JP2017060344A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流のノイズを低減することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１は、フルブリッジインバータ２０の第１レグ２１をＰＷＭ相として選択して、ＰＷＭ相のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をＰＷＭ制御すると共に、第２レグ２２を固定相として選択して、固定相の正極側に設けられる第３スイッチング素子Ｑ３をオン状態、負極側に設けられる第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に固定する状態と、フルブリッジインバータ２０の第２レグ２２をＰＷＭ相として選択して、ＰＷＭ相のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をＰＷＭ制御すると共に、第１レグ２１を固定相として選択して、固定相の正極側に設けられる第１スイッチング素子Ｑ１をオン状態、負極側に設けられる第２スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に固定する状態と、を切り替えることにより直流電力を交流電力に変換する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置としてフルブリッジインバータが知られている。フルブリッジインバータは、直流電源の正極側から順に直流電源に直列に接続される第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有する第１レグと、直流電源の正極側から順に直流電源に直列に接続され、かつ、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と並列に接続される第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を有する第２レグとを備える。さらに、負荷の一端が第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との間に接続され、負荷の他端が第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との間に接続されており、このように接続された負荷に対してフルブリッジインバータから交流電力が供給される。

このような電力変換装置において、電力変換装置からの出力電流に微小な振動やノイズの成分、所謂リップルが発生する場合がある。リップルが発生すると負荷の動作に影響を及ぼす可能性がある。このため、従来よりこのようなリップルを低減する手法が提案されている。例えば特許文献１には、電力変換装置の一対の出力端と負荷の両端との間にそれぞれ整流素子が接続され、これにより出力電流のノイズを低減する構成が開示されている。

特開２０１４−４２４３３号公報

しかしながら、特許文献１に開示され電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換するコンバータのみである。このため、特許文献１の構成をフルブリッジインバータとしての電力変換装置に適用し、出力電流のノイズを低減することができる構成とするためにはさらなる改善の余地がある

本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電流のノイズを低減することができる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置（１）は、直流電源（１０）と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するフルブリッジインバータ（２０）であって、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）を有する第１レグ（２１）と、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続され、かつ、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と並列に接続される第３スイッチング素子（Ｑ３）及び第４スイッチング素子（Ｑ４）を有する第２レグ（２２）と、を備えるフルブリッジインバータと、一端（５１）が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間（２１ｃ）に接続され、他端（５２）が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との間（２２ｃ）に接続され、前記交流電力が供給される負荷（５０）と、前記フルブリッジインバータの動作を制御する制御部（７０）と、前記負荷の前記一端と前記直流電源の負極側との間、及び、前記負荷の前記他端と前記負極側との間にそれぞれ設けられる、寄生ダイオード付き第５スイッチング素子（Ｑ５）及び寄生ダイオード付き第６スイッチング素子（Ｑ６）、または、第１整流素子（Ｄ１）及び第２整流素子（Ｄ２）のいずれか一方を備えるノイズ抑制部（６０）と、を具備し、前記制御部は、前記フルブリッジインバータの前記第１レグをＰＷＭ相として選択して、前記ＰＷＭ相の前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２レグを固定相として選択して、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第３スイッチング素子をオン状態、前記負極側に設けられる前記第４スイッチング素子をオフ状態に固定する状態と、前記フルブリッジインバータの前記第２レグを前記ＰＷＭ相として選択して、前記ＰＷＭ相の前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第１レグを前記固定相として選択して、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子をオン状態、前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子をオフ状態に固定する状態と、を切り替えることにより前記直流電力を前記交流電力に変換することを特徴とする。

同様に、本発明に係る電力変換装置（１ａ）は、直流電源（１０）と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するフルブリッジインバータ（２０）であって、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）を有する第１レグ（２１）と、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続され、かつ、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と並列に接続される第３スイッチング素子（Ｑ３）及び第４スイッチング素子（Ｑ４）を有する第２レグ（２２）と、を備えるフルブリッジインバータと、一端（５１）が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間（２１ｃ）に接続され、他端（５２）が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との間（２２ｃ）に接続され、前記交流電力が供給される負荷（５０）と、前記フルブリッジインバータの動作を制御する制御部（７０ａ）と、前記負荷の前記一端と前記直流電源の負極側との間、及び、前記負荷の前記他端と前記負極側との間にそれぞれ設けられる、寄生ダイオード付き第５スイッチング素子（Ｑ５）及び寄生ダイオード付き第６スイッチング素子（Ｑ６）、または、第１整流素子（Ｄ１）及び第２整流素子（Ｄ２）のいずれか一方を備えるノイズ抑制部（６０）と、を具備し、前記制御部は、前記フルブリッジインバータの各スイッチング素子のオン状態とオフ状態とを個別に制御することによって前記直流電力を前記交流電力に変換し、前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、前記フルブリッジインバータの前記第１レグ及び前記第２レグの一方の２つのスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切り替える制御を行うことによって前記交流電力を生成し、前記第１レグ及び前記第２レグの他方を固定相として選択し、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子をオフ状態に固定し、前記固定相の前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子をオン状態に固定する、ことを特徴とする。

本発明によれば、負荷の一端と直流電源の負極側との間、及び、負荷の他端と負極側との間にそれぞれスイッチング素子または整流素子を設けることにより、出力電流のリップルを低減できるので、出力電流のノイズを低減することができる電力変換装置を提供することができる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。 図２は、第１実施形態の電力変換装置により実施されるスイッチング制御を説明するためのタイムチャートである。 図３は、第１実施形態の電力変換装置により実施されるスイッチング制御の具体的な処理を説明するためのフローチャートである。 図４は、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子がオン状態のときの電力変換装置の回路構成を簡略化して示す図である。 図５は、第２スイッチング素子及び第４スイッチング素子がオン状態のときの電力変換装置の回路構成を簡略化して示す図である。 図６は、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子がオン状態のときの電力変換装置の回路構成を簡略化して示す図である。 図７は、第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子がオン状態のときの電力変換装置の回路構成を簡略化して示す図である。 図８は、図４，５に示す従来のスイッチング制御を実施したときのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 図９は、図８中の領域Ａの拡大図である。 図１０は、図６，７に示す第１実施形態のスイッチング制御を実施したときのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 図１１は、図１０中の領域Ｂの拡大図である。 図１２は、第１実施形態の変形例に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。 図１３は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示す図である。 図１４は、第２実施形態の電力変換装置により実施されるスイッチング制御を説明するためのタイムチャートである。 図１５は、第２実施形態の電力変換装置により実施されるスイッチング制御の具体的な処理を説明するためのフローチャートである。 図１６は、第２実施形態のスイッチング制御を実施したときのリアクトル電流の波形の一例を示す図である。 図１７は、図１６中の領域Ｃの拡大図である。 図１８は、第２実施形態の変形例に係る電力変換装置により実施されるスイッチング制御の具体的な処理を説明するためのフローチャートである。 図１９は、第３実施形態の電力変換装置により実施されるスイッチング制御を説明するためのタイムチャートである。 図２０は、第３実施形態の電力変換装置により実施されるスイッチング制御の具体的な処理を説明するためのフローチャートである。

