JP2010532148A - 電気エネルギーを送電網に供給するための装置 - Google Patents

Abstract

電流供給システム（２）への接続のために設計されている２つの出力部（８、９）の直流発電機（１）の負または正の出力部（４、５）に接続されるように設計されている各入力部（６、７）と、格納インダクタ（Ｌ１）および直流電圧を交流電圧に変換するための切り替え器（Ｓ１ないしＳ６）を有する装置とを備える電流供給システムに電気エネルギーを供給するためのインバータが記載される。直流発電機（１）の負の出力部（５）に接続することができる入力部（７）は、アースすることができる。そして、２つの出力部（８、９）のうちの少なくとも１つが、主インダクタ（Ｌ２）を備える。本発明によると、当該装置は、２つの電流経路（Ｓ４、Ｌ１、Ｓ６；Ｓ５、Ｌ１、Ｓ３）を備えるブリッジ回路を有する。このうち、一方が、正の出力電流を提供し、他方が、負の出力電流を提供する。また、電流供給周波数を実施する切り替えのための切り替えユニットが、２つの電流経路（Ｓ４、Ｌ１、Ｓ６；Ｓ５、Ｌ１、Ｓ３）とブリッジ回路を切り替えユニットに接続する連結キャパシタ（１）とを有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、請求項１のプレアンブルに記載されている形式の装置に関する。

光電池設備または燃料電池設備等の直流発電機によって生成される電気エネルギーを交流網、特に公的な送電網（５０／６０Ｈｚ）に供給するために、さまざまな形式のインバータが使用されている。直流発電機とインバータとの間には、たいていの場合、直流変換機（ＤＣ−ＤＣ−チョッパ）が設けられている。この直流変換機は、直流発電機から搬送された直流を、インバータによって必要とされるまたはインバータに適合された交流に変化するために用いられる。

さまざまな理由から、直流発電機の出力部の一つにアースすることが望ましい。その際、本発明の反中では、特に、直流変換機の負の出力部にアース端子が設けられるという場合が観察される。このようにアースが望まれる理由は、一つには、このようなアースが法律で規定されている国々が存在するということである。また、他の理由として、アースが施されていないと、運転の際にさまざまな欠点が生じることになるからである。この欠点としては、特に、高周波数の迷走電流の問題が挙げられる。直流発電機と大地との間に存在する不可避の寄生容量に起因して、電位が変動する際に、結果として、許容不可能な安全リスクである多大な均等化電流となる。したがって、このような均等化電流は、接触保護のために、または電磁的両極性（ＥＭＣ）を生成するために、エラー電流センサ等を用いる高価な監視手段を必要とすることになり、均等化電流は、アースを行うことによってしか回避することはできない。直流発電機における電位の変動は、たとえば薄膜モジュール党の特定のソーラーモジュールの際にも、持続的な故障につながるおそれがある。

上記の形式のアースは、変圧器を有する直流変換機を用いる場合には簡単に可能になる。この変圧器は、直流側を交流側から電気的に絶縁するものである。しかしながら、変圧器は、用いられるのが電源変圧器または高周波数変圧器であるかにかかわらず、特に効率の低下が一方では構造サイズの巨大な重量に、かつ／または、追加の制御コストを結果としてもたらす。したがって、基本的には、変圧器を有さない電流交換器が好まれる。変圧器を有さない直流変換機のその他のトポロジーは、望ましいアースを不可能にする。その理由は、このアースが必要とされる回路、容量等の短絡につながるからである。あるいは、変圧器を有さない直流変換機のその他のトポロジーは、増大化した回路コストおよび他の欠点を結果としてもたらす。

したがって、上述した欠点が生じることを別の方法で回避するための数々の試みがなされてきた。特に、不所望の迷走電流を減少させるための目的で用いられる回路が公知となっている（たとえば、特許文献１、特許文献２、特許文献３を参照）。これらの回路では、たとえば太陽発電機が、送電網による内部の電流の搬送の特定の位相で運転される。この場合、周期的に新しくなる、太陽発電機と送電網との電気接続の際、送電網の規制容量はわずかしか移送されない。したがって、網周波数を有する太陽発電機の電位は、送電網の電流の半分に相当する電圧振幅の際には正弦波状に変化する。この場合、高周波電流は、２つの切り替えサイクル間のみの太陽発電機のわずかな電圧差によって、かつ、切り替え接続の際の非対称によって生じる。したがって、容量性の迷走電流は、このようにして、大いに減少されるが、基本的には完全に防止することはできない。

