JP2008306888A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】各相毎に３つの半導体スイッチを備え、１つの直流電圧源から２つの三相交流電圧を出力するという特有の構成および動作に起因する点で共通する問題点を解決するためになされたものであり、低コストで構成でき、また、中段スイッチのスイッチング損失が特に大きくなることがない、また、短絡防止期間を設けても電圧指令に一致した電圧出力が得られ、更に、電圧利用率を高く取れる電力変換装置を得ることを目的としている。
【解決手段】Ｕ相中段スイッチ８、Ｖ相中段スイッチ１１およびＷ相中段スイッチ１４の電流容量を、Ｕ相上段、下段スイッチ７、９、Ｖ相上段、下段スイッチ１０、１２およびＷ相上段、下段スイッチ１３、１５の電流容量より小さく設定した。
【選択図】図１

Description

この発明は、各相毎に３つの半導体スイッチを備え、１つの直流電圧源から２つの三相交流電圧を出力する電力変換装置に関するものである。

電動機などの三相交流負荷を２台駆動するためには、従来の方式では、２台の電力変換装置が必要であった。これに対し、例えば、特許文献１では、小型化、軽量化、低価格化等の観点から、１台の電力変換装置で２台の電動機をそれぞれ独立に制御する技術が提案されている。この電力変換装置は１０個の半導体スイッチを有している。

更に、１０個の半導体スイッチを９個にして、１台の電力変換装置で２台の電動機をそれぞれ独立に制御する技術が提案されている（例えば、非特許文献１）。この電力変換装置では、各相毎に３つの半導体スイッチを有し、２つの三相交流出力端子をもつ電力変換手段と、この電力変換手段の半導体スイッチのオンオフ信号を演算するスイッチ信号演算器と、前記電力変換手段の２つの三相交流端子が出力すべき電圧指令を出力する電圧指令発生手段とを備え、前記スイッチ信号演算器は三角波を出力する搬送波発生器と、この搬送波発生器から得た三角波と前記電圧指令発生手段から得た電圧指令との大小関係から前記半導体スイッチのオンオフ信号を演算するオンオフ信号発生器とによって構成するようにしている。

特開２００３−３３９１８９号公報（８頁、図２参照） 平成１８年電気学会産業応用部門大会講演論文集１−８（Ｉ−１８７〜１８８頁参照）

このような従来の電力変換装置では、各相毎に３つの半導体スイッチを備え、１つの直流電圧源から２つの三相交流電圧を出力するという特有の構成および動作に起因する点で共通する以下の課題が存在する。
即ち、各相毎に備えた３つの半導体スイッチの電流容量については何ら開示も示唆もされておらず、すべて同じ電流容量の半導体スイッチを用いると、電流容量に多大なマージンを持つことになり、コストが増大するという問題があった。
また、このような電力変換装置では、各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける中段スイッチのスイッチング周波数が上段及び下段スイッチのスイッチング周波数の２倍になってしまい、中段スイッチのスイッチングに起因する損失が大きくなるという問題があった。
また、このような電力変換装置では、上中下段の半導体スイッチが短絡しないように短絡防止期間を設けるが、この影響によって出力電圧が電圧指令よりも小さくなってしまうという問題があった。
更に、このような電力変換装置では、出力したい相電圧指令と搬送波との大小関係からオンオフ信号を演算したので電圧利用率が高く取れないという問題があった。

この発明は、前記のような、各相毎に３つの半導体スイッチを備え、１つの直流電圧源から２つの三相交流電圧を出力するという特有の構成および動作に起因する点で共通する問題点を解決するためになされたものであり、低コストで構成でき、また、中段スイッチのスイッチング損失が特に大きくなることがない、また、短絡防止期間を設けても電圧指令に一致した電圧出力が得られ、更に、電圧利用率を高く取れる電力変換装置を得ることを目的としている。

