JP2014090596A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ部でのスイッチングロスを抑制しつつ、微小な電圧を出力することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】実施形態に係る電力変換装置は、インバータ部およびＰＷＭ制御部を有する。インバータ部は、ブリッジ接続された４つのスイッチング素子を有する。ＰＷＭ制御部は、４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子をオン／オフ制御し、残りのスイッチング素子のオン／オフを停止させる第１制御モードと、４つのスイッチング素子を２つのスイッチング素子単位で交互にオン／オフ制御する第２制御モードとを切り替えて実行することによってインバータ部から交流電圧を出力させる。
【選択図】図１

Description

開示の実施形態は、電力変換装置に関する。

従来、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有するインバータ部と、これらのスイッチング素子をオン／オフすることによって、インバータ部から所望の電圧を出力する電力変換装置が知られている。

例えば、特許文献１には、２つのスイッチング素子単位で交互にオン／オフ制御することによってインバータ部から異極性の電圧パルスを交互に出力させて微小な電圧を出力することができる電力変換装置が提案されている。

特開２００６−６０１６号公報

特許文献１に記載の電力変換装置では、微小な電圧を出力することができるものの、スイッチング素子のスイッチング回数の合計が多くなるため、インバータ部でのスイッチングロスが大きくなってしまう。

実施形態の一態様は、インバータ部でのスイッチングロスを抑制しつつ、微小な電圧を出力することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係る電力変換装置は、インバータ部およびＰＷＭ制御部を有する。前記インバータ部は、ブリッジ接続された４つのスイッチング素子を有する。ＰＷＭ制御部は、前記４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子をオン／オフ制御し、残りのスイッチング素子のオン／オフを停止させる第１制御モードと、前記４つのスイッチング素子を２つのスイッチング素子単位で交互にオン／オフ制御する第２制御モードとを切り替えて実行することによってインバータ部から交流電圧を出力させる。

図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図２は、第１の実施形態に係るＰＷＭ制御部の構成の一例を示す図である。 図３Ａは、キャリア搬送波を利用したシングルモードパターンの設定例を示すタイミングチャートである。 図３Ｂは、キャリア搬送波を利用したシングルモードパターンの設定例を示すタイミングチャートである。 図４は、キャリア搬送波を利用したダブルモードパターンの設定例を示すタイミングチャートである。 図５は、第１の実施形態に係る制御信号のタイミングチャートである。 図６は、第１の実施形態に係る切替器で実行される処理手順を示すフローチャートである。 図７は、第２の実施形態に係るＰＷＭ制御部の構成の一例を示す図である。 図８は、第２の実施形態に係る制御信号のタイミングチャートである。 図９は、第２の実施形態に係る切替指令部によって実行される処理手順を示すフローチャートである。 図１０は、第３の実施形態に係るＰＷＭ制御部の構成の一例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示する電力変換装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、コンデンサＣ１と、高調波フィルタ４と、インバータ部１０と、ＰＷＭ制御部２０と、インバータ部１０に入力される直流電圧Ｖｐｎを検出する電圧検出部８とを備える。なお、電力変換装置１は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧へ変換するコンバータ部を設け、かかるコンバータ部から出力される直流電圧を、インバータ部１０へ出力する構成であってもよい。

電力変換装置１は、入力端子２を介して直流電源（図示せず）から供給される直流電圧Ｖｉｎを交流電圧Ｖｏｕｔへ変換し、出力端子６を介して負荷（図示せず）に供給する。

高調波フィルタ４は、リアクトルＬ２，Ｌ３とコンデンサＣ３とを備え、高調波電流の出力を抑制する。

インバータ部１０は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有する。スイッチング素子ＳＷ１およびスイッチング素子ＳＷ３は、入力端子２の正極性側に接続され、スイッチング素子ＳＷ２およびスイッチング素子ＳＷ４は、入力端子２の負極性側に接続される。また、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２との接続点は、出力端子６のＵ相側に接続され、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４との接続点は、出力端子６のＷ相側に接続される。

これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続される。なお、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field effect transistor）を用いることができる。

ＰＷＭ制御部２０には、制御部（図示せず）で作成された電圧指令ベクトルが入力される。以下、かかる電圧指令ベクトルの位相をθ、Ｕ相成分を出力電圧指令Ｖｕ^＊としている。

ＰＷＭ制御部２０は、インバータ部１０に設けられたスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に対してそれぞれスイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４を出力することにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をＰＷＭ制御する。これにより、直流電源から供給される直流電力が交流電力へ変換されて負荷へ供給される。

ＰＷＭ制御部２０の構成の一例について図２を用いて説明する。図２は、第１の実施形態に係るＰＷＭ制御部２０の構成の一例を示す図である。なお、図２では、ＰＷＭ制御部２０の特徴を説明するために必要な構成要素のみを示しており、一般的な構成要素についての記載を省略している。

図２に示すように、ＰＷＭ制御部２０は、切替器２１とＰＷＭ生成器２２とを備える。また、ＰＷＭ生成器２２は、シングルモードパターン生成器２３とダブルモードパターン生成器２６とを備える。

切替器２１は、ＰＷＭ制御部２０から出力されるＰＷＭパターンをシングルモード（「第１制御モード」の一例に相当）とダブルモード（「第２制御モード」の一例に相当）のどちらの制御モードで生成するかを選択的に切り替える。なお、切替器２１の詳細については、後述する。

シングルモードは、インバータ部１０に入力される直流電圧をＶｐｎとすると、出力する電圧極性に基づき、スイッチング素子ＳＷ１、２のグループと、ＳＷ３、４のグループのいずれか一方のグループのスイッチング素子を同時にオン／オフ制御し、他方のグループのスイッチング素子を停止させて、０、−Ｖｐｎ、＋Ｖｐｎのいずれかの電圧を出力させる制御モードである。以下に、シングルモードのＰＷＭパターンを生成する一例について説明する。

シングルモードパターン生成器２３は、電圧指令演算部２４とシングルモードパターン設定部２５とを備える。

本ＰＷＭ制御の実現方法には、空間ベクトル制御法や三角波比較法などがある。ここでは三角波比較法を用いてシングルモードのＰＷＭパターンを生成する具体的な実施方法の一例について説明する。

図３Ａ、図３Ｂは、キャリア搬送波を利用したシングルモードパターンの設定例を示すタイミングチャートである。なお、図３ＡはＶｕ^＊≧０の場合を、図３ＢはＶｕ^＊＜０の場合を、それぞれ示している。

図３Ａ、図３Ｂに示すように、波高０〜１で振動する三角波４０をキャリア搬送波として電圧指令演算部２４に出力される。三角波４０と比較される電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆは、出力電圧指令Ｖｕ^＊の極性により変更する以下の式により演算される。

Ｖｕ^＊≧０の場合、次式で表される。
Ｖｕｒｅｆ＝Ｖｕ^＊／Ｖｐｎ ・・・（１）
Ｖｗｒｅｆ＝０

また、Ｖｕ^＊＜０の場合、次式で表される。
Ｖｕｒｅｆ＝０
Ｖｗｒｅｆ＝−Ｖｕ^＊／Ｖｐｎ ・・・（２）

ここで、図３Ａ、図３Ｂに示すＵ相電圧指令Ｖｕｒｅｆは、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２（以下「Ｕ相側」ともいう）をスイッチングするタイミングの設定に適用され、Ｗ相電圧指令Ｖｗｒｅｆは、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４（以下「Ｗ相側」ともいう）をスイッチングするタイミングの設定に適用される。

次に、シングルモードパターン設定部２５からスイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４としてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に出力される、シングルモードでの制御信号Ｓ１ａ〜Ｓ４ａの生成例について説明する。