以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。説明の理解を容易にするため、各図面において同一の構成要素に対しては可能な限り同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

［第１実施形態］
図１〜１１を参照して第１実施形態について説明する。まず図１を参照して本実施形態に係る電力変換装置１の構成を説明する。電力変換装置１は、電力供給源としての直流電源１０から供給される直流電力を、交流電力に変換して負荷に供給する装置である。図１に示す例では、電力変換装置１から交流電力が供給される負荷の一例として交流電源５０が例示されている。電力変換装置１は、電力供給源としての直流電源１０と、負荷としての交流電源５０との間に接続されている。

直流電源１０は、直流電力を発生させ外部に供給する電源装置であり、本実施形態では直流電力を電力変換装置１に供給する。本実施形態では、直流電源１０の具体的な態様は特に限定されず、例えば蓄電装置や発電装置を適用することができる。直流電源１０は、一対の入力端子１１，１２にて電力変換装置１と接続されており、その正極側が入力端子１１と、負極側が入力端子１２と接続されている。

交流電源５０は、交流電力を発生させ外部に供給する電源装置であり、本実施形態では電力変換装置１により生成された交流電力を外部機器に供給する。本実施形態では、交流電源５０は、電力変換装置１から交流電力が供給される負荷の一例として示されている。負荷とは、交流電力の供給を受けて動作する機器である。交流電源５０は、一対の出力端子５１，５２にて電力変換装置１と接続されている。

電力変換装置１は、フルブリッジインバータ２０と、コンデンサ３０と、リアクトル４０と、ノイズ抑制部６０と、スイッチング信号生成部７０（制御部）と、交流電流計測部８０とを備える。

フルブリッジインバータ２０は、直流電力を交流電力に変換する部分である。フルブリッジインバータ２０は、直流電源１０と並列接続される第１レグ２１と、直流電源１０及び第１レグ２１と並列接続される第２レグ２２とを備える。第１レグ２１は、直流電源１０の正極側から順に直列に接続される上アーム２１ａと下アーム２１ｂとを有し、同様に、第２レグ２２も、直流電源１０の正極側から順に直列に接続される上アーム２２ａと下アーム２２ｂとを有する。

第１レグ２１の上アーム２１ａには第１スイッチング素子Ｑ１が設けられ、下アーム２１ｂには第２スイッチング素子Ｑ２が設けられている。すなわち、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、直流電源１０の正極側から順に直列に接続されている。第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との間の接続部２１ｃには、交流電源５０の一端と接続する一方の出力端子５１が電気的に接続されている。

第２レグ２２の上アーム２２ａには第３スイッチング素子Ｑ３が設けられ、下アーム２２ｂには第４スイッチング素子Ｑ４が設けられている。すなわち、第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４は、直流電源１０の正極側から順に直列に接続されている。第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４との間の接続部２２ｃには、交流電源５０の他端と接続する他方の出力端子５２が電気的に接続されている。

本実施形態では、第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを採用しているが、これに限定されるものではなく、オン状態とオフ状態との切り替えが可能なスイッチング素子であれば、例えばＪＦＥＴ、ＭＥＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ，パワートランジスタ等の任意のものを採用することができる。

コンデンサ３０は、入力端子１１，１２の間に接続される平滑要素である。コンデンサ３０は、直流電源１０とフルブリッジインバータ２０との間にて、直流電源１０と並列に接続されている。

リアクトル４０は、フルブリッジインバータ２０と出力端子５１，５２との間に設けられる平滑要素である。リアクトル４０は、フルブリッジインバータ２０の第１レグ２１の接続部２１ｃと出力端子５１との間に設けられる第１リアクトル４１と、第２レグ２２の接続部２２ｃと出力端子５２との間に設けられる第２リアクトル４２とを有する。

ノイズ抑制部６０は、フルブリッジインバータ２０から出力される交流電流のノイズを抑制する部分である。ノイズ抑制部６０は、寄生ダイオード付き第５スイッチング素子Ｑ５及び寄生ダイオード付き第６スイッチング素子Ｑ６を有する。第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６は、交流電源５０の両端とグランド間に接続される。言い換えると、第５スイッチング素子Ｑ５は、交流電源５０の一端（出力端子５１）と直流電源１０の負極側との間に設けられる、第６スイッチング素子Ｑ６は、交流電源５０の他端（出力端子５２）と直流電源１０の負極側との間に設けられる。さらに言い換えると、第５スイッチング素子Ｑ５は、その一端が出力端子５１と第１リアクトル４１との間に接続され、その他端がフルブリッジインバータ２０の第２レグ２２の負極側端部に接続されている。第６スイッチング素子Ｑ６は、その一端が出力端子５２と第２リアクトル４２との間に接続され、その他端がフルブリッジインバータ２０の第２レグ２２の負極側端部に接続されている。ノイズ抑制部６０は、このように電力変換装置１内に第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６を設置することによって、フルブリッジインバータ２０から出力される交流電流のノイズを低減することができる。

なお、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６も、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴを採用しているが、これに限定されるものではなく、オン状態とオフ状態との切り替えが可能であり、かつ、寄生ダイオードを有するスイッチング素子であれば任意のものを採用することができる。

スイッチング信号生成部７０は、フルブリッジインバータ２０の動作を制御する部分である。スイッチング信号生成部７０は、フルブリッジインバータ２０内の第１スイッチング素子Ｑ１、第２スイッチング素子Ｑ２、第３スイッチング素子Ｑ３、及び第４スイッチング素子Ｑ４と電気的に接続されており、各スイッチング素子をオン／オフ状態に制御するための制御信号を各素子に出力することによって、フルブリッジインバータ２０の動作を制御する。スイッチング信号生成部７０は、例えば交流電流計測部８０により計測された交流電流値に基づいて、フィードバック制御等の手法によってフルブリッジインバータ２０の出力電流が所望の波形となるように制御を行うことができる。また、スイッチング信号生成部７０は、ノイズ抑制部６０にも電気的に接続されており、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６のオン／オフ状態を制御する制御信号を出力する。スイッチング信号生成部７０は、物理的には、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、及び入出力インタフェース等を備えたコンピュータシステムである。