第１の発明による電力変換装置は、直流電圧源に接続される正負１組の直流端子、この直流端子間に三相各相毎に接続された上段、中段、下段のスイッチング素子の直列接続体、三相各相の上段スイッチング素子と中段スイッチング素子との接続点に接続された第１の三相交流端子および三相各相の中段スイッチング素子と下段スイッチング素子との接続点に接続された第２の三相交流端子を備えた電力変換手段と、この電力変換手段の第１および第２の三相交流端子に出力する電圧指令を作成する電圧指令発生手段と、この電圧指令発生手段からの電圧指令に基づき直流端子の直流電圧を交流電圧に変換して第１および第２の三相交流端子に出力するよう各スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を演算するスイッチ信号演算手段とを備えた電力変換装置において、
三相各相の中段スイッチング素子の電流容量を、三相各相の上段または下段のスイッチング素子の電流容量より小さく設定したものである。

また、第２の発明による電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段は、所定期間における上段、中段および下段のスイッチング素子のオンオフ切替回数が互いに等しくなるようスイッチング信号を演算するものである。

また、第３の発明による電力変換装置は、第１および第２の三相交流端子に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、スイッチ信号演算手段は、上段、中段および下段のスイッチング素子が同時にオンする短絡状態が発生しないようスイッチング信号に短絡防止期間を設定するようにし、かつ、短絡防止期間の設定による出力電圧の減少を補償するよう電流検出手段からの電流検出値に基づき電圧指令発生手段で作成した電圧指令を補正する電圧補正手段を備えたものである。

更に第４の発明による電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段は、電圧指令発生手段からの電圧指令の各相間電圧を変化させることなく電圧指令の瞬時最高値と瞬時最低値との電圧差を低減させるよう電圧指令発生手段からの電圧指令の各相成分に所定の指数を加算する指数加算手段を備えることにより、直流端子の直流電圧に対する第１または第２の三相交流端子に出力可能な交流電圧の比率である電圧利用率を向上させるようにしたものである。

第１の発明によれば、三相各相の中段スイッチング素子の電流容量を、三相各相の上段または下段のスイッチング素子の電流容量より小さく設定するので、各スイッチング素子の通電能力に支障をもたらすことなく電力変換装置のコストの低減が実現する。

また、第２の発明によれば、上段、中段および下段のスイッチング素子のオンオフ切替回数が互いに等しくなるので、各スイッチング素子のスイッチングに起因する損失が均等となり、電力変換装置の合理的で経済的な設計が可能となる。

また、第３の発明によれば、スイッチング信号に短絡防止期間を設定するようにし、かつ、短絡防止期間の設定による出力電圧の減少を補償するよう電流検出手段からの電流検出値に基づき電圧指令発生手段で作成した電圧指令を補正する電圧補正手段を備えたので、スイッチング素子の短絡防止と正確な電圧出力特性が得られる。

更に、第４の発明によれば、電圧指令の各相成分に所定の指数を加算する指数加算手段を備えて電圧利用率を向上させるようにしたので、同じ直流電圧に対してより高い三相交流電圧を得ることが出来る。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。電力変換手段１は、三相各相毎に、上段スイッチ、中段スイッチ、下段スイッチの３つのスイッチング素子である半導体スイッチを有し、正負１組の直流端子と２組の三相交流端子を有している。直流端子には、直流電圧源２が接続されている。２つの三相交流端子の一方、即ち、第１の三相交流端子には第１の回転機３が接続され、もう一方の三相交流端子、即ち、第２の三相交流端子には、第２の回転機４が接続されている。電圧指令発生手段５は、前記第１の三相交流端子が出力すべき第１の三相電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１と、前記第２の三相交流端子が出力すべき第２の三相電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２とを出力する。スイッチ信号演算手段６は、前記第１の三相電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１と第２の三相電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２とに基づいて、電力変換手段１が有する９つのスイッチに対応するスイッチング信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ３、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＶ３、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を電力変換手段１に出力する。

電力変換手段１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに上段スイッチ、中段スイッチ、下段スイッチの３つの半導体スイッチを有する。即ち、Ｕ相は、Ｕ相上段スイッチ７とＵ相中段スイッチ８とＵ相下段スイッチ９の３つの半導体スイッチを有する。また、Ｖ相は、Ｖ相上段スイッチ１０とＶ相中段スイッチ１１とＶ相下段スイッチ１２の３つの半導体スイッチを有する。また、Ｗ相は、Ｗ相上段スイッチ１３とＷ相中段スイッチ１４とＷ相下段スイッチ１５の３つの半導体スイッチを有する。