さらに、中心でアースされている分割した太陽発電機を使用する切り替え機構（特許文献４）が公知となっている。これによって、太陽発電機のすべての部分が固定電位を有するようになり、容量性の迷走電流は、基本的に流れないことになる。２つの直流源が異なる生産性を有しているので、性能差および電圧の補償のための回路が設けられる。この回路機構において不都合なのは、太陽発電機および切り替え器における高い電圧差、補償回路内の追加の損失、および少なくとも４つの高周波に同期された切り替え器が必要であるという手間である。

これに加えて、既に、発電機が存在しないにも関わらず太陽発電機が一方的にアースされ得る回路設備が公知となっている。これによって、容量性の迷走電流が、原則的に防止される。しかしながら、こうした回路設備の中のひとつ（特許文献５）は、５つの能動切り替え器を必要とする。ここで、１つまたは２つの切り替え器が同時に高周波数で切り替わって平均出力電流を提供する必要がある。したがって、この「フライングインダクター（Flying Inductor）」という名称でも呼ばれる回路では、同時に直列に電流につながる多数の構造部材によって効率に損なわれる。この回路において不都合なのは、継続的な電流パルスが送電網内に刻み込まれることである。これは、容量性の送電網フィルターを必要とする。このフィルターは、基本的に自身の無効電力需要および力率を必要とし、部分負荷範囲における回路の効率を悪化させる。このような容量性の送電網フィルターは、別の公知の回路では回避することができる（特許文献６）。しかし、この目的のために、９つの能動切り替え器が必要となり、そのうち、少なくとも２つが高周波数で切り替えられる必要がある。その結果、構造コストがさらに増加し、装置全体の堅牢性も効率も悪影響を被ることになる。フライングインダクターのトポロジーは、さらに、回路の電圧負荷が送電網の電圧に依存し、送電網の故障に影響を受けやすくなり、したがって三相でのみ運転可能である、かつ、フライングインダクターは３つのインバータによって三通りに応用される、という欠点を有する。それ以外にも、電流源の特徴を有するインバータを必要とするが、これは多くの場合には望ましくない。

最終的に、冒頭に記載した形式の装置（特許文献７）が公知となっている。この装置は、実際のインバータ（ＤＣ／ＡＣ変換機）だけではなく直流電圧またはＤＣ／ＤＣ変換機も有する二段階構成になっている。これらの変換機には、バイポーラ中間電圧回路が設けられている。このバイポーラ中間電圧回路は、並列に接続されるとともに互いにアース端子で接続されている２つのキャパシタを有する。このアース端子は、各電流供給システムのゼロまたは中性導線に関連付けられており、また、それに接続されている。この場合、インバータのアース端子は、直流発電機の負の出力部に接続することができる。２つの磁気接続されている巻線から成る格納リアクトルを用いて可能になる。この格納リアクトルの２つの巻線は、一方の端部において電気接続され、それにより、切り替え器が閉止されている場合には２つの巻線のうちの１つが直流発電機によって充電される一方で他方の巻線は第１の巻線によって磁気連結よって充電され、また、切り替え器が開放されている場合には、２つの巻線は２つのキャパシタのうちの１つによってそれぞれ放電される。この放電は、関連して配置されている対応のダイオードによって行われる。

この装置が比較的簡単な手段を有していること、特に、変圧器がなく１つの回路で直流電圧気のアースを可能にするという利点は、しかしながら、少なくとも３つのアクティブな切り替え器が高周波数で同期される必要があり、また、二段階構成であるために制御コストがかさむという欠点と対比される。さらに、少なくとも２つの切り替え器が同時に高周波数で切り替えられる必要があり、これは、必然的に損失を生みだすとともに効率を損なう。

独国特許公開公報第１０２００４０３７４４６号明細書 独国特許公開公報第１０２２１５９２号明細書 独国特許第１０２００４０３０９１２号明細書 独国特許公開公報第１０２２５０２０号明細書 独国特許第１９６４２５２２号明細書 独国特許第１９７３２２１８号明細書 米国特許公開公報第２００７／００４７２７７号明細書

