そして、出力端子Ｕには、中性点端子Ｃの電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）が出力される（図５（ｈ））。また、ＰＷＭ信号２がＨのとき、制御信号Ｇｓ１がＬとなるため、スイッチ素子Ｓ１がオフする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードを介して、負側端子Ｎから出力端子Ｕに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２には逆並列ダイオードの順方向電圧が印加される（図５（ｇ））。そして、出力端子Ｕには、直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖ２が負極性で出力される（図５（ｈ））。
　なお、制御回路３０は、期間Ｃにおいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号に休止期間Ｔｄを付加する。しかし、期間Ｃでは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの極性が同じであるため、出力電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けず、ＰＷＭ信号１，２に対応した電圧となる。
　上記のとおり、本実施形態に係るインバータ装置は、期間Ａ～Ｃにおいて、双方向スイッチＢＳを介して入力される電圧と、その振幅が直流電源１の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。そして、このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１，２に対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けていない。したがって、このインバータ装置は、電力変換器の出力電圧Ｖｏｕｔから高調波成分を除去するためのフィルタ回路を大きくすることなく、負荷電圧Ｖｌｏａｄの波形ひずみの増加を抑制することができる。そして、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄとは、図６に示すように、正弦波状の波形となる。
　次に、本発明に係るインバータ装置の第２の実施形態を、図７～図９を用いて説明する。図７は、図１に示したインバータ装置に交流電源１０を付加したインバータ装置を示している。直流電源１，インバータ回路２，フィルタ回路３，負荷４および制御回路３０の構成は、第１の実施形態と同様であるので、これらの説明は省略する。
　交流電源１０の端子Ｓは、中性点端子Ｃに接続される。交流電源１０の端子Ｒは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２からなり一端が出力端子Ｕに接続される双方向スイッチＢＳの他端に接続される。ここで、中間電位点を基準とする直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されている。そして、インバータ回路２の出力電圧は、出力端子Ｕと中性点端子Ｃに接続される出力端子Ｖとの間（以下端子Ｕ－Ｖ間という。）に出力される。
　制御回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔとを用いて、第１の実施形態と同様に、期間Ａ～Ｃを判定した期間信号δを生成する。なお、期間信号δは、出力電圧Ｖｏｕｔの代わりに、出力電圧指令Ｖ＊を用いて生成しても良い。また、制御回路３０は、出力電圧指令Ｖ＊に基づいてパルス幅変調されたＰＷＭ信号１，２を生成する。さらに、制御回路３０は、期間信号δとＰＷＭ信号１，２とに基づいて、インバータ回路２を構成する各素子の制御信号を生成する。
　まず、図８を用いて、期間Ａにおける制御回路３０とインバータ回路２の動作を説明する。期間信号δが期間Ａを示すとき、制御回路３０は、ＨとＬとを交互に繰り返すＰＷＭ信号１を生成する（図８（ａ））。このＰＷＭ信号１は、図１２（ａ）に示したＰＷＭ信号１に対応する信号である。図において、ＰＷＭ信号１がＨとなる第１のパルス幅はＴ１であり、第２のパルス幅はＴ２である。また、制御回路３０は、常にＬとなるＰＷＭ信号２を生成する（図８（ｂ））。このＰＷＭ信号２は、図１２（ｂ）に示したＰＷＭ信号２に対応する信号である。
　そして、制御回路３０は、ＰＷＭ信号１，２に基づいて、インバータ回路２を構成する各素子の制御信号を生成する。具体的には、制御回路３０は、期間Ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの制御信号Ｇ１，Ｇ２を、常にＬとする（図８（ｃ），（ｄ））。また、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１を、常にＨとする（図８（ｅ））。そして、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇｓ２を、ＰＷＭ信号１のＨとＬとを反転した信号とする（図８（ｆ））。この期間ではスイッチング素子Ｑ１が常にオフしているため、制御回路３０は、制御信号Ｇｓ２に休止期間Ｔｄを付加しない。
　上記制御信号に基づいてインバータ回路２が動作すると、端子Ｕ－Ｖ間には、交流電源１０の電圧Ｖｓと、ＰＷＭ信号１に対応して生じその振幅が直流電源１の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが出力される（図８（ｈ））。例えば、ＰＷＭ信号１がＬのとき、制御信号Ｇｓ２がＨとなるため、スイッチ素子Ｓ２がオンする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチ素子Ｓ２を介して、出力端子Ｕから交流電源１０の端子Ｒに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１には直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖ１と交流電源１０の電圧Ｖｓの差電圧が印加される（図８（ｇ））。そして、出力端子Ｕには、端子Ｒの電圧Ｖｓが出力される（図８（ｈ））。また、ＰＷＭ信号１がＨのとき、制御信号Ｇｓ２がＬとなるため、スイッチ素子Ｓ２がオフする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチング素子Ｑ１の逆並列ダイオードを介して、出力端子Ｕから正側端子Ｐに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ１には、逆並列ダイオードの順方向電圧が印加される（図８（ｇ））。そして、端子Ｕ－Ｖ間には、直流電源Ｐｓｐの電圧Ｖ１が出力される（図８（ｈ））。