シングルモードでの制御信号Ｓ１ａ〜Ｓ４ａは、出力電圧指令Ｖｕ^＊の極性により切り替えられる。本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ３を常時オフとし、スイッチング素子ＳＷ４を常時オンとするように制御する制御信号Ｓ３ａ，Ｓ４ａがスイッチ制御信号Ｓ３，Ｓ４としてスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４にそれぞれ出力される。

この状態でスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をシングルモードパターン設定部２５で設定されたＰＷＭに基づく適切なタイミングでオン／オフ制御するように制御信号Ｓ１ａ，Ｓ２ａがスイッチ制御信号Ｓ１，Ｓ２としてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２にそれぞれ出力される。これにより、正極性の電圧パルス群がインバータ部１０から出力される。

一方、スイッチング素子ＳＷ１を常時オフとし、スイッチング素子ＳＷ２を常時オンとするように制御信号Ｓ１ａ，Ｓ２ａがスイッチ制御信号Ｓ１，Ｓ２としてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２にそれぞれ出力される。

この状態でスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４をシングルモードパターン設定部２５で設定されたＰＷＭに基づく適切なタイミングでオン／オフ制御するように制御信号Ｓ３ａ，Ｓ４ａがスイッチ制御信号Ｓ３，Ｓ４としてスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４にそれぞれ出力される。これにより、負極性の電圧パルス群がインバータ部１０から出力される。

このように、シングルモードでＰＷＭ制御されたインバータ部１０は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の切り替えにより同極性の電圧パルス群を出力させる。なお、上述したスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４の切り替えは例示であり、上記したものとは異なるタイミングまたは組み合わせでスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を切り替えるようにしても良い。

一方、ダブルモードパターン生成器２６は、電圧指令演算部２７とダブルモードパターン設定部２８とを備える。

ここで、ダブルモードは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のすべてをオン／オフ制御してインバータ部１０から、＋Ｖｐｎ、−Ｖｐｎのいずれかの電圧を交互に出力させる制御モードをいう。以下に、ダブルモードのＰＷＭパターンを生成する一例について説明する。

なお、本ＰＷＭ制御の実現方法には、シングルモードと同様、空間ベクトル制御法や三角波比較法などがある。ここでは三角波比較法を用いてダブルモードのＰＷＭパターンを生成する具体的な実施方法の一例について説明する。

図４は、キャリア搬送波を利用したダブルモードパターンの設定例を示すタイミングチャートである。

図４に示すように、波高０〜１で振動する三角波５０，５１をキャリア搬送波として電圧指令演算部２７に出力する。Ｕ相のキャリア搬送波５１とＷ相のキャリア搬送波５０は、一方のキャリア搬送波が相対的に半周期ずれたものとして電圧指令演算部２７に出力される。また、Ｕ相電圧指令ＶｕｒｅｆとＷ相電圧指令Ｖｗｒｅｆを０．５で対称となるように演算される。三角波比較での電圧指令は、出力電圧指令Ｖｕ^＊の極性により変更する以下の式により演算される。

Ｖｕ^＊≧０の場合、次式で表される。
Ｖｕｒｅｆ＝Ｖｕ^＊／２Ｖｐｎ＋０．５ ・・・（３）
Ｖｗｒｅｆ＝０．５−Ｖｕｒｅｆ

また、Ｖｕ^＊＜０の場合、次式で表される。
Ｖｕｒｅｆ＝０．５−Ｖｗｒｅｆ
Ｖｗｒｅｆ＝−Ｖｕ^＊／２Ｖｐｎ＋０．５ ・・・（４）

なお、ダブルモードでは、シングルモードとは異なり、出力電圧指令Ｖｕ^＊はＵ相、Ｗ相の差分で出力される。このため、ダブルモードでは、上述した式に基づく演算処理を行うことで、Ｖｕｒｅｆ、Ｖｗｒｅｆが求められる。

ここで、図４に示すＵ相電圧指令Ｖｕｒｅｆは、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４をスイッチングするタイミングの設定に適用され、Ｗ相電圧指令Ｖｗｒｅｆは、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３をスイッチングするタイミングの設定に適用される。