従来技術を踏まえて、本発明の技術的課題は、冒頭に記載した形式の変換機を、直流発電機の負の接続部のアースを比較的簡単な構成手段を用いるだけではなく交流交換器の回路の電圧負荷を大いに減少させながら可能にするように構成するということである。

本発明によると、上記課題は、請求項１の特徴部の特徴によって解決される。

本発明を、一段階構成タイプの変換機、すなわち、ＤＣ−ＤＣ部分とＤＣ−ＡＣ部分とが１つの組み合わせられた回路構成になるよう組み合わせられている変換機を提案する。その結果、一段階で共通の制御をおこなうことができるようになる。さらに、同時に単一の高周波数切り替え器のみが作動するようになっている変換機も提供される。最終的に、直流発電機の負の端子をアースすることができ、また、供給システムに連続電流でエネルギーを供給することができるようになる。

本発明のさらなる有利な特徴は、従属請求項から明らかになる。

本発明が、添付の図面を参照しながら例示的な実施例に基づいて行う以下の詳細な説明によって最も良く理解される。

本発明に係る変換機の回路図である。 正の供給電圧と正の出力電流とで行う図１に示す変換機の操作を示す図である。 負の供給電圧と負の出力電流とで行う図１に示す変換機の操作を示す図である。 図１ないし図３に示す変換機の切り替え器を制御するために使用される信号を示す図である。

図１によると、本発明の範疇とみなされる通常の装置は、直流発電機１、電流供給システム２および直流発電機１と電流供給システム２との間に接続されているインバータ３を有している。直流発電機１は、たとえば、太陽電池設備または燃料電池設備から成り、自身の２つの出力部４（＋）および５（−）を並行に接続するコンデンサＣ２を有している（たとえば、特許文献７、図１０を参照）。

インバータ３は、直流発電機１の出力部４、５に接続される２つの出力部６および７、ならびに、電流供給システム２に接続するために、また、電流供給システム２への電エネルギーの単相供給のために用いられる２つの出力部８および９を有する。平滑リアクトルまたはメインリアクトルＬ２が、少なくとも１つの出力部８、９の上流に搭載されている。例示的な実施形態に関しては出力部８がそれに相当する。そして、この出力部は、電流供給システム２の相Ｌに接続されている。さらに、図１は、出力部９を直流発電機１の負の出力部５に接続される入力部７に接続する線１０が、アース電位に接続されている様子を示している。

既知の回路構成の多くと対比すると、直流（ＤＣ／ＤＣ）変換機とそれの下流に配置されている別体のインバータ（ＤＣ／ＡＣ変換機）を有する二段階構成が、直流発電機１と電流供給システム２との間に設けられていない。その代わりに、本発明は、図１によるとブーストおよびバッキング機能を有するとともにＤＣ／ＡＣ変換を行うインバータ３を提案し、それによって、通常は別々のこの２つの機能を組み合わせる。この目的のために、２つの切り替え器Ｓ３およびＳ４から成る第１の直列回路と、同様に２つの切り替え器Ｓ５およびＳ６から成る第２の回路とは、図１によると、２つの入力部６、７に並列接続されている。切り替え器Ｓ５およびＳ６の接続点１１が、格リアクトルＬ１を介して２つの切り替え器Ｓ３、Ｓ４に接続されている。切り替え器Ｓ３ないしＳ６と、格納リアクトルＬ１とは、以下において説明する２つの電流経路Ｓ６、Ｌ１、Ｓ４ならびにＳ５、Ｌ１およびＳ３を有するブリッジ回路を形成する。これらの経路のうちの一方が、正の出力電流を提供するために用いられ、他方が負の出力電流を提供するために用いられる。