電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＵ１に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行い、Ｕ相中段スイッチ８は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＵ２に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行うとともに、Ｕ相下段スイッチ９は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＵ３に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行う。同様に、電力変換手段１のＶ相上段スイッチ１０は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＶ１に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行い、Ｖ相中段スイッチ１１は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＶ２に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行うとともに、Ｖ相下段スイッチ１２は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＶ３に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行う。同様に、電力変換手段１のＷ相上段スイッチ１３は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＷ１に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行い、Ｗ相中段スイッチ１４は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＷ２に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行うとともに、Ｗ相下段スイッチ１５は、スイッチ信号演算手段６が出力するスイッチング信号ＳＷ３に基づいてスイッチのオンとオフの動作を行う。
このような構成によれば、電力変換手段１の２つの三相交流端子に取り付けられた第１の回転機３及び第２の回転機４を独立に駆動することができる。

図２は、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオフした時の様子を示す図であり、第１の回転機３のＵ相には第１のＵ相電流ｉｕ１が流れており、第２の回転機４のＵ相には第２のＵ相電流ｉｕ２が流れている。このとき、Ｕ相上段スイッチ７に流れる電流はｉｕ１＋ｉｕ２であり、Ｕ相中段スイッチ８に流れる電流はｉｕ２である。Ｕ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオフの組合せでは、ｉｕ１とｉｕ２とが同符号で且つそれぞれが最大振幅の場合に、Ｕ相上段スイッチ７に流れる電流は最大となり、その振幅は第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを加算した値となる。また、Ｕ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオフの組合せでは、ｉｕ２が最大振幅の場合に、Ｕ相中段スイッチ８に流れる電流は最大となり、その振幅は第２の回転機４の最大電流振幅値となる。また、Ｕ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオフの組合せでは、Ｕ相下段スイッチ９に電流は流れない。

図３は、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオフ、Ｕ相下段スイッチ９がオンした時の様子を示す図であり、図２と同様に第１の回転機３のＵ相には第１のＵ相電流ｉｕ１が流れており、第２の回転機４のＵ相には第２のＵ相電流ｉｕ２が流れている。このとき、Ｕ相上段スイッチ７に流れる電流はｉｕ１であり、Ｕ相下段スイッチ９に流れる電流は−ｉｕ２である。Ｕ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオフ、Ｕ相下段スイッチ９がオンの組合せでは、ｉｕ１が最大振幅の場合に、Ｕ相上段スイッチ７に流れる電流は最大となり、その振幅は第１の回転機３の最大電流振幅値となる。また、Ｕ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオフ、Ｕ相下段スイッチ９がオンの組合せでは、Ｕ相中段スイッチ８に電流は流れない。また、Ｕ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオフ、Ｕ相下段スイッチ９がオンの組合せでは、ｉｕ２が最大振幅の場合に、Ｕ相下段スイッチ９に流れる電流は最大となり、その振幅は第２の回転機４の最大電流振幅値となる。

図４は、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオフ、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオンした時の様子を示す図であり、図２及び図３と同様に第１の回転機３のＵ相には第１のＵ相電流ｉｕ１が流れており、第２の回転機４のＵ相には第２のＵ相電流ｉｕ２が流れている。このとき、Ｕ相中段スイッチ８に流れる電流は−ｉｕ１であり、Ｕ相下段スイッチ９に流れる電流は−ｉｕ１−ｉｕ２である。Ｕ相上段スイッチ７がオフ、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオンの組合せでは、Ｕ相上段スイッチ７に電流は流れない。また、Ｕ相上段スイッチ７がオフ、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオンの組合せでは、ｉｕ１が最大振幅の場合に、Ｕ相中段スイッチ８に流れる電流は最大となり、その振幅は第１の回転機３の最大電流振幅値となる。また、Ｕ相上段スイッチ７がオフ、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオンの組合せでは、ｉｕ１とｉｕ２とが同符号で且つそれぞれが最大振幅の場合に、Ｕ相下段スイッチ９に流れる電流は最大となり、その振幅は第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを加算した値となる。

以上、図２、３、４に示した関係から、次のことが判る。
〇 Ｕ相上段スイッチ７を通る電流の最大振幅値は、第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを加算した値である。
〇 Ｕ相中段スイッチ８を通る電流の最大振幅値は、第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを比較して大きい方の値である。
〇 Ｕ相下段スイッチ９を通る電流の最大振幅値は、第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを加算した値である。