　次に、図９を用いて、期間Ｂにおける制御回路３０とインバータ回路２の動作を説明する。期間信号δが期間Ｂを示すとき、制御回路３０は、常にＬとなるＰＷＭ信号１を生成する（図９（ａ））。このＰＷＭ信号２は、図１３（ａ）に示したＰＷＭ信号１に対応する信号である。また、制御回路３０は、ＨとＬとを交互に繰り返すＰＷＭ信号２を生成する（図９（ｂ））。このＰＷＭ信号２は、図１３（ｂ）に示したＰＷＭ信号２に対応する信号である。図において、ＰＷＭ信号２がＨとなる第１のパルス幅はＴ３であり、第２のパルス幅はＴ４である。
　そして、制御回路３０は、ＰＷＭ信号１，２に基づいて、インバータ回路２を構成する各素子の制御信号を生成する。具体的には、制御回路３０は、期間Ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの制御信号Ｇ１，Ｇ２を、常にＬとする（図９（ｃ），（ｄ））。また、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ２の制御信号Ｇｓ２を、常にＨとする（図９（ｆ））。そして、制御回路３０は、スイッチ素子Ｓ１の制御信号Ｇｓ１を、ＰＷＭ信号２のＨとＬとを反転した信号とする（図９（ｅ））。この期間ではスイッチング素子Ｑ２が常にオフしているため、制御回路３０は、制御信号Ｇｓ１に休止期間Ｔｄを付加しない。
　上記制御信号に基づいてインバータ回路２が動作すると、端子Ｕ－Ｖ間には、交流電源１０の電圧ＶｓとＰＷＭ信号１に対応したパルス列の電圧を合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが出力される（図９（ｈ））。例えば、ＰＷＭ信号２がＬのとき、制御信号Ｇｓ１がＨとなるため、スイッチ素子Ｓ１がオンする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチ素子Ｓ１を介して、交流電源１０の端子Ｒから出力端子Ｕに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２には直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖ２と端子Ｒの電圧Ｖｓの差電圧が印加される（図９（ｇ））。そして、出力端子Ｕには、端子Ｒの電圧Ｖｓが出力される（図９（ｈ））。また、ＰＷＭ信号２がＨのとき、制御信号Ｇｓ１がＬとなるため、スイッチ素子Ｓ１がオフする。したがって、インバータ回路２の出力電流Ｉｏｕｔが、スイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードを介して、負側端子Ｎから出力端子Ｕに向かって流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２には、逆並列ダイオードの順方向電圧が印加される（図９（ｇ））。そして、出力端子Ｕには、直流電源Ｐｓｎの電圧Ｖ２が負極性で出力される（図９（ｈ））。
　なお、制御回路３０は、期間Ｃにおいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号に休止期間Ｔｄを付加する。しかし、期間Ｃでは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの極性が同じであるため、出力電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けず、交流電源１０の電圧ＶｓとＰＷＭ信号１，２に対応したパルス列電圧を合成して得られる電圧となる。
　上記のとおり、本実施形態に係るインバータ装置は、期間Ａ～Ｃにおいて、交流電源１０の電圧Ｖｓと、その振幅が直流電源１の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。そして、このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１，２に対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けていない。したがって、本実施形態に係るインバータ装置は、フィルタ回路３を大きくすることなく、期間Ａ，Ｂにおける負荷電圧Ｖｌｏａｄの波形ひずみの増加を抑制することができる。そして、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄとは、図６に示すように、正弦波状の波形となる。
　次に、本発明に係るインバータ装置の第３の実施形態を、図１０を用いて説明する。この実施形態に係るインバータ装置は、第１と第２の実施形態に係るインバータ装置を合成した構成を採っている。直流電源１，フィルタ回路３および負荷４の構成は、第１の実施形態と同様であるので、これらの説明は省略する。また、制御回路３１は、第１の実施形態で説明した制御回路３０と同様の構成からなり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御信号Ｇ１，Ｇ２と、スイッチ素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号Ｇｓ１～Ｇｓ４を生成する。制御回路３１の動作は、以下の説明の中で明らかにされる。
　この実施形態に係るインバータ回路２１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１（第１の双方向スイッチ）と双方向スイッチＢＳ２（第２の双方向スイッチ）とからなる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直列接続され、直流電源１の両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、交流電圧を出力する出力端子Ｕである。双方向スイッチＢＳ１は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続して構成されている。双方向スイッチＢＳ２は、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４を逆並列接続して構成されている。双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２のそれぞれの一端は、出力端子Ｕに接続されている。そして、双方向スイッチＢＳ１の他端は、端子Ｓが直流電源１の中性点端子Ｃに接続される交流電源１０の端子Ｒに接続されている。また、双方向スイッチＢＳ２の他端は、中性点端子Ｃに接続されている。