切り替えユニットは、２つの電流回路のうちどちらがアクティブであるかを選択するために用いられる。このユニットは、２つの切り替え器Ｓ５およびＳ６を有する一方で、２つの切り替え器Ｓ１、Ｓ２から形成される直列回路を有する。例示的な実施形態において、切り替え器Ｓ１の端子は、接続点１４において、エネルギーアキュムレータとして機能する連結キャパシタＣ１の端子に接続される。このキャパシタの他方の端子は、接続点１２に接続されている。さらに、切り替え器Ｓ２の一方の端子は、接続点１５において線１０に接続されている。端子１４は、さらに、メインリアクトルＬ２を介してインバータ３の出力部８に接続されている。最終的に、切り替えユニットは、２つのフリーホイールダイオードＤ１およびＤ２を有する。フリーホイールダイオードＤ１は、切り替え器Ｓ１に並列に接続されている。そのカソードは、端子１４に接続されており、アノードは、２つの切り替え器Ｓ１、Ｓ２の間の接続点１６に接続されている。フリーホイールダイオードＤ２は、切り替え器Ｓ２に並列に接続されており、そのアノードは接続点１６に接続され、カソードは接続点１５に接続されている。

本発明によると、切り替えユニットは、たとえば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで供給される電流供給システム２の周波数で作動する。この作動は、より詳細には、供給電圧の正の半波の間に切り替え器Ｓ２およびＳ６が閉止状態にあり、それに対して、切り替え器Ｓ１、Ｓ３およびＳ５が開放状態にあり、それによって正の出力電流が出力部８、９で生成されるように行われる。これに対して、供給電圧の負の半波の間、切り替え器Ｓ１およびＳ５は、閉止状態にあり、切り替え器Ｓ２、Ｓ４およびＳ６が開放状態にある。

切り替えユニットの切り替え器Ｓ１、Ｓ２、Ｓ５およびＳ６が供給電圧の各周期のうち一度だけしか切り替えられないのに対いて、残りの切り替え器Ｓ３およびＳ４は、通常のＰＷＭ制御、すなわち、高周波数、たとえば１６ｋＨｚの周波数で切り替えられる正または負の半波の間に供給される正弦波状の電流の調節のために用いられる。

所望のインバータ３は、以下の通りに機能する。

バック・ブーストチョッパとは異なり、インバータ３内のエネルギーは、連結キャパシタＣ１を介して実質的に容量性で搬送される。連結キャパシタＣ１の電圧は、短期間と想定する場合、一定であると推測され得る。

以下、操作の方法を、まず説明する。この操作は、正の供給電圧と正の出力電流とによって行われる。切り替え器Ｓ１ないしＳ６は、図２に示す位置にある。この図によると、切り替え器Ｓ１、Ｓ３およびＳ５は、開放されており、切り替え器Ｓ２およびＳ６は閉止状態にあり、切り替え器Ｓ４は、高周波数で切り替えられる。その結果、連結キャパシタＣ１の電圧ＵＣ１は、供給電圧ＵＮに平均してひとしくなる。すなわち、ＵＣ１＝ＵＮとなる。

切り替え器Ｓ４が閉止位置にある場合、切り替え器Ｓ４およびＳ６ならびに格納リアクトルＬ１から形成されるブリッジ回路の電流経路はアクティブになっており、それによって、格納リアクトルが直流発電機１またはそのキャパシタＣ２によって充電されるようになっている。これによって、連結キャパシタＣ１は、充電状態にあり、接続点１２（図２では連結キャパシタＣ１の左側）は、負の電位にある。接続点１４（図２では連結キャパシタＣ１の右側）は、これに対して、正の電位にある。したがって、逆方向において電圧ＵＤ１＝ＵＣ２＋ＵＣ１が、フリーホイールダイオードＤ１に印加され、ＵＣ２は、実質的に直流発電機１の出力電圧と等しくなる。フリーホイールダイオードＤ２は、Ｓ１に短絡接続されている。その結果、連結キャパシタＣ１が、接続点１４からラインインダクタンスＬ２、出力部８、電流供給システム２、出力部９、線１０、直流発電機１、切り替え器Ｓ４および接続点１２を介して再び連結キャパシタＣ１へと流れる正の電流ｉ（ｔ）＞０によって放電される。これによって、Ｌ２を介して流れる電流ｉ（ｔ）が増加し、すなわち、Ｌ２が充電される。