交流電流計測部８０は、フルブリッジインバータ２０により生成され交流電源５０に供給される交流電流値を計測する。交流電流計測部８０は、例えば、リアクトル４１，４２に発生するリアクトル電流を計測する。交流電流計測部８０は、スイッチング信号生成部７０に電気的に接続されており、計測した交流電流値の情報をスイッチング信号生成部７０に出力する。

図２を参照して、スイッチング信号生成部７０によるフルブリッジインバータ２０のスイッチング制御の概略について説明する。図２はスイッチング制御を実施中のタイムチャートであり、図２中の（ａ）はフルブリッジインバータ２０の出力電流（リアクトル電流ＩＬ）、（ｂ）は基本波（第１基本波Ｉｒｅｆ１、第２基本波Ｉｒｅｆ２）、（ｃ）は第１スイッチング素子Ｑ１の制御信号、（ｄ）は第２スイッチング素子Ｑ２の制御信号、（ｅ）は第３スイッチング素子Ｑ３の制御信号、（ｆ）は第４スイッチング素子Ｑ４の制御信号、（ｇ）は第５スイッチング素子Ｑ５の制御信号、（ｈ）は第６スイッチング素子Ｑ６の制御信号をそれぞれ示す。

本実施形態では、フルブリッジインバータ２０の第１レグ２１及び第２レグ２２の一方がＰＷＭ相として選択され、ＰＷＭ相の２つのスイッチング素子を用いて、ＰＷＭ制御が行われる。ＰＷＭ制御では、フルブリッジインバータ２０の出力電流（もしくは出力電圧）が電流指令値Ｉ１（図１４参照）の波形に追従するようにスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切り替えるスイッチング制御が行われる。また、第１レグ２１及び第２レグ２２の他方が固定相として選択され、固定相の正極側（上アーム側）に設けられるスイッチング素子がオン状態に固定される。そして、第１レグ２１と第２レグ２２との間でＰＷＭ相と固定相が周期的に切り替えられる。電力変換装置１は、このようなフルブリッジインバータ２０のスイッチング制御を行うことにより、図２（ａ）に示すように所定の周波数、振幅、及び位相をもつ交流電流ＩＬを生成することができる。

本実施形態では、ＰＷＭ相及び固定相として用いるレグの切り替えのために、図２（ｂ）に示す第１基本波Ｉｒｅｆ１及び第２基本波Ｉｒｅｆ２が用いられる。第１基本波Ｉｒｅｆ１及び第２基本波Ｉｒｅｆ２は、所定の周波数、振幅、及び位相をもつ波形であり、スイッチング信号生成部７０が例えば内部に保持して使用する。第２基本波Ｉｒｅｆ２は、第１基本波Ｉｒｅｆ１と逆位相である。

スイッチング信号生成部７０は、第１基本波Ｉｒｅｆ１が正負のいずれの領域にあるかに応じてＰＷＭ相として用いるレグを選択する。また、スイッチング信号生成部７０は、第２基本波Ｉｒｅｆ２が正負のいずれの領域にあるかに応じて固定相として用いるレグを選択する。上述のとおり、第１基本波Ｉｒｅｆ１及び第２基本波Ｉｒｅｆ２は周期的な信号であるので、この結果、スイッチング信号生成部７０は、ＰＷＭ相のレグと固定相のレグとを交互に周期的に切り替えることになる。

言い換えると、スイッチング信号生成部７０は、図２の（ｂ）〜（ｆ）に示すように、第１基本波Ｉｒｅｆ１及び第２基本波Ｉｒｅｆ２に基づいて、フルブリッジインバータ２０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフ状態を第１状態と第２状態とに交互に切り替える。第１状態とは、フルブリッジインバータ２０の第１レグ２１をＰＷＭ相として選択して、ＰＷＭ相の第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２をＰＷＭ制御すると共に、第２レグ２２を固定相として選択して、固定相の正極側に設けられる第３スイッチング素子Ｑ３をオン状態、負極側に設けられる第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に固定する状態である。第２状態とは、第１状態とは反対に、フルブリッジインバータ２０の第２レグ２２をＰＷＭ相として選択して、ＰＷＭ相の第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４をＰＷＭ制御すると共に、第１レグ２１を固定相として選択して、固定相の正極側に設けられる第１スイッチング素子Ｑ１をオン状態、負極側に設けられる第２スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に固定する状態である。

また、このようなスイッチング制御において、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６は制御されず、図２の（ｇ），（ｈ）に示すようにオフ状態に固定されている。

次に図３を参照して、電力変換装置１により実施される上述のフルブリッジインバータ２０のスイッチング制御の具体的な処理について説明する。図３のフローチャートに示す一連の処理は、スイッチング信号生成部７０により、例えば所定周期ごとに実行される。なお、本制御フローの実施時には、スイッチング信号生成部７０は、図２の（ｇ），（ｈ）に示すように、ノイズ抑制部６０の第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６はオフ状態に固定されている。

ステップＳ１０１では、第２基本波Ｉｒｅｆ２が正の領域にあるか否か（Ｉｒｅｆ２＞０）が判定される。ステップＳ１０１の判定の結果、第２基本波Ｉｒｅｆ２が正の領域にある場合には（ステップＳ１０１のＹＥＳ）ステップＳ１０２に進み、そうでない場合（ステップＳ１０１のＮＯ）にはステップＳ１０３に進む。

ステップＳ１０２では、ステップＳ１０１にて第２基本波Ｉｒｅｆ２が正の領域にあると判定されたので、第２レグ２２が固定相として選択され、第２レグ２２の上アーム２２ａに設けられる第３スイッチング素子Ｑ３がオン状態に固定され、下アーム２２ｂに設けられる第４スイッチング素子Ｑ４がオフ状態に固定される。ステップＳ１０２の処理が完了するとステップＳ１０４に進む。