　この実施形態に係るインバータ装置は、少なくとも、動作モード１（第１の動作モード）と動作モード２（第２の動作モード）とを有している。動作モード１は、直流電源１の電圧Ｖ１，Ｖ２と中間電圧とを用いて交流電圧を出力する動作モードである。動作モード２は、直流電源１の電圧Ｖ１，Ｖ２と交流電源１０の電圧Ｖｓとを用いて交流電圧を出力する動作モードである。そして、このインバータ装置は、動作モード１で動作するとき、第１の実施形態に係るインバータ装置と同様の動作を行う。また、このインバータ装置は、動作モード２で動作するとき、第２の実施形態に係るインバータ装置と同様の動作を行う。
　具体的には、このインバータ装置が動作モード１で動作するとき、制御回路３１は、第１の実施形態に係る制御回路３０と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔまたは出力電圧指令Ｖ＊と出力電流Ｉｏｕｔとを用いて、期間Ａ～Ｃを判定した期間信号δを生成する。また、制御回路３１は、出力電圧指令Ｖ＊に基づいてパルス幅変調されたＰＷＭ信号１，２を生成する。さらに、制御回路３１は、期間信号δとＰＷＭ信号１，２とに基づいて、インバータ回路２１を構成する各素子の制御信号を生成する。すなわち、動作モード１の場合、制御回路３１は、双方向スイッチＢＳ１を構成するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号を常にＬとする。また、制御回路３１は、第１の実施形態の期間Ａ，Ｂの場合と同様の論理で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ２を構成するスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号を生成する。
　そして、このようにして生成された制御信号に基づいてインバータ回路２１が期間Ａで動作することにより、第１の実施形態の期間Ａの場合と同様に、端子Ｕ－Ｖ間に、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号１に対応して生じその振幅が直流電源１の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが出力される。また、上記のようにして生成された制御信号に基づいてインバータ回路２１が期間Ｂで動作することにより、第１の実施形態の期間Ｂの場合と同様に、端子Ｕ－Ｖ間に、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、ＰＷＭ信号２に対応して生じその振幅が直流電源１の負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが出力される。
　なお、制御回路３１は、期間Ｃにおいて、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号に休止期間Ｔｄを付加する。しかし、期間Ｃでは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの極性が同じであるため、出力電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けない。
　すなわち、本実施形態に係るインバータ装置は、動作モード１の期間Ａ～Ｃにおいて、直流電源１の中間電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）と、その振幅が直流電源１の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。そして、このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１，２に対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けていない。したがって、このインバータ装置は、フィルタ回路３を大きくすることなく、期間Ａ，Ｂにおける負荷電圧Ｖｌｏａｄの波形ひずみの増加を抑制することができる。そして、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄとは、図６に示すように、正弦波状の波形となる。
　次に、このインバータ装置が動作モード２で動作するとき、制御回路３１は、第２の実施形態に係る制御回路３０と同様に、インバータ装置の出力電圧Ｖｌｏａｄまたは出力電圧指令Ｖ＊と出力電流Ｉｌｏａｄとを用いて、期間Ａ～Ｃを判定した期間信号δを生成する。また、制御回路３１は、出力電圧指令Ｖ＊に基づいてパルス幅変調されたＰＷＭ信号１，２を生成する。さらに、制御回路３１は、期間信号δとＰＷＭ信号１，２とに基づいて、インバータ回路２１を構成する各素子の制御信号を生成する。すなわち、動作モード２の場合、制御回路３１は、双方向スイッチＢＳ２を構成するスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号を常にＬとする。また、制御回路３１は、第２の実施形態の期間Ａ，Ｂの場合と同様の論理で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と双方向スイッチＢＳ１を構成するスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号を生成する。
　そして、このようにして生成された制御信号に基づいてインバータ回路２１が期間Ａで動作することにより、第２の実施形態の期間Ａの場合と同様に、端子Ｕ－Ｖ間には、交流電源１０の電圧ＶｓとＰＷＭ信号１に対応したパルス列の電圧を合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが出力される。また、上記のようにして生成された制御信号に基づいてインバータ回路２１が期間Ｂで動作することにより、第２の実施形態の期間Ｂの場合と同様に、端子Ｕ－Ｖ間には、交流電源１０の電圧ＶｓとＰＷＭ信号１に対応したパルス列の電圧を合成して得られる電圧Ｖｏｕｔが出力される。