これに対して、切り替え器Ｓ４が開放された状態にある場合、電流は、Ｌ１およびＬ２を介して同じ方向に連続して流れる。その結果、Ｌ１およびＬ２が再び放電される。このことは、切り替え器Ｓ４が開放されているためフリーホイールダイオードＤ１を介してのみ可能である。よって、インダクタンスＬ１およびＬ２の電圧は、フリーホイールダイオードＤ１のために適用され、それによって、通電状態を達成する。その結果、Ｌ１からＳ６、１０、１５、Ｓ２、１６、Ｄ１、１４およびＣ１を経由して接続点１２に戻るように電流が流れ、それにより、連結キャパシタＣ１が充電される。これに対して、Ｌ２から出力部８、電流供給システム２、出力部９、接続点１５、切り替え器Ｓ２、接続点１６およぶフリーホイールＤ１から接続点１４に戻るように電流が流れる。その結果、Ｌ１およびＬ２を通る電流が次第に減少する。

デューティーサイクルと切り替え器Ｓ４のためのパルス基本周期との間のデューティーファクターがＤで示される場合、電圧搬送率および電流搬送率の両方が、インダクタンスＬ１およびＬ２の電圧／時間領域の平衡から求められ得る。これにしたがって、
ＵＮ／ＵＣ２＝Ｄ／（１−Ｄ）
および
ｉＬ２／ｉＬ１＝（Ｄ−１）／Ｄ
となり、ここでは損失はないものと仮定される。これらの式は、インバータ３がＤ＜０、５のときバッキングモードで操作され、Ｄ＞０、５の場合ブースティングモードで操作されるということを示している。

負の供給電圧と負の出力電流の場合、インバータ３の操作方法は、固定されている。すなわち、切り替え器Ｓ１ないしＳ６が図３に示す位置にある。この図によると、Ｓ２、Ｓ４およびＳ６は開放されており、切り替え器Ｓ１およびＳ５は閉止状態にあり、切り替え器Ｓ３は、高周波数で接続されている。ここで、Ｃ１の電圧ＵＣ１は、平均して、直流発電機１の出力電圧ＵＣ２および供給電圧ＵＮの合計と等しい。すなわち、ほぼ静止状態ではＵＣ１＝ＵＣ２＋ＵＮである。

切り替え器Ｓ３が閉止状態にある場合、切り替え器Ｓ３およびＳ５および格納リアクトルＬ１から成るブリッジ回路の電流経路はアクティブである。ここで、この格納リアクトルＬ１は、その結果、直流発電機１によって充電される。ただし、正の半波の場合とは反対の方向である。連結キャパシタＣ１は、再び充填された状態になり、接続点１２（図３ではＣ１の左側）は、正の電位であり、接続点１４（図３ではＣ１の右側）は、負の電位である。したがって、フリーホイールダイオードＤ２の電圧ＵＣ１は、逆方向になり、他方、フリーホイールダイオードＤ１は、Ｓ１によって短絡接続されている。その結果、連結キャパシタＣ１が、電流供給システム２を通って流れる電流ｉ（ｔ）＜０、すなわち、接続点１２から切り替え器Ｓ３、線１０、接続点１５、出力部９、電流供給システム２、出力部８、メインリアクトルＬ２および接続点１４を通って連結キャパシタＣ１に戻る電流によって放電される。これによって、Ｌ２を通る電流が増加する。すなわち、Ｌ２が充電される。

一方、切り替え器Ｓ３が開放された状態にある場合、電流は、Ｌ１およびＬ２を通って同じ方向に流れ続ける。その結果、Ｌ１およびＬ２は、切り替え器３が開放されているため再び放電される。このことは、電圧をＬ１およびＬ２に印加することによって、また、フリーホイールダイオードＤ２を通して電流を流すことによってのみ可能である。したがって、Ｌ１からの電流が、いまや、接続点１２から始まって、Ｃ１、１４、Ｓ１、１６、Ｄ２、１５、１０、１（またはＣ２）およびＳ５を通って再びＬ１に戻るように流れ、その結果、連結キャパシタＣ１が充電される。これに対して、Ｌ２からの電流は、接続点１４から、Ｓ１、１６、Ｄ２、１５、１０、出力部９、電流供給システム２および出力部８を通ってＬ２に戻るように流れる。その結果、Ｌ１、Ｋ２を通る電流が次第に減少する。