図２のタイムチャートでは、（ｂ）に示すように時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４の区間において、第２基本波Ｉｒｅｆ２が正の領域にあり、（ｅ），（ｆ）に示すようにこの区間において、第２レグ２２の上アーム２２ａに設けられる第３スイッチング素子Ｑ３がオン状態に固定され、下アーム２２ｂに設けられる第４スイッチング素子Ｑ４がオフ状態に固定されている。

ステップＳ１０３では、ステップＳ１０１にて第２基本波Ｉｒｅｆ２が負の領域にあると判定されたので、第１レグ２１が固定相として選択され、第１レグ２１の上アーム２１ａに設けられる第１スイッチング素子Ｑ１がオン状態に固定され、下アーム２１ｂに設けられる第２スイッチング素子Ｑ２がオフ状態に固定される。ステップＳ１０３の処理が完了するとステップＳ１０４に進む。

図２のタイムチャートでは、（ｂ）に示すように時刻ｔ１までの区間およびｔ２〜ｔ３の区間において、第２基本波Ｉｒｅｆ２が負の領域にあり、（ｃ），（ｄ）に示すようにこの区間において、第１レグ２１の上アーム２１ａに設けられる第１スイッチング素子Ｑ１がオン状態に固定され、下アーム２１ｂに設けられる第２スイッチング素子Ｑ２がオフ状態に固定されている。

ステップＳ１０４では、第１基本波Ｉｒｅｆ１が正の領域にあるか否か（Ｉｒｅｆ１＞０）が判定される。ステップＳ１０４の判定の結果、第１基本波Ｉｒｅｆ１が正の領域にある場合には（ステップＳ１０４のＹＥＳ）ステップＳ１０５に進み、そうでない場合（ステップＳ１０４のＮＯ）にはステップＳ１０６に進む。

ステップＳ１０５では、ステップＳ１０４にて第１基本波Ｉｒｅｆ１が負の領域にあると判定されたので、第１レグ２１がＰＷＭ相として選択される。すなわち、第１レグ２１の第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２にＰＷＭ信号が送信されてこれらの素子のオン／オフ状態がＰＷＭ制御される。ステップＳ１０５の処理が完了すると本制御フローを終了する。

図２のタイムチャートでは、（ｂ）に示すように時刻ｔ１〜ｔ２およびｔ３〜ｔ４の区間において、第１基本波Ｉｒｅｆ１が負の領域にあり、（ｃ），（ｄ）に示すようにこの区間において、第１レグ２１の第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン／オフ状態がＰＷＭ制御されている。

ステップＳ１０６では、ステップＳ１０４にて第１基本波Ｉｒｅｆ１が正の領域にあると判定されたので、第２レグ２２がＰＷＭ相として選択される。すなわち、第２レグ２２の第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４にＰＷＭ信号が送信されてこれらの素子のオン／オフ状態がＰＷＭ制御される。ステップＳ１０６の処理が完了すると本制御フローを終了する。

図２のタイムチャートでは、（ｂ）に示すように時刻ｔ１までの区間およびｔ２〜ｔ３の区間において、第１基本波Ｉｒｅｆ１が正の領域にあり、（ｅ），（ｆ）に示すようにこの区間において、第２レグ２２の第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４のオン／オフ状態がＰＷＭ制御されている。

図４〜１１を参照して、固定相において上アーム側のスイッチング素子（第１レグ２１の第１スイッチング素子Ｑ１または第２レグ２２の第３スイッチング素子Ｑ３）をオフ状態に固定することによる利点について説明する。ここで、スイッチング制御の一例として、第１レグ２１をＰＷＭ相、第２レグ２２を固定相として選択する場合を挙げる。なお、図４〜７では、オフ状態の第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６をダイオードとして図示している。

まず、本実施形態とは異なり、固定相として選択される第２レグ２２の下アーム２２ｂの第４スイッチング素子Ｑ４をオン状態、上アーム２２ａの第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に固定する場合を考える。ＰＷＭ相の第１レグ２１において第１スイッチング素子Ｑ１をオン状態、第２スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御するとき、電力変換装置１の回路構成は図４のように簡略化して表すことができる。このとき、直流電源１０、第１リアクトル４１、交流電源５０、第２リアクトル４２が直列に接続された回路構成となり、この配列方向に沿って電流ｃ１が流れ、直流電源１０からの電力が交流電源５０に供給されると共に、第１リアクトル４１及び第２リアクトル４２に蓄積される。

また、ＰＷＭ相の第１レグ２１において第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態、第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態に制御するとき（すなわち第１レグ２１の下アーム２１ｂ、及び、第２レグ２２の下アーム２２ｂのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を同時オンするとき）、電力変換装置１の回路構成は図５のように簡略化して表すことができる。このとき、第１リアクトル４１、交流電源５０、第２リアクトル４２が直列に接続され、また、第６スイッチング素子Ｑ６が第２リアクトル４２と並列に接続される回路構成となる。図４と比較して、電力供給源である直流電源１０が回路から外れるため、第１リアクトル４１及び第２リアクトル４２に蓄積されているエネルギーにより回路内に電流が流れる。第１リアクトル４１による電流ｃ２は直列回路内を流れ、第１リアクトル４１に蓄積されたエネルギーは交流電源５０に供給される。一方、第２リアクトル４２による電流ｃ３は、図５に示すように第６スイッチング素子Ｑ６側に流れ、第２リアクトル４２と第６スイッチング素子Ｑ６との間を還流するため、交流電源５０に供給されない。つまり、電力変換装置１に含まれる２つのリアクトルのうち第２リアクトル４２が回路内で機能しなくなり、これにより電力変換装置１の回路全体のインダクタンスが低減する。

図４，５に示すスイッチング制御を実施したときのリアクトル電流ＩＬ（フルブリッジインバータ２０の出力電流）の波形の一例を図８に示し、図中の領域Ａの拡大図を図９に示す。図８，９に示すように、スイッチング制御の際に下アーム２１ｂ，２２ｂのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を同時オンする状況が生じる場合には、電力変換装置１の回路全体のインダクタンスが小さくなり、これに起因してリアクトル電流のリップルが増加してしまうという問題がある。