このことは、電力変換手段１のＵ相だけに限らず、電力変換手段１のＶ相及びＷ相についても同様であり、換言すると次のことが成り立つ。
○ 各相上段スイッチ及び各相下段スイッチを通る電流の最大振幅値は、第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを加算した値である。
○ 各相中段スイッチを通る電流の最大振幅値は、第１の回転機３の最大電流振幅と第２の回転機４の最大電流振幅とを比較して大きい方の値である。

このことを勘案して、本実施の形態１では、電力変換手段１の各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける中段スイッチの電流容量が各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける少なくとも上段または下段スイッチの電流容量よりも小さくするようにする。例えば、第１の回転機３の最大電流振幅及び第２の回転機４の最大電流振幅がそれぞれ１０Ａであった場合、各相上段スイッチ及び各相下段スイッチを通る電流の最大振幅値は２０Ａであり、各相中段スイッチを通る電流の最大振幅値は１０Ａである。半導体スイッチは、最大電流振幅の大きさに応じて、そのコストが異なり、最大振幅値が小さい方がコスト的に有利である。この例の場合、各相の上段スイッチ、中段スイッチ、下段スイッチのすべてを２０Ａに耐えうる電流容量にする必要はなく、各相の上段スイッチと下段スイッチは２０Ａに耐えうる電流容量で構成し、各相の中段スイッチは１０Ａに耐えうる電流容量で構成することによって、より安価な電力変換装置を提供することが可能となる。

以上のように、本発明の実施の形態１では、電力変換手段１の各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける中段スイッチ８、１１、１４の電流容量が各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける少なくとも上段スイッチ７、１０、１３または下段スイッチ９、１２、１５の電流容量よりも小さくしたことにより、素子の電流容量を超えることなく、中段スイッチ８、１１、１４のコストを抑制することが可能となり、また、装置を安価に提供することができる。

実施の形態２．
また、この種の電力変換装置では、各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける中段スイッチのスイッチング周波数が上段及び下段スイッチのスイッチング周波数の２倍になってしまい、中段スイッチのスイッチングに起因する損失が大きくなるという問題があった。
図５は、従来の電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段６が演算する電力変換手段１における半導体スイッチのオンオフ信号の様子を示したものであり、この図５を用いて、中段スイッチのスイッチング周波数が他のスイッチの２倍になってしまうという問題を説明する。

図において、１段目は、電圧指令発生手段５が出力する第１の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ１（図中の□印）及び第２の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ２（図中の○印）とスイッチ信号演算手段６内部のキャリア信号（図中の△印）を示している。２段目は、スイッチ信号演算手段６が電力変換手段１へ出力するスイッチング信号ＳＵ１であり、１段目のキャリア信号と第１の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ１との大小関係に基づき計算したＳＵ１のオン・オフに従って電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７をオン・オフする。３段目は、スイッチ信号演算手段６が電力変換手段１へ出力するスイッチング信号ＳＵ２であり、１段目のキャリア信号が第１の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ１よりも大きい場合か第２の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ２よりも小さい場合はオン、それ以外の場合はオフとなるように計算したＳＵ２のオン・オフに従って電力変換手段１のＵ相中段スイッチ８をオン・オフする。４段目は、スイッチ信号演算手段６が電力変換手段１へ出力するスイッチング信号ＳＵ３であり、１段目のキャリア信号と第２の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ２との大小関係に基づき計算したＳＵ３のオン・オフに従って電力変換手段１のＵ相下段スイッチ９をオン・オフする。

ところで、スイッチ信号演算手段６内部のキャリア信号は、傾きが正負を繰り返す三角波と呼ばれる信号を利用している。なお、交流端子を一つしか持たない公知の電力変換装置では、キャリア信号と比較する三相電圧指令のＵ相指令も一つしかないので特別な制約はないが、交流端子を二つもつこの電力変換装置では、電圧指令発生手段５が出力する第１の三相電圧指令及び第２の三相電圧指令の間には、「ｖｕ１＞ｖｕ２」という制約条件を設けている。