　なお、制御回路３１は、期間Ｃにおいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の制御信号に休止期間Ｔｄを付加する。しかし、期間Ｃでは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔの極性が同じであるため、出力電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けない。
　すなわち、本実施形態に係るインバータ装置は、動作モード２の期間Ａ～Ｃにおいて、交流電源１０の電圧Ｖｓと、その振幅が直流電源１の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。そして、このパルス列の電圧は、ＰＷＭ信号１，２に対応して生じる電圧である。すなわち、この電力変換器が出力する交流電圧Ｖｏｕｔは、休止期間Ｔｄの影響を受けていない。したがって、このインバータ装置は、フィルタ回路３を大きくすることなく、期間Ａ，Ｂにおける負荷電圧Ｖｌｏａｄの波形ひずみの増加を抑制することができる。そして、負荷電圧Ｖｌｏａｄと負荷電流Ｉｌｏａｄとは、図６に示すように、正弦波状の波形となる。
　本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など交流電圧を負荷に供給する電力変換装置に適用することができる。
１　　　　　直流電源
２、２１　　インバータ回路
３　　　　　フィルタ回路
４　　　　　負荷
１０　　　　交流電源
３０，３１　制御回路

Claims (9)

  1. 　それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成されその一端が前記第１と第２のスイッチング素子の接続点に接続される双方向スイッチとからなり、
    　前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記双方向スイッチを介して入力される電圧を用いて交流電圧を出力する動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、前記第１と第２のスイッチング素子をオフさせるとともに、出力電圧と出力電流の極性に応じて前記双方向スイッチの一方のスイッチ素子をオンし、前記双方向スイッチの他方のスイッチ素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された信号の反転信号に基づいてオンオフさせることにより、前記双方向スイッチの他端に入力される電圧と、前記パルス幅変調された信号に対応して生じる電圧であってその振幅が前記直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することを特徴とする電力変換器。
  2. 　前記双方向スイッチの他端は、前記直流電源の中間電位点に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
  3. 　前記双方向スイッチの他端は、その一端が前記直流電源の中間電位点に接続される交流電源の他端に接続されており、
    　前記中間電位点を基準とする前記直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されている
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
  4. 　前記動作モードにおいて、
    　出力電圧と出力電流の極性がいずれも正の期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第２のスイッチ素子をオフし、前記第１のスイッチング素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第１の信号に基づいてオンオフさせるとともに、前記第１のスイッチ素子を前記第１の信号の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧と出力電流の極性がいずれも負の期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第１のスイッチ素子をオフし、前記第２のスイッチング素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第２の信号に基づいてオンオフさせるともに、前記第１のスイッチ素子を前記第２の信号の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子をオフ、前記第１のスイッチ素子をオン、前記第２のスイッチ素子を前記第１の信号の反転信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子をオフ、前記第２のスイッチ素子をオン、前記第１のスイッチ素子を前記第２の信号の反転信号に基づいてオンオフさせる
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換器。
  5. 　それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成され前記第１と第２のスイッチング素子の接続点とその一端が前記直流電源の中間電位点に接続される交流電源の他端との間に接続される第１の双方向スイッチと、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成され前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の中間電位点との間に接続される第２の双方向スイッチとからなり、
    　前記中間電位点を基準とする前記直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されており、
    　前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記第２の双方向スイッチを介して入力される前記直流電源の中間電圧を用いて交流電圧を出力する第１の動作モードにおいて、出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、