次に、本実施形態のスイッチング制御である、固定相として選択される第２レグ２２の上アーム２２ａの第３スイッチング素子Ｑ３をオン状態、下アーム２２ｂの第４スイッチング素子Ｑ４をオフ状態に固定する場合を考える。ＰＷＭ相の第１レグ２１において第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態、第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態に制御するとき、電力変換装置１の回路構成は図６のように簡略化して表すことができる。このとき、直流電源１０、第２リアクトル４２、交流電源５０、第１リアクトル４１が直列に接続される回路構成となり、この配列方向に沿って電流ｃ４が流れ、直流電源１０からの電力が交流電源５０に供給されると共に、第１リアクトル４１及び第２リアクトル４２に蓄積される。また、第５スイッチング素子Ｑ５が第１リアクトル４１と並列に接続される回路構成となる。

ＰＷＭ相の第１レグ２１において第１スイッチング素子Ｑ１をオン状態、第２スイッチング素子Ｑ２をオフ状態に制御するとき（すなわち第１レグ２１の上アーム２１ａ、及び、第２レグ２２の上アーム２２ａのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を同時オンするとき）、電力変換装置１の回路構成は図７のように簡略化して表すことができる。このとき、第２リアクトル４２、交流電源５０、第１リアクトル４１が直列に接続される回路構成となる。図６と比較して、電力供給源である直流電源１０が回路から外れるため、第１リアクトル４１及び第２リアクトル４２に蓄積されているエネルギーにより回路内に電流が流れる。また、図６と比較して、第１リアクトル４１に並列接続される第５スイッチング素子Ｑ５が回路から外れる。これにより、第２リアクトル４２による電流ｃ５、及び、第１リアクトル４１による電流ｃ６は、共に直列回路内を流れ、第１リアクトル４１及び第２リアクトル４２に蓄積されたエネルギーは共に交流電源５０に供給される。

図６，７に示すスイッチング制御を実施したときのリアクトル電流（フルブリッジインバータ２０の出力電流）の波形の一例を図１０に示し、図中の領域Ｂの拡大図を図１１に示す。図１０，１１に示すように、スイッチング制御の際に上アーム２１ａ，２２ａのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を同時オンする状況が生じる場合には、上述した下アーム同時オンの構成と比較して、電力変換装置１の回路全体のインダクタンスの低減を防止できるので、リアクトル電流のリップルを低減できるという利点がある。

このように、本実施形態の電力変換装置１は、フルブリッジインバータ２０のスイッチング制御において、リアクトル電流のリップルが増加する虞がある、下アーム２１ｂ，２２ｂのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を同時オンする状況が生じることを回避することによって、回路全体のインダクタンス低減に起因するリアクトル電流リップル増加を回避できる。これにより、ノイズ抑制部６０（第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６）を電力変換装置１の回路内に設けることによるリアクトル電流リップル低減の効果を充分に発揮させることが可能となり、この結果、フルブリッジインバータ２０の出力電流（リアクトル電流）のノイズを低減できる。

また、電力変換装置１において、スイッチング信号生成部７０は、所定の周波数、振幅、及び位相をもつ第１基本波Ｉｒｅｆ１と、この第１基本波Ｉｒｅｆ１と逆位相の第２基本波Ｉｒｅｆ２を生成し、第１基本波Ｉｒｅｆに基づいてＰＷＭ相として選択されるレグを切り替え、第２基本波Ｉｒｅｆに基づいて固定相として選択されるレグを切り替える。この構成により、フルブリッジインバータ２０の第１レグ２１と第２レグ２２との間でＰＷＭ相と固定相の切り替えを適切に行うことができる。また、基本波のパラメータを変更することでＰＷＭ相と固定相の切り替えのタイミングを簡易に設定・変更することができる。

また、電力変換装置１において、スイッチング信号生成部７０は、固定相の正極側に設けられる第１スイッチング素子Ｑ１または第３スイッチング素子Ｑ３の一方をオン状態とした後に、ＰＷＭ相のＰＷＭ制御を開始する。この構成により、スイッチング制御において、下アーム２１ｂ，２２ｂのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を同時オンする状況が生じることをより一層確実に回避できる。

［第１実施形態の変形例］
図１２を参照して第１実施形態の変形例について説明する。本実施形態では、ノイズ抑制部６０が、寄生ダイオード付き第５スイッチング素子Ｑ５及び寄生ダイオード付き第６スイッチング素子Ｑ６を有する構成をあげた。しかし、ノイズ抑制部６０は、グランド側から交流電源側の一方向に通電可能な整流素子を有する構成であればよく、例えば図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の代わりにダイオードＤ１（第１整流素子）及びダイオードＤ２（第２整流素子）に置き換えてもよい。

また、本実施形態では、フルブリッジインバータ２０におけるＰＷＭ相及び固定相の選択に第１基本波Ｉｒｅｆ１及び第２基本波Ｉｒｅｆ２を用いる構成を例示したが、ＰＷＭ相及び固定相を適切に選択しレグ間で切り替えることができれば、他の手法でもよい。例えば、第１基本波Ｉｒｅｆ１または第２基本波Ｉｒｅｆ２の一方のみを用いて、ＰＷＭ相の選択・切り替えと、固定相の選択・切り替えとを併せて行う構成とすることができる。同様に、第２基本波Ｉｒｅｆ２を第１基本波Ｉｒｅｆ１と同位相としてもよい。

［第２実施形態］
図１３〜１８を参照して第２実施形態について説明する。図１３に示す第２実施形態の電力変換装置１ａは、スイッチング信号生成部７０ａによるスイッチング制御の内容が第１実施形態と異なる。具体的には、負荷である交流電源５０へ供給する電流（図１４の（ａ）のリアクトル電流ＩＬが指令値（図１４の（ａ）に示す電流指令値Ｉ１）から所定量以上低減するとき、固定相として選択されるレグの正極側に設けられるスイッチング素子（第１スイッチング素子Ｑ１または第３スイッチング素子Ｑ３）をオフ状態に固定し、固定相の負極側に設けられるスイッチング素子（第２スイッチング素子Ｑ２または第４スイッチング素子Ｑ４）をオン状態に固定する。つまり、固定相において各スイッチング素子のオン状態とオフ状態とを入れ替える。なお、図１４のタイムチャートにおける（ａ）〜（ｈ）の各項目は図２と同様である。

より詳細には、スイッチング信号生成部７０ａは、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１から所定量以上低減するとき、かつ、固定相として第１レグ２１が選択されるとき、固定相の正極側に設けられる第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態、負極側に設けられる第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態に固定すると共に、ノイズ抑制部６０の第５スイッチング素子Ｑ５をオン状態に固定する。また、固定相として第２レグ２２が選択されるとき、固定相の正極側に設けられる第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態、負極側に設けられる第４スイッチング素子Ｑ４をオン状態に固定すると共に、ノイズ抑制部６０の第６スイッチング素子Ｑ６をオン状態に固定する。