図において、状態Ａとは、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオフした状態であり、状態Ｂとは、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオフ、Ｕ相下段スイッチ９がオンした状態である。また、状態Ｃとは、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオフ、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオンした状態である。

ここで、図５を見て判るように、従来の電力変換装置は、キャリア信号に三角波を用いていたので、キャリア１周期（状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ）の間に、状態Ｂが２回現れる。状態Ａも２回現れているが、次のキャリア周期も状態Ａから開始するので状態Ｂの発生回数が状態Ａ及び状態Ｃの発生回数の２倍となっている。換言すると、Ｕ相上段スイッチとＵ相下段スイッチとは、三角波の１周期間に２回のスイッチングを行うのに対して、Ｕ相中段スイッチは三角波の１周期間に４回のスイッチングを行う。このことは、Ｖ相、Ｗ相についても同じである。このような従来の電力変換装置では、各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける中段スイッチのスイッチング周波数が上段及び下段スイッチのスイッチング周波数の２倍になってしまい、中段スイッチのスイッチングに起因する損失が大きくなるという問題があった。

そこで、本実施の形態２では、キャリア信号として、図５の三角波を利用する代わりにノコギリ波を利用する。図６は、本実施の形態２の電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段６が演算する電力変換手段１における半導体スイッチのオンオフ信号の様子を示したものであり、図５のキャリア信号が三角波であったのに対し、ノコギリ波（図６、１段目△印）になっている点が異なる。
図６のように、本実施の形態２の場合、キャリア信号をノコギリ波にしたのでキャリア１周期の間に、状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃを繰り返すことによって、状態Ａ、状態Ｂ、状態Ｃの現れる回数が等しくなる。換言すると、Ｕ相上段スイッチとＵ相下段スイッチとはノコギリ波の１周期間に２回のスイッチングを行うとともに、Ｕ相中段スイッチもノコギリ波の１周期間に２回のスイッチングを行う。図６はノコギリ波２周期分について示しているので、スイッチング回数はそれぞれ４回となっている。このことは、Ｖ相、Ｗ相についても同じである。図５と図６を単純に比較すると、図６の方が上段スイッチと下段スイッチとのスイッチング回数が増したように見える。これはノコギリ波で与えたキャリア周波数を変更することで、図６の上段スイッチと下段スイッチとのスイッチング回数を図５の上段スイッチと下段スイッチとのスイッチング回数と同じようにすることができる。換言すると、本実施の形態２における上段スイッチと下段スイッチとのスイッチング回数を図５の上段スイッチと下段スイッチのスイッチング回数と同じようにすると、中段スイッチのスイッチング回数を図５の半分にすることが可能となる。

以上のように、本発明の実施の形態２に記載した電力変換装置では、各相毎に備えた３つの半導体スイッチにおける中段スイッチのスイッチング周波数が上段及び下段スイッチのスイッチング周波数と同じになるようにしたので、上段スイッチ、下段スイッチと中段スイッチとのスイッチング周波数が等しくなり、中段スイッチのスイッチングに起因する損失を低減できる効果がある。

実施の形態３．
また、図６においては、ノコギリ波で与えたキャリア１周期の期間で、状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒である。パルス幅変調（ＰＷＭ）を行う場合のキャリア１周期の期間で考えると、状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒となることを保てば、その順番は状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ以外の順番であっても、電力変換手段１が出力する実質的な電圧に変化はない。この実施の形態３は、この原理を利用することで、各半導体スイッチのスイッチング回数を均等にかつ更に低減することを可能としたものである。

図７は、本実施の形態３の電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段６ａ（図示せず）が演算する電力変換手段１における半導体スイッチの状態の遷移を示した図である。図において、状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件は、前記実施の形態２と同じである。あるキャリア１周期が終了すると、次のキャリア１周期は、直前のキャリア１周期における最後の状態から開始するようにする。図７の場合、状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃというキャリア１周期の終了後、次のキャリア１周期を、状態Ｃ→状態Ａ→状態Ｂとすることで、直前のキャリア１周期の最後の状態が状態Ｃであるとともに、直後のキャリア１周期の最初の状態も状態Ｃであるので、キャリア周期の継ぎ目（キャリア周期に境界前後）でスイッチングは発生しない。
図７では、キャリア周期毎に状態変化を「状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ」、「状態Ｃ→状態Ａ→状態Ｂ」、「状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ」のように繰り返すことで、スイッチ信号演算手段６は、所定期間における上段スイッチ、中段スイッチ、下段スイッチのオンオフ切替回数が等しく、かつ、図６の場合より低減するようにしたので、上段スイッチ、下段スイッチと、中段スイッチとのスイッチング周波数が等しくなり、中段スイッチのスイッチングに起因する損失を低減できる効果がある。