次に、ダブルモードパターン設定部２８からスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４にスイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４として出力される、ダブルモードでの制御信号Ｓ１ｂ〜Ｓ４ｂの生成例について説明する。

ダブルモードでの制御信号Ｓ１ｂ〜Ｓ４ｂは、スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４としてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４に出力されると、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオン／オフ制御してインバータ部１０から異極性の電圧パルスを交互に出力させる。具体的には、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のうち、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３とをそれぞれ一単位として交互にオン／オフ制御させる。

スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４をオンとし、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３をオフとした状態では、インバータ部１０から正極性の電圧が出力される。一方、スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ３をオンとし、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ４をオフとした状態では、インバータ部１０から負極性の電圧が出力される。したがって、インバータ部１０から正極性の電圧パルスと負極性の電圧パルスが交互に出力される。

次に、シングルモードとダブルモードとの切り替えについて説明する。本実施形態に係るＰＷＭ制御部２０は、出力電圧波形のうち電圧値が大きな範囲（「第１の範囲」の一例に相当）ではシングルモードでインバータ部１０を制御し、それ以外の範囲（「第２の範囲」の一例に相当）ではダブルモードでインバータ部１０を制御する。

電力変換装置１が適用されるシステムの要求により、出力電圧精度が問題になる領域がある。つまり、スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４のパルス幅が短くなると、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のターンオン／オフ特性などによっては、デッドタイムＴｄなどの影響による出力電圧精度が問題になる。そのため、Ｕ相電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｗ相電圧指令Ｖｗｒｅｆがそれ以上小さい値（以下、下限値Ｖｍｉｎと記載する）にならないようにし、スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４のパルス幅に下限を設けている。

シングルモードは、上記式（１）、（２）から分かるように、出力電圧指令Ｖｕ^＊の絶対値｜Ｖｕ^＊｜が小さくなるほどＵ相電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｗ相電圧指令Ｖｗｒｅｆが小さくなることから、下限値Ｖｍｉｎによってインバータ部１０から出力できる最小電圧値が制限される。そのため、微小な電圧を出力させることが難しい。一方、ダブルモードは上記式（３）、（４）から分かるように、出力電圧指令Ｖｕ^＊の絶対値｜Ｖｕ^＊｜が小さくなるほどＵ相電圧指令Ｖｕｒｅｆ，Ｗ相電圧指令Ｖｗｒｅｆが０．５に近づくことから、精度上問題なく微小電圧を出力させることができる。

また、ダブルモードは、同極性の電圧パルスを出力するシングルモードと比較して、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフ制御時のスイッチング回数が多い。このため、ダブルモードではスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４をオン／オフ制御するときに生じるスイッチングロスがシングルモードよりも大きくなる。そこで、本実施形態では、シングルモードによるスイッチング制御を、微小な電圧出力が要求される場合には切替器２１を動作させてダブルモードに切り替える。

切替器２１は、接点ａ１，ｂ１，ｃ１を備える。接点ａ１には出力電圧指令Ｖｕ^＊が入力され、接点ｂ１はシングルモードパターン生成器２３に接続され、接点ｃ１はダブルモードパターン生成器２６へ接続される。切替器２１は、出力電圧の位相θが所定の範囲にあるか否かによって、接点ａ１との接続を接点ｂ１およびｃ１のいずれかに切り替える。これにより、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフ制御を切り替えるためのＰＷＭパターンの制御モードが切り替わる。

図５は、第１の実施形態に係る制御信号のタイミングチャートである。なお、説明を容易にするため、パルス幅は制御モードに関らずすべて同じにしている。

正弦波形で表される出力電圧指令Ｖｕ^＊において、負から正へ切り替わる立ち上がりを位相０（度）とすると、位相０（度）、１８０（度）の前後では出力電圧指令Ｖｕ^＊の絶対値｜Ｖｕ^＊｜が低くなり、シングルモードでの出力電圧の精度が悪くなる。そこで、位相０（度）、１８０（度）の前後、より具体的には−Ａ＜θ＜Ａ、１８０−Ａ＜θ＜１８０＋Ａの範囲では切替器２１を切り替え、接点ａ１と接点ｃ１とを接続させてシングルモードからダブルモードに変更する。