次に図１５を参照して、電力変換装置１ａにより実施されるフルブリッジインバータ２０のスイッチング制御の具体的な処理について説明する。図１５のフローチャートに示す一連の処理は、スイッチング信号生成部７０ａにより、例えば所定周期ごとに実行される。

ステップＳ２０１では、リアクトル電流ＩＬの大きさが所定の閾値（たとえば電流指令値Ｉ１の大きさの１０％）より小さいか否かが判定される（｜ＩＬ｜＜閾値）。ステップＳ２０１の判定の結果、リアクトル電流ＩＬの大きさが所定の閾値より小さい場合（ステップＳ２０１のＹＥＳ）には、通常のスイッチング制御（後述するステップＳ２０５〜Ｓ２１０の処理）の実施中に負荷変動などの影響によりリアクトル電流ＩＬが急激に低下したものと判断してステップＳ２０２に進む。一方、そうでない場合（ステップＳ２０１のＮＯ）にはステップＳ２０５に進む。

ステップＳ２０２では、電流指令値Ｉ１が正か否かが判定される（Ｉ１＞０）。電流指令値Ｉ１が正である場合（ステップＳ２０２のＹＥＳ）にはステップＳ２０３に進み、そうでない場合（ステップＳ２０２のＮＯ）にはステップＳ２０４に進む。

ステップＳ２０３では、ステップＳ２０１にてリアクトル電流ＩＬが急激に低下していると判断され、ステップＳ２０２にて電流指令値Ｉ１が正であると判定されたので、固定相として選択されている第２レグ２２において、各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン状態とオフ状態とが入れ替えられる。具体的には、ＰＷＭ相として選択されている第１レグ２１の第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２によりＰＷＭ制御が行われ、固定相の第２レグ２２において、第３スイッチング素子Ｑ３がオフ状態、第４スイッチング素子Ｑ４がオン状態に固定され、ノイズ抑制部６０において第５スイッチング素子Ｑ５がオフ状態、第６スイッチング素子Ｑ６がオン状態に固定される。これによりリアクトル電流が正方向に増加して、電流指令値Ｉ１に追従する。ステップＳ２０３の処理が完了すると本制御フローを終了する。

図１４のタイムチャートでは、時刻ｔ５〜ｔ６の区間において、電流指令値Ｉ１が正の領域においてリアクトル電流ＩＬが急激に低下する状況が発生しているので、図１４（ｃ）〜（ｆ）に示すように、第１レグ２１をＰＷＭ相、第２レグ２２を固定相として選択するように制御され、さらに、固定相において下アーム２２ｂの第４スイッチング素子Ｑ４をオン状態、上アーム２２ａの第３スイッチング素子Ｑ３をオフ状態に固定するよう制御されている。また、図１４（ｇ），（ｈ）に示すように、ノイズ抑制部６０の第６スイッチング素子Ｑ６をオン状態、第５スイッチング素子Ｑ５をオフ状態に固定するよう制御されている。そして、この制御によって、時刻ｔ６においてリアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１に追従するよう復帰している。

ステップＳ２０４では、ステップＳ２０１にてリアクトル電流ＩＬが急激に低下していると判断され、ステップＳ２０２にて電流指令値Ｉ１が負であると判定されたので、固定相として選択されている第１レグ２１において、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン状態とオフ状態とが入れ替えられる。具体的には、固定相の第１レグ２１において、第１スイッチング素子Ｑ１がオフ状態、第２スイッチング素子Ｑ２がオン状態に固定され、ＰＷＭ相として選択されている第２レグ２２の第３スイッチング素子Ｑ３及び第４スイッチング素子Ｑ４によりＰＷＭ制御が行われ、ノイズ抑制部６０において第５スイッチング素子Ｑ５がオン状態、第６スイッチング素子Ｑ６がオフ状態に固定される。これによりリアクトル電流が負方向に増加して、電流指令値Ｉ１に追従する。ステップＳ２０４の処理が完了すると本制御フローを終了する。

図１４のタイムチャートでは、時刻ｔ７〜ｔ８の区間において、電流指令値Ｉ１が負の領域においてリアクトル電流ＩＬが急激に低下する状況が発生しているので、図１４（ｃ）〜（ｆ）に示すように、第１レグ２１を固定相、第２レグ２２をＰＷＭ相として選択するように制御され、さらに、固定相において下アーム２１ｂの第２スイッチング素子Ｑ２をオン状態、上アーム２１ａの第１スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に固定するよう制御されている。また、図１４（ｇ），（ｈ）に示すように、ノイズ抑制部６０の第５スイッチング素子Ｑ５をオン状態、第６スイッチング素子Ｑ６をオフ状態に固定するよう制御されている。そして、この制御によって、時刻ｔ８においてリアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１に追従するよう復帰している。

一方、ステップＳ２０１にてリアクトル電流ＩＬの急激低下が生じていないと判定されると、通常のスイッチング制御が行われる。通常のスイッチング制御とは、例えば、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１の波形に追従するように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン状態とオフ状態とを切り替える制御であり、本実施形態では第１実施形態のスイッチング制御が実施される。

ステップＳ２０５では、ノイズ抑制部６０において第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオフ状態に固定される。ステップＳ２０６〜Ｓ２１０の各処理は、図３のステップＳ１０１〜Ｓ１０５の各処理と同一であるので説明を省略する。

本実施形態の電力変換装置１ａは、ノイズ抑制部６０（第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６）を回路内に設けることにより、出力電流（リアクトル電流ＩＬ）のリップル（ノイズ）を低減できる。

さらに、本実施形態の電力変換装置１ａは、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１から所定量以上低減するとき、上記のステップＳ２０３またはＳ２０４の制御を行うことにより、スイッチング制御の際にフルブリッジインバータ２０の下アーム２１ｂ，２２ｂのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４を同時オンする状況を意図的に生じさせる。これにより、電力変換装置１ａにおいて、リアクトル４０の一方が短絡する。言い換えると、図５に示したように、リアクトル４０の一方に蓄積されたエネルギーが負荷（交流電源５０）に供給されない状態にする。