    　前記第１と第２のスイッチング素子および前記第１の双方向スイッチをオフさせるとともに、出力電圧と出力電流の極性に応じて前記第２の双方向スイッチの一方のスイッチ素子をオンし、前記第２の双方向スイッチの他方のスイッチ素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された信号の反転信号に基づいてオンオフさせることにより、前記直流電源の中間電圧と、前記パルス幅変調された信号に対応して生じる電圧であってその振幅が前記直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することを特徴とする電力変換器。
  6. 　前記第１の動作モードにおいて、
    　出力電圧と出力電流の極性がいずれも正の期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチをオフ、前記第３のスイッチ素子をオンし、前記第１のスイッチング素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第１の信号に基づいてオンオフさせるとともに、前記第４のスイッチ素子を前記第１の信号の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧と出力電流の極性がいずれも負の期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第１の双方向スイッチをオフ、前記第４のスイッチ素子をオンし、前記第２のスイッチング素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第２の信号に基づいてオンオフさせるとともに、前記第３のスイッチ素子を前記第２の信号の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子および前記第１の双方向スイッチをオフ、前記第３のスイッチ素子をオン、前記第４のスイッチ素子を前記第１の信号の反転信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子および前記第１の双方向スイッチをオフ、前記第４のスイッチ素子をオン、前記第３のスイッチ素子を前記第２の信号の反転信号に基づいてオンオフさせる
    ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換器。
  7. 　それぞれダイオードが逆並列に接続されて直流電源の両端に直列接続される第１と第２のスイッチング素子と、第１と第２のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成され前記第１と第２のスイッチング素子の接続点とその一端が前記直流電源の中間電位点に接続される交流電源の他端との間に接続される第１の双方向スイッチと、第３と第４のスイッチ素子を逆直列または逆並列に接続して構成され前記第１と第２のスイッチング素子の接続点と前記直流電源の中間電位点との間に接続される第２の双方向スイッチとからなり、
    　前記中間電位点を基準とする前記直流電源の正電圧と負電圧の大きさは、前記交流電源の電圧の振幅値よりも大きくなるように設定されており、
    　前記第１のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の正電圧と前記第２のスイッチング素子を介して入力される前記直流電源の負電圧および前記第１の双方向スイッチを介して入力される前記交流電源の電圧を用いて交流電圧を出力する第２の動作モードにおいて出力電圧と出力電流の極性が異なる期間は、
    　前記第１と第２のスイッチング素子および前記第２の双方向スイッチをオフさせるとともに、出力電圧と出力電流の極性に応じて前記第１の双方向スイッチの一方のスイッチ素子をオンし、前記第１の双方向スイッチの他方のスイッチ素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された信号の反転信号に基づいてオンオフさせることにより、前記交流電源の電圧と、前記パルス幅変調された信号に対応して生じる電圧であってその振幅が前記直流電源の正電圧または負電圧に相当するパルス列の電圧とを合成して得られる交流電圧を出力することを特徴とする電力変換器。
  8. 　前記第２の動作モードにおいて、
    　出力電圧と出力電流の極性がいずれも正の期間は、前記第２のスイッチング素子と前記第２の双方向スイッチをオフ、前記第１のスイッチ素子をオンし、前記第１のスイッチング素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第１の信号に基づいてオンオフさせるとともに、前記第２のスイッチ素子を前記第１の信号の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧と出力電流の極性がいずれも負の期間は、前記第１のスイッチング素子と前記第２の双方向スイッチをオフ、前記第２のスイッチ素子をオンし、前記第２のスイッチング素子を出力電圧指令に基づいてパルス幅変調された第２の信号に基づいてオンオフさせるとともに、前記第１のスイッチ素子を前記第２の信号の反転信号に休止期間を付加した信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧が正極性かつ出力電流が負極性の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子および前記第２の双方向スイッチをオフ、前記第１のスイッチ素子をオン、前記第２のスイッチ素子を前記第１の信号の反転信号に基づいてオンオフさせ、
    　出力電圧が負極性かつ出力電流が正極性の期間は、前記第１と第２のスイッチング素子および前記第２の双方向スイッチをオフ、前記第２のスイッチ素子をオン、前記第１のスイッチ素子を前記第２の信号の反転信号に基づいてオンオフさせる
    ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換器。
  9. 　請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電力変換器を備えることを特徴とするインバータ装置。
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