デューティーサイクルと切り替え器Ｓ３のためのパルス基本周期との間のデューティーファクターをＤで示す場合、正の半波に関する上記の考察と同様に、
ＵＮ／ＵＣ２＝Ｄ／（１−Ｄ）
および
ｉＬ２／ｉＬ１＝（Ｄ−１）／Ｄ
が当てはまることを言及しておく。ただし、ここでも損失はないと仮定する。正の半波と同様に、ブーストおよびバッキングモードの両方の操作が可能である。

出力電圧と出力電流の両方が、ラインインダクタンスＬ２を使用しているため正弦波状であるため、各半波のデューティーファクターＤが、それ自体公知の方法で調節または制御される。このことが、図４に概略的に示されている。すなわち、値「０」および「１」は、それぞれ切り替え器Ｓ１ないしＳ６のオフおよびオン状態を示している。ｉ（ｔ）の曲線の形状と同様に、ここで記されていない主電圧は、理想的には正弦波状であると仮定される。切り替え器Ｓ３およびＳ４は、ＰＷＭコントローラの場合と同様に広くなったりせまくなったりするパルスによって制御される。切り替え器Ｓ３、Ｓ４のタイミングは、デューティーファクターＤ（ｔ）の２つの半波に関して交互に生じる。ここで、
Ｄ（ｔ）＝Ｍ／（Ｍ＋１）
および
Ｍ＝ＵＮ／ＵＣ２＝Ｄ／（１−Ｄ）
は、インバータ３の出力部８、９の出力電圧と入力部６、７の入力電圧との間の比を示している。切り替え器Ｓ２、Ｓ６は、切り替え器Ｓ１、Ｓ５に対して相補的に切り替えられる。

インバータ３に関して記載した回路機構は、２つの簡単な基本の形態に戻ることができる。正の半波（正の出力電流）の間、インバータ３は、部材Ｓ４、Ｌ１、Ｃ１、Ｄ１およびＬ２を有するゼータ変換機に関して当てはまるように操作され、また、入力電圧の極性は不変のままとなる（図２）。これに対して、インバータ３は、負の半波（負の出力電流）の間、Ｓ３、Ｌ１、Ｃ１、Ｄ２およびＬ２を有するチャック変換機に関して当てはまるように操作され、また、入力電圧の極性を変換する（図３）。この目的のために、切り替え器Ｓ１ないしＳ６は、理想的であると想定される。すなわち、前進抵抗等は生じない。ゼータおよびチャックの両方の変換機は、主として容量性のエネルギー伝送の特性を共有している。

特別な利点が、本発明に係るインバータ３が同一の回路機構においてゼータ変換機およびチャック変換機ならびに切り替え器Ｓ１、Ｓ２、Ｓ５およびＳ６から成る切り替えユニットを組み合わせるということから得られる。この切り替えユニットは、幹線において、周波数をゼータ機能またはチャック機能に交互に切り替え、また、切り替え器Ｓ５およびＳ６を用いて一方ではＬ１を通る方向の電流を設定し、切り替え器Ｓ１およびＳ２を用いて他方ではフリーホイールダイオードＤ１およびＤ２の機能を設定する。別の利点は、正および負の半波の間、単一の切り替え器Ｓ３またはＳ４のみを高周波数で操作しなくてはならないので、結果として、損失を低く推させることができ、また、高い効率が達成されることができるということである。最終的に、一段階構成は、制御コストが簡素化するという利点をもたらす。これに関連して、切り替えユニットは、切り替え機能のみを有しており正および負の出力電流の調節のためには用いられないため、二段階とはみなすことができない。実際には、切り替え器Ｓ１、Ｓ２、Ｓ５およびＳ６は、主電流のゼロ交差点に時系列的に同期して切り替えられる。このためには、複雑な制御ユニットは必要なく、ゼロ交差点を測定するための装置が必要なだけである。これとは別に、切り替え器Ｓ３ないしＳ９および格納リアクトルＬ１から構成されるブリッジ回路は、特別に操作されるＨブリッジとして設計され得る。ここで、格納リアクトルＬ１は、ブリッジ分岐中に存在し、また、切り替え器Ｓ４およびＳ６または切り替え器Ｓ３およびＳ４のいずれかとともに、側方分岐または電流経路を形成する。ここで、電流は、格納リアクトルＬ１内を反対方向に流れる。したがって、インバータ３は、Ｈブリッジ、切り替えユニットおよび連結キャパシタＣ１の形態のエネルギーアキュムレータを有する回路機構と概ねみなすことができる。同時に、この回路機構は、直流発電機１の負の出力部５、または、出力部５への接続のために設計されるとともに電流供給システム２への連続電流を生じさせるインバータ３の入力部７をアースさせることを可能にする。その他の点については正または負の電圧のほかに、無視できるほどに小さな出力電圧を所望に応じてインバータ３の出力部８および９に供給することができる。すなわち、出力電圧がゼロでも、ゼロより大きくても、ゼロより小さくてもよいということである。