このようなスイッチング制御を実施したときのリアクトル電流ＩＬ（フルブリッジインバータ２０の出力電流）の波形の一例を図１６に示し、図中の領域Ｃの拡大図を図１７に示す。図１６，１７に示すように、スイッチング制御の際に下アーム２１ｂ，２２ｂのスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が同時オンする状況を生じさせることで、電力変換装置１ａの回路全体のインダクタンスを低減し、これに起因してリアクトル電流ＩＬのリップルを増加させることができる。これにより、リアクトル電流ＩＬの傾きを意図的に増加させることで、電流指令値Ｉ１に追従する速度（電流応答性）を向上させることができ、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１から乖離した状態から迅速に復旧できる。

［第２実施形態の変形例］
図１８を参照して第２実施形態の変形例について説明する。第２実施形態の電力変換装置１ａも第１実施形態の電力変換装置と同様に、ノイズ抑制部６０の構成をダイオードＤ１，Ｄ２に置き換えることができる。この構成の場合、図１５を参照して説明した電力変換装置１ａにより実施されるフルブリッジインバータ２０のスイッチング制御の具体的な処理は、図１８のフローチャートに基づく。本変形例は、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６を備えない構成であるので、図１８のフローチャートでは、図１５のステップＳ２０３，Ｓ２０４に対応するステップＳ３０３，Ｓ３０４において、第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６に関する制御を含まず、また、ステップＳ２０５に対応するステップを含まない構成となっている。ステップＳ３０１，Ｓ３０２は図１５のフローチャートのステップＳ２０１，Ｓ２０２と同一であり、ステップＳ３０５〜Ｓ３０９は図１５のステップＳ２０６〜Ｓ２１０と同一の処理である。

また、本実施形態では、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１から所定量以上低減するとき以外に実施する通常のスイッチング制御として、第１実施形態のスイッチング制御を実施する構成を例示したが、これに限定されない。このようなスイッチング制御は、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１の波形に追従するようにフルブリッジインバータ２０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン状態とオフ状態とを切り替える制御であればよく、例えば第１レグ２１及び第２レグの両方をＰＷＭ相として用いる制御でもよい。

［第３実施形態］
図１９，２０を参照して第３実施形態について説明する。第３実施形態の電力変換装置１ａの構成は図１３に示す第２実施形態のものと同様であるが、スイッチング信号生成部７０ａによるスイッチング制御の内容が異なる。具体的には、負荷である交流電源５０へ供給される電流（図１９の（ａ）のリアクトル電流ＩＬ）が過電流となるとき、フルブリッジインバータ２０のすべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフ状態に固定し、ノイズ抑制部６０の第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６をオン状態に固定する。なお、図１９のタイムチャートにおける（ａ）〜（ｈ）の各項目は図２及び図１４と同様である。

図２０を参照して、第３実施形態の電力変換装置１ａにより実施されるフルブリッジインバータ２０のスイッチング制御の具体的な処理について説明する。図２０のフローチャートに示す一連の処理は、スイッチング信号生成部７０ａにより、例えば所定周期ごとに実行される。

ステップＳ４０１では、リアクトル電流ＩＬが過電流閾値Ｉｍａｘより小さいか否かが判定される（ＩＬ＜Ｉｍａｘ）。

ステップＳ４０１の判定の結果、リアクトル電流ＩＬが過電流閾値Ｉｍａｘより小さい場合（ステップＳ４０１のＹＥＳ）には、通常のスイッチング制御が行われる。通常のスイッチング制御とは、例えば、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１の波形に追従するように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン状態とオフ状態とを切り替える制御であり、本実施形態では第２実施形態で説明した通常のスイッチング制御が実施される。すなわち、ステップＳ４０２〜Ｓ４０７の各処理の内容は、図１５のステップＳ２０５〜Ｓ２１０の各処理と同一である。

一方、ステップＳ４０１の判定の結果、リアクトル電流ＩＬが過電流閾値Ｉｍａｘを超えている場合（ステップＳ４０１のＮＯ）にはステップＳ４０９に進み、フルブリッジインバータ２０のすべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフ状態に固定され、ノイズ抑制部６０の第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６がオン状態に固定される。

図１９のタイムチャートでは、時刻ｔ９において、図１９（ａ）に示すようにリアクトル電流ＩＬが過電流閾値Ｉｍａｘに到達したのに応じて、時刻ｔ９以降では、図１９（ｃ）〜（ｆ）に示すようにすべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフ状態に固定され、図１９（ｇ），（ｈ）に示すように第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６がオン状態に固定されている。この制御によって、フルブリッジインバータ２０からの出力が停止され、リアクトル電流ＩＬは減衰してゆき最終的に０となる。

このように、第３実施形態の電力変換装置１ａは、リアクトル電流ＩＬが過電流となるとき、フルブリッジインバータ２０のすべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフ状態に固定することにより、フルブリッジインバータ２０の動作を直ちに停止して、過電流状態を迅速に解消させることができる。また、フルブリッジインバータ２０の動作停止直後には、リアクトル４０に蓄積されているエネルギーが無くなるまでリアクトル電流ＩＬが発生する。本実施形態では、さらにノイズ抑制部６０の第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６がオン状態に固定することにより、リアクトル４０に蓄積されているエネルギーにより発生するリアクトル電流ＩＬを第５スイッチング素子Ｑ５及び第６スイッチング素子Ｑ６に導通させ、過電流検出後に交流電源５０に過電流が流れるのを防止することができる。

なお、本実施形態では、リアクトル電流ＩＬが過電流となるとき以外に実施する通常のスイッチング制御として、第２実施形態の通常のスイッチング制御を実施する構成を例示したが、これに限定されない。このようなスイッチング制御は、リアクトル電流ＩＬが電流指令値Ｉ１の波形に追従するようにフルブリッジインバータ２０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン状態とオフ状態とを切り替える制御であればよく、例えば第１レグ２１及び第２レグの両方をＰＷＭ相として用いる制御でもよい。

以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。すなわち、これら具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、前述した各具体例が備える各要素及びその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、前述した各実施の形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。

１，１ａ：電力変換装置
１０：直流電源
２０：フルブリッジインバータ
２１：第１レグ
２２：第２レグ
５０：交流電源（負荷）
６０：ノイズ抑制部
７０，７０ａ：スイッチング信号生成部（制御部）
Ｑ１：第１スイッチング素子
Ｑ２：第２スイッチング素子
Ｑ３：第３スイッチング素子
Ｑ４：第４スイッチング素子
Ｑ５：第５スイッチング素子
Ｑ６：第６スイッチング素子
Ｄ１：ダイオード（第１整流素子）
Ｄ２：ダイオード（第２整流素子）
Ｉｒｅｆ１：第１基本波
Ｉｒｅｆ２：第２基本波