実施の形態４．
前記実施の形態３では、キャリア周期毎に状態変化を「状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ」、「状態Ｃ→状態Ａ→状態Ｂ」、「状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ」のように繰り返すようにしたが、状態Ａ、状態Ｂ、状態Ｃの並べ方は６通り（３の順列組み合わせ）存在するので、実施の形態３の繰り返し以外でも同様の効果を得ることができる。
図８は、本実施の形態４の電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段６ｂ（図示せず）が演算する電力変換手段１における半導体スイッチの状態の遷移を示した図である。状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件は、前記実施の形態２及び３と同じである。前記実施の形態３ではキャリア周期毎に状態変化を「状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ」、「状態Ｃ→状態Ａ→状態Ｂ」、「状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ」のように繰り返すことで、スイッチ信号演算手段６ａは、所定期間における上段スイッチ、中段スイッチ、下段スイッチのオンオフ切替回数が等しくなるように半導体スイッチのオンオフ信号を演算したが、図８に記すように、パターン１からパターン６までを繰り返すようにすることで所定期間における上段スイッチ、中段スイッチ、下段スイッチのオンオフ切替回数が等しく、かつ、図６の場合より低減するように半導体スイッチのオンオフ信号を演算することができる。換言すると、状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件を満たすようなパターンを選択すれば、その組合せは任意であり、このとき、上段スイッチ、下段スイッチと、中段スイッチとのスイッチング周波数が等しくなり、中段スイッチのスイッチングに起因する損失を低減できる効果を得ることができる。

実施の形態５．
前記実施の形態３、４では、スイッチ信号演算手段６は、所定の複数キャリア周期経過毎にパルス幅変調制御を実行して当該キャリア周期における複数のスイッチング状態、各パルス幅、制御順序を決定し、次にパルス幅変調制御を実行するまでの各キャリア周期では、各キャリア周期の境界前後におけるスイッチング状態が同一となるよう既に決定されたキャリア周期におけるスイッチング状態の制御順序のみを入れ替えることにより、１キャリア周期当たりのスイッチング素子のオンオフ切替回数を低減するようにしたが、「状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件」はキャリア周期毎に更新しても良い。

このためには、前記実施の形態３、４のように、キャリア信号を用いるのではなく、各スイッチング状態におけるパルス幅を以下に示す要領で演算により求める必要がある。従って、この実施の形態５では、キャリア周期に替わって演算周期と呼ぶことにする。
例えば、直流電圧源２の電圧がＶｄｃ［Ｖ］であり、演算周期がＴｃ［秒］、第１の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ１がｖu1a［Ｖ］、第２の三相電圧指令のＵ相指令ｖｕ２がｖu2a［Ｖ］で、「ｖｕ１＞ｖｕ２」あったとき、状態Ａである期間Ｔａ秒、状態Ｂである期間Ｔｂ秒、状態Ｃである期間Ｔｃ秒は次式から算出できる。