図６は、第１の実施形態に係る切替器２１によって実行される処理手順を示すフローチャートである。

図６に示すように、まず、シングルモードとダブルモードとの切り替えの基準となる位相Ａを設定する（ステップＳ１０１）。ここで、位相Ａは、上述した下限値Ｖｍｉｎを考慮し、例えば、以下の式（５）のように設定する。

Ａ＞ｓｉｎ^−１｛（Ｖｍｉｎ×Ｖｐｎ）／Ｖｕ^＊＊｝
・・・（５）

なお、上記式（５）において、Ｖｐｎはインバータ部１０に入力される直流電圧、Ｖｕ^＊＊は出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅である。なお、Ｖｕ^＊＊はＶｕ^＊、θを用いて次のような関係式で表すことができる。
Ｖｕ^＊＊＝Ｖｕ^＊／ｓｉｎθ

位相Ａは、式（５）の右辺の値と実質的に同一にすることで、インバータ部１０でのスイッチングロスを可及的に抑制しつつも、微小な電圧を出力することができる。また、あるマージンを見越して位相Ａを式（５）の右辺の値よりもマージン分だけ大きくしてもよい。

次に、出力電圧の位相θが−Ａ＜θ＜Ａの範囲であるか否かが判定される（ステップＳ１０２）。位相θが−Ａ＜θ＜Ａの範囲であれば（ステップＳ１０２，Ｙｅｓ）、ダブルモードパターンに設定される（ステップＳ１０３）。

一方、ステップＳ１０２において位相θが−Ａ＜θ＜Ａの範囲でなければ（ステップＳ１０２，Ｎｏ）、位相θが１８０−Ａ＜θ＜１８０＋Ａの範囲であるか否かが判定される（ステップＳ１０４）。位相θが１８０−Ａ＜θ＜１８０＋Ａの範囲であれば（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、ダブルモードパターンに設定され（ステップＳ１０５）、位相θが１８０−Ａ＜θ＜１８０＋Ａの範囲でなければ（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、シングルモードパターンに設定される（ステップＳ１０６）。

なお、上述した実施形態では、ステップＳ１０１で設定される位相Ａは、出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅Ｖｕ^＊＊に基づいてＰＷＭ制御部２０によって演算して求めてもよく、また、固定値としてもよい。

上述してきたように、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、インバータ部１０およびＰＷＭ制御部２０を有する。インバータ部１０は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を有する。ＰＷＭ制御部２０は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のうち、２つのスイッチング素子をオン／オフ制御し、残りのスイッチング素子のオン／オフを停止させる第１制御モード（シングルモード）と、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を２つのスイッチング素子単位で交互にオン／オフ制御する第２制御モード（ダブルモード）とを切り替えて実行することによってインバータ部１０から交流電圧を出力させる。

これにより、インバータ部１０でのスイッチングロスを抑制しつつ、微小な電圧を出力することができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、切替器２１の切り替えが出力電圧位相θに基づいて指令される電力変換装置の一例について説明した。第２の実施形態では、切替器２１の切り替えが指令される別の実施形態について説明する。

図７は、第２の実施形態に係るＰＷＭ制御部の構成の一例を示す図である。第２の実施形態に係る電力変換装置は、図２に示すＰＷＭ制御部２０に代えて図７に示すＰＷＭ制御部２０Ａを備えることを除き、同様の構成を有している。そこで、以下の説明では、既に説明した部分と同様の部分については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図７に示すように、ＰＷＭ制御部２０Ａは、図２に示すＰＷＭ制御部２０に加えて切替指令部１８をさらに備える。切替指令部１８は、出力電圧指令Ｖｕ^＊の瞬時値の大きさ｜Ｖｕ^＊｜（以下、単に大きさと言う）に基づいて切替器２１の切り替えを指令する。