Claims (10)

1. 直流電源（１０）と、
   前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するフルブリッジインバータ（２０）であって、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）を有する第１レグ（２１）と、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続され、かつ、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と並列に接続される第３スイッチング素子（Ｑ３）及び第４スイッチング素子（Ｑ４）を有する第２レグ（２２）とを備えるフルブリッジインバータと、
   一端（５１）が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間（２１ｃ）に接続され、他端（５２）が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との間（２２ｃ）に接続され、前記交流電力が供給される負荷（５０）と、
   前記フルブリッジインバータの動作を制御する制御部（７０）と、
   前記負荷の前記一端と前記直流電源の負極側との間、及び、前記負荷の前記他端と前記負極側との間にそれぞれ設けられる、寄生ダイオード付き第５スイッチング素子（Ｑ５）及び寄生ダイオード付き第６スイッチング素子（Ｑ６）、または、第１整流素子（Ｄ１）及び第２整流素子（Ｄ２）のいずれか一方を備えるノイズ抑制部（６０）と、
   を具備し、
   前記制御部は、
   前記フルブリッジインバータの前記第１レグをＰＷＭ相として選択して、前記ＰＷＭ相の前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第２レグを固定相として選択して、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第３スイッチング素子をオン状態、前記負極側に設けられる前記第４スイッチング素子をオフ状態に固定する状態と、
   前記フルブリッジインバータの前記第２レグを前記ＰＷＭ相として選択して、前記ＰＷＭ相の前記第３スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、前記第１レグを前記固定相として選択して、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子をオン状態、前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子をオフ状態に固定する状態と、
   を切り替えることにより前記直流電力を前記交流電力に変換する
   ことを特徴とする電力変換装置（１）。
2. 前記制御部は、所定の周波数、振幅、及び位相をもつ基本波（Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２）を生成し、前記基本波に基づいて前記ＰＷＭ相として選択されレグを切り替え、前記固定相として選択されるレグを切り替える
   ことを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記基本波は、第１基本波（Ｉｒｅｆ１）と、前記第１基本波と同位相または逆位相の第２基本波（Ｉｒｅｆ２）とを含み、
   前記制御部は、前記第１基本波に基づいて前記ＰＷＭ相として選択されるレグを切り替え、前記第２基本波に基づいて前記固定相として選択されるレグを切り替える、
   ことを特徴とする、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子の一方をオン状態とした後に、前記ＰＷＭ相の前記ＰＷＭ制御を開始する、
   ことを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、前記固定相として選択されるレグの前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子をオフ状態に固定し、前記固定相の前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子をオン状態に固定する、
   ことを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記ノイズ抑制部が前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子を備え、
   前記制御部は、前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、かつ、前記固定相として前記第１レグが選択されるとき、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子をオフ状態、前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子をオン状態に固定すると共に、前記第５スイッチング素子（Ｑ５）をオン状態に固定し、
   前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、かつ、前記固定相として前記第２レグが選択されるとき、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第３スイッチング素子をオフ状態、前記負極側に設けられる前記第４スイッチング素子をオン状態に固定すると共に、前記第６スイッチング素子（Ｑ６）をオン状態に固定する、
   ことを特徴とする、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記負荷へ供給される電流が過電流となるとき、前記フルブリッジインバータのすべてのスイッチング素子をオフ状態に固定し、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオン状態に固定する、
   ことを特徴とする、請求項６に記載の電力変換装置。
8. 直流電源（１０）と、
   前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換するフルブリッジインバータ（２０）であって、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続される第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）を有する第１レグ（２１）と、前記直流電源の正極側から順に前記直流電源に直列に接続され、かつ、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子と並列に接続される第３スイッチング素子（Ｑ３）及び第４スイッチング素子（Ｑ４）を有する第２レグ（２２）と、を備えるフルブリッジインバータと、
   一端（５１）が前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間（２１ｃ）に接続され、他端（５２）が前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との間（２２ｃ）に接続され、前記交流電力が供給される負荷（５０）と、
   前記フルブリッジインバータの動作を制御する制御部（７０ａ）と、
   前記負荷の前記一端と前記直流電源の負極側との間、及び、前記負荷の前記他端と前記負極側との間にそれぞれ設けられる、寄生ダイオード付き第５スイッチング素子（Ｑ５）及び寄生ダイオード付き第６スイッチング素子（Ｑ６）、または、第１整流素子（Ｄ１）及び第２整流素子（Ｄ２）のいずれか一方を備えるノイズ抑制部（６０）と、
   を具備し、
   前記制御部は、前記フルブリッジインバータの各スイッチング素子のオン状態とオフ状態とを個別に制御することによって前記直流電力を前記交流電力に変換し、
   前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、前記フルブリッジインバータの前記第１レグ及び前記第２レグの一方の２つのスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切り替える制御を行うことによって前記交流電力を生成し、前記第１レグ及び前記第２レグの他方を固定相として選択し、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子または前記第３スイッチング素子をオフ状態に固定し、前記固定相の前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子または前記第４スイッチング素子をオン状態に固定する、
   ことを特徴とする電力変換装置（１ａ）。
9. 前記ノイズ抑制部が前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子を備え、
   前記制御部は、前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、かつ、前記固定相として前記第１レグが選択されるとき、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第１スイッチング素子をオフ状態、前記負極側に設けられる前記第２スイッチング素子をオン状態に固定すると共に、前記第５スイッチング素子（Ｑ５）をオン状態に固定し、
   前記負荷へ供給する電流が指令値から所定量以上低減するとき、かつ、前記固定相として前記第２レグが選択されるとき、前記固定相の前記正極側に設けられる前記第３スイッチング素子をオフ状態、前記負極側に設けられる前記第４スイッチング素子をオン状態に固定すると共に、前記第６スイッチング素子（Ｑ６）をオン状態に固定する、
   ことを特徴とする、請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記制御部は、前記負荷へ供給される電流が過電流となるとき、前記フルブリッジインバータのすべてのスイッチング素子をオフ状態に固定し、前記第５スイッチング素子及び前記第６スイッチング素子をオン状態に固定する、
    ことを特徴とする、請求項９に記載の電力変換装置。