Ｔａ＝ｖu2a÷Ｖｄｃ×Ｔｃ［秒］
Ｔｂ＝（ｖu1a−ｖu2a）÷Ｖｄｃ×Ｔｃ［秒］
Ｔｂ＝（Ｖｄｃ−ｖu1a）÷Ｖｄｃ×Ｔｃ［秒］

この計算を利用すれば、演算周期毎に「状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件」を算出することが可能であり、状態Ａ、状態Ｂ、状態Ｃの順番を前記実施の形態３または４で記載した順番で逐次「状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件」を更新しても良い。このように本実施の形態５では、状態Ａである期間がＴａ秒、状態Ｂである期間がＴｂ秒、状態Ｃである期間がＴｃ秒という条件を、演算周期毎に設定し直し、1演算周期が経過した後、更新した電圧指令に基づいてＴａ秒、Ｔｂ秒、Ｔｃ秒も更新するとともに、直前の演算周期で出力した状態Ａ、Ｂ、Ｃの出力順番を勘案し、直後の演算周期における出力順番を決定することで、上段スイッチ、下段スイッチと、中段スイッチとのスイッチング周波数が等しくなり、中段スイッチのスイッチングに起因する損失を低減できるという効果を確保し、かつ、逐次、電圧指令に追随して電圧出力を更新することができる。電圧指令の更新周期は出力できる周波数と反比例する関係にあり、電圧指令の更新周期を短くすることで、本実施の形態５の電力変換装置は、前記実施の形態よりも高い周波数まで出力することが可能となる。

実施の形態６．
この実施の形態６は、この種の電力変換装置において、電力変換手段１の上段、中段、下段スイッチが短絡しないように短絡防止期間を設けて半導体スイッチをオンオフするスイッチング信号を演算するとともに、この短絡防止期間を設けたことに起因して発生する出力電圧振幅の減少を、別途設けた電流検出手段から得た電流に基づいて補正するようにした場合について説明する。

図９は、本実施の形態６による電力変換装置を示す構成図である。図において、電流検出手段２０は、第１の三相交流端子を流れるＵ相電流ｉｕ１及びＶ相電流ｉｖ１を検出し、電流検出手段２１は、第２の三相交流端子を流れるＵ相電流ｉｕ２及びＶ相電流ｉｖ２を検出する。スイッチ信号演算手段６ｃは、電力変換手段１の上段、中段、下段スイッチが短絡しないように短絡防止期間を設けて、電力変換手段１の半導体スイッチをオンオフするスイッチング信号を演算するとともに、この短絡防止期間に起因する出力電圧振幅の減少を電流検出手段２０及び２１から得た電流に基づいてスイッチング信号の演算を補正する。

図１０は、スイッチ信号演算手段６ｃの内部構成を示す図である。図において、減算器３０は、電流検出手段２０から得たｉｕ１とｉｖ１とに基づいて−ｉｕ１−ｉｖ１の演算を行い、第１の三相交流端子を流れるＷ相電流ｉｗ１として出力する。減算器３１は、電流検出手段２１から得たｉｕ２とｉｖ２とに基づいて−ｉｕ２−ｉｖ２の演算を行い、第２の三相交流端子を流れるＷ相電流ｉｗ２として出力する。

Ｕ相電圧補正器３２は、後段で詳述するが、短絡防止期間を設定することに起因してＵ相電圧振幅が減少した分を、電流検出手段２０及び２１から得た電流ｉｕ１及びｉｕ２に基づいて、第１の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ１及び第２の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ２を補正し、それぞれＵ相補正電圧ｖｕ１０、ｖｕ２０として出力する。同様に、Ｖ相電圧補正器３３は、電流検出手段２０及び２１から得た電流ｉｖ１及びｉｖ２に基づいて、第１の三相電圧指令のＶ相成分ｖｖ１及び第２の三相電圧指令のＶ相成分ｖｖ２を補正し、それぞれＶ相補正電圧ｖｖ１０、ｖｖ２０として出力する。同様に、Ｗ相電圧補正器３４は、減算器３０及び３１から得た電流ｉｗ１及びｉｗ２に基づいて、第１の三相電圧指令のＷ相成分ｖｗ１及び第２の三相電圧指令のＷ相成分ｖｗ２を補正し、それぞれＷ相補正電圧ｖｗ１０、ｖｗ２０として出力する。

Ｕ相ＰＷＭ変調器３５は、Ｕ相補正電圧ｖｕ１０、ｖｕ２０に基づいて、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算し、短絡防止期間を含むようにスイッチング信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ３を電力変換手段１に出力する。同様に、Ｖ相ＰＷＭ変調器３６は、Ｕ相補正電圧ｖｖ１０、ｖｖ２０に基づいて、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算し、短絡防止期間を含むようにスイッチング信号ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＶ３を電力変換手段１に出力する。同様に、Ｖ相ＰＷＭ変調器３７は、Ｗ相補正電圧ｖｗ１０、ｖｗ２０に基づいて、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算し、短絡防止期間を含むようにスイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を電力変換手段１に出力する。