本発明は、様々なやり方で変更することができる上記の実施例に限定されない。さらに、上記の説明に記載した部材は本発明をよりよく理解するために必要とされたものだけである。すなわち、それ自体公知の必要なコントローラ、ＭＰＰコントローラ等が必要に応じて追加で設けられている。また、記載および図示したのとは別の組み合わせで様々な特徴が用いられるということが理解される。

Claims (6)

1. 直流発電機（１）の負または正の出力部（４、５）に接続されるように設計されている各入力部（６、７）を備える電流供給システム（２）に電気エネルギーを供給するためのインバータであって、前記負の出力部（５）への接続のために設計されている前記入力部（７）は、アースのために設計されており、また、前記電流供給システム（２）への接続のために設計されている２つの出力部（８、９）を備え、少なくとも１つの出力部（８）が、主リアクトル（Ｌ２）および入力部（６、７）での直流電圧を出力部（８、９）で交流電圧に変換するための装置を備え、この装置は、格納リアクトル（Ｌ１）および切り替え器（Ｓ１ないしＳ６）を備える、インバータにおいて、
   前記装置は、２つの電流経路（それぞれＳ４、Ｌ１、Ｓ６またはＳ５、Ｌ１、Ｓ３）を備えるブリッジ回路を備え、これらのうち１つが正の出力電流を提供するために設計されており、また、他方が負の出力電流を提供するために設計されており、さらに、前記装置は、幹線において２つの電流経路（Ｓ４、Ｌ１、Ｓ６；Ｓ５、Ｌ１、Ｓ３）の周波数を切り替える切り替えユニットとブリッジ回路を切り替えユニットに接続する連結キャパシタ（Ｃ１）とを備えることを特徴とする、インバータ。
2. 請求項１に記載のインバータにおいて、
   ブリッジ回路は、Ｈブリッジとして設計されており、２つの電流経路（Ｓ４、Ｌ１、Ｓ６；Ｓ５、Ｌ１、Ｓ３）は、それぞれ２つの切り替え器（Ｓ４、Ｓ６；Ｓ５、Ｓ３）を有し、格納リアクトル（Ｌ１）が電流経路に共通していることを特徴とする、インバータ。
3. 請求項１または２に記載のインバータにおいて、
   切り替えユニットは、出力部およびその間で並列接続されているフリーホイールダイオード（Ｄ１、Ｄ２）との間で並列に接続されている２つの追加の切り替え器（Ｓ１、Ｓ２）を有することを特徴とする、インバータ。
4. 請求項３に記載のインバータにおいて、
   連結キャパシタ（Ｃ１）の一方の側が、格納リアクトル（Ｌ１）の端子に接続されており、連結キャパシタ（Ｃ１）の他方の側が、出力部のうちの１つの（８）に接続されていることを特徴とする、インバータ。
5. 請求項３または４に記載のインバータにおいて、
   切り替えユニットの２つのさらなる切り替え器のうちの１つ（Ｓ２）は、正の半波の間のみ閉止状態であり、切り替えユニットの２つの追加の切り替え器のうちの１つ（Ｓ１）は、ライン電圧の負の半波の間のみ閉止状態にあることを特徴とする、インバータ。
6. 請求項２ないし５のいずれか１項に記載のインバータであって、
   ブリッジ回路の２つの電流経路（Ｓ４、Ｌ２、Ｓ６；Ｓ５、Ｌ１、Ｓ３）のそれぞれの切り替え器（Ｓ３、Ｓ４）が、高周波数で動作する切り替え器であることを特徴とする、インバータ。

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