図８は、第２の実施形態に係る制御信号のタイミングチャートである。なお、説明を容易にするため、図８で示されるパルス幅は制御モードに関らずすべて同じにしている。

出力電圧指令Ｖｕ^＊の大きさがある閾値以下であると、シングルモードでの電圧制御の精度が悪くなる。そこで、出力電圧指令Ｖｕ^＊の大きさが電圧値Ｂ以下の範囲では切替器２１を切り替え、接点ａ１と接点ｃ１とを接続させてシングルモードからダブルモードに変更する。

図９は、第２の実施形態に係る切替指令部によって実行される処理手順を示すフローチャートである。

図９に示すように、まず、シングルモードとダブルモードとの切り替えの基準となる閾値Ｂを設定する（ステップＳ２０１）。ここで、閾値Ｂは、Ｕ相電圧指令Ｖｕｒｅｆ、Ｗ相電圧指令Ｖｗｒｅｆの下限値Ｖｍｉｎを考慮し、例えば、以下の式（６）のように設定する。
Ｂ＞Ｖｍｉｎ×Ｖｐｎ ・・・（６）

なお、上記式（６）において、閾値Ｂは、式（６）の右辺の値と実質的に同一にすることで、インバータ部１０でのスイッチングロスを可及的に抑制しつつも、微小な電圧を出力することができる。また、あるマージンを見越して閾値Ｂを式（６）の右辺の値よりもマージン分だけ大きくしてもよい。

次に、出力電圧指令Ｖｕ^＊の大きさである｜Ｖｕ^＊｜が閾値Ｂ未満であるか否かが判定される（ステップＳ２０２）。｜Ｖｕ^＊｜が電圧値Ｂ未満であれば、ダブルモードパターンに設定される（ステップＳ２０３）。

一方、ステップＳ２０２において｜Ｖｕ^＊｜が電圧値Ｂ以上であれば、シングルモードパターンに設定される（ステップＳ２０４）。

このように、第２の実施形態では、出力電圧指令Ｖｕ^＊の大きさによってシングルモードとダブルモードとを切り替えるため、出力電圧の位相θを用いた処理が不要となる。

（第３の実施形態）
第１の実施形態では、出力電圧指令Ｖｕ^＊に基づいてシングルモードパターンおよびダブルモードパターンが設定される電力変換装置の一例について説明した。第３の実施形態では、出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅Ｖｕ^＊＊および出力電圧位相θに基づいてシングルモードパターンおよびダブルモードパターンが設定される電力変換装置の一例について説明する。出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅Ｖｕ^＊＊は、出力電圧の振幅を規定する指令である。なお、ここでは、一例として、第１の実施形態に係る電力変換装置１に変更を加えた場合の例を説明するが、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａも同様の変更が可能である。

図１０は、第３の実施形態に係るＰＷＭ制御部の構成の一例を示す図である。第３の実施形態に係る電力変換装置は、図２に示すＰＷＭ制御部２０に替えて図１０に示すＰＷＭ制御部２０Ｂを備えることを除き、同様の構成を有している。

図１０に示すように、ＰＷＭ制御部２０Ｂは、切替器２１ＡとＰＷＭ生成器２２Ａとを備える。また、ＰＷＭ生成器２２Ａは、シングルモードパターン生成器２３Ａとダブルモードパターン生成器２６Ａとを備える。

シングルモードパターン生成器２３Ａは、電圧指令演算部２４Ａとシングルモードパターン設定部２５Ａとを備える。ダブルモードパターン生成器２６Ａは、電圧指令演算部２７Ａとダブルモードパターン設定部２８Ａとを備える。

切替器２１Ａは、出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅Ｖｕ^＊＊と出力電圧位相θとに基づき、ＰＷＭ制御部２０から出力されるＰＷＭパターンを生成するための制御モードをシングルモードとダブルモードとで切り替える。なお、切替器２１Ａの構成については、図２に示す切替器２１と同様である。