図１１は、Ｕ相ＰＷＭ変調器３５の内部構成を示す図である。図において、キャリア信号発生器４０は、三角波キャリア信号を発生し、この三角波キャリア信号を比較器４１及び比較器４２へ出力する。比較器４１は、Ｕ相電圧補正器３２から得たＵ相補正電圧ｖｕ１０とキャリア信号発生器４０から得た三角波キャリア信号との大小関係を比較し、ＴＲＵＥまたはＦＡＬＳＥの論理信号を出力する。同様に、比較器４２は、Ｕ相電圧補正器３２から得たＵ相補正電圧ｖｕ２０とキャリア信号発生器４０から得た三角波キャリア信号との大小関係を比較し、ＴＲＵＥまたはＦＡＬＳＥの論理信号を出力する。ＮＡＮＤ演算器４３は、比較器４１の出力と比較器４２の出力との論理積の否定を演算する。Ｕ相上段スイッチ短絡防止期間設定器４４は、比較器４１の出力がＴＲＵＥからＦＡＬＳＥに変化する場合、スイッチング信号ＳＵ１をオンからオフに遅延なく変更するとともに、比較器４１の出力がＦＡＬＳＥからＴＲＵＥに変化する場合、スイッチ短絡防止期間だけ遅延させてスイッチング信号ＳＵ１をオフからオンに変更する。Ｕ相中段スイッチ短絡防止期間設定器４５は、ＮＡＮＤ演算器４３の出力がＴＲＵＥからＦＡＬＳＥに変化する場合、スイッチング信号ＳＵ２をオンからオフに遅延なく変更するとともに、ＮＡＮＤ演算器４３の出力がＦＡＬＳＥからＴＲＵＥに変化する場合、スイッチ短絡防止期間だけ遅延させてスイッチング信号ＳＵ２をオフからオンに変更する。Ｕ相下段スイッチ短絡防止期間設定器４６は、比較器４２の出力がＴＲＵＥからＦＡＬＳＥに変化する場合、スイッチング信号ＳＵ３をオンからオフに遅延なく変更するとともに、比較器４２の出力がＦＡＬＳＥからＴＲＵＥに変化する場合、スイッチ短絡防止期間だけ遅延させてスイッチング信号ＳＵ３をオフからオンに変更する。以上、Ｕ相ＰＷＭ変調器３５について説明したが、Ｖ相ＰＷＭ変調器３６、Ｗ相ＰＷＭ変調器３７についても同様の構成で実現できる。

スイッチ短絡防止期間の影響について図１２を用いて説明する。図１２においても、前記実施の形態と同様に状態Ａ、状態Ｂ、状態Ｃを定義する。即ち、状態Ａとは、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオフした状態であり、状態Ｂとは、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオン、Ｕ相中段スイッチ８がオフ、Ｕ相下段スイッチ９がオンした状態である。また、状態Ｃとは、電力変換手段１のＵ相上段スイッチ７がオフ、Ｕ相中段スイッチ８がオン、Ｕ相下段スイッチ９がオンした状態である。ここで、状態Ａから状態Ｂに切り替わる場合について考える。この場合、Ｕ相上段スイッチ７はオンした状態を保つので、直流負端子から見た第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａは変化せず、ｖｄｃを保持する。一方、直流負端子から見た第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは、Ｕ相中段スイッチ８がオンからオフになるとともに、Ｕ相下段スイッチ９がオフからオンになるが、短絡防止期間中はＵ相中段スイッチ８およびＵ相下段スイッチ９ともにオフとなる。短絡防止期間中における第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは、第２のＵ相電流ｉｕ２の符号に依存する。

即ち、図１３に、各スイッチに適用される、例えば、パワートランジスタやＩＧＢＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の具体的構成を示すように、現実のスイッチング素子には逆方向極性に接続されたダイオードが存在する。従って、ｉｕ２が正（図中の矢印方向）の場合は、ｉｕ２はＵ相下段スイッチ９（の逆方向ダイオード）を通るので第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは０となり、ｉｕ２が負（図中の矢印と反対方向）の場合は、ｉｕ２はＵ相中段スイッチ８（の逆方向ダイオード）を通るので第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａはｖｄｃとなる。即ち、状態Ａから状態Ｂに変化する場合は、第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａは短絡防止期間の影響がなく所望