シングルモードパターン生成器２３Ａおよびダブルモードパターン生成器２６Ａにおいて、出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅Ｖｕ^＊＊と出力電圧位相θに基づき、次式のようにして出力電圧指令Ｖｕ^＊に変換することができる。

Ｖｕ^＊＝Ｖｕ^＊＊×ｓｉｎθ

つまり、第３の実施形態に係るＰＷＭ制御部２０Ｂによれば、出力電圧指令Ｖｕ^＊の振幅Ｖｕ^＊＊および出力電圧位相θを用いて適切に演算することにより、出力電圧指令Ｖｕ^＊を用いて演算する第１の実施形態に係るＰＷＭ制御部２０と同様にシングルモードパターンおよびダブルモードパターンを設定することができる。また、シングルモードパターンとダブルモードパターンとの切り替えも第１または第２の実施形態に係るＰＷＭ制御部２０，２０Ａと同様に行うことができる。

なお、上述した各実施形態では、シングルモードとダブルモードの切り替えを出力電圧指令Ｖｕ^＊や出力電圧位相θに基づいて制御するようにしたが、出力電圧検出値に基づいて制御するようにしても良い。つまり、出力電圧の大きさが所定値以上となる場合にシングルモードを実行し、出力電圧の大きさが所定値未満となる場合にダブルモードを実行するようにしても良い。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

ＳＷ１〜ＳＷ４ スイッチング素子
１ 電力変換装置
１０ インバータ部
２０，２０Ａ，２０Ｂ ＰＷＭ制御部
２１，２１Ａ 切替器
２３，２３Ａ シングルモードパターン生成器
２６，２６Ａ ダブルモードパターン生成器

Claims (5)

1. フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子を有するインバータ部と、
   前記４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子をオン／オフ制御し、残りのスイッチング素子のオン／オフを停止させる第１制御モードと、前記４つのスイッチング素子を２つのスイッチング素子単位で交互にオン／オフ制御する第２制御モードとを実行するＰＷＭ制御部と、を有し、
   前記ＰＷＭ制御部は、
   前記第１制御モードと前記第２制御モードとを切り替えて実行することによって前記インバータ部から交流電圧を出力させる
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＰＷＭ制御部は、
   前記交流電圧の位相が前記インバータ部の出力電圧の大きさが所定値以上となる第１の範囲にある場合に前記第１制御モードを実行し、前記交流電圧の位相が前記出力電圧の大きさが所定値未満となる第２の範囲にある場合に前記第２制御モードを実行する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ＰＷＭ制御部は、
   前記交流電圧の波形のうち大きさが所定値以上の部分を前記第１制御モードの実行によって生成し、前記交流電圧の波形のうち大きさが所定値未満の部分を前記第２制御モードの実行によって生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記ＰＷＭ制御部は、
   前記４つのスイッチング素子を前記第１制御モードで制御するスイッチングパターンを生成する第１パターン生成器と、
   前記４つのスイッチング素子を前記第２制御モードで制御するスイッチングパターンを出力電圧指令に基づいて生成する第２パターン生成器と、
   前記出力電圧指令を前記第１パターン生成器および前記第２パターン生成器の一方に選択的に入力する切替器と、を備え、
   前記切替器は、
   前記出力電圧指令の大きさに基づいて、前記出力電圧指令の入力先を選択する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 前記ＰＷＭ制御部は、
   前記４つのスイッチング素子を前記第１制御モードで制御するスイッチングパターンを生成する第１パターン生成器と、
   前記４つのスイッチング素子を前記第２制御モードで制御するスイッチングパターンを出力電圧指令に基づいて生成する第２パターン生成器と、
   前記出力電圧指令を前記第１パターン生成器および前記第２パターン生成器の一方に選択的に入力する切替器と、を備え、
   前記切替器は、
   出力電圧位相に基づいて、前記出力電圧指令の入力先を選択する
   ことを特徴とする請求項１または３に記載の電力変換装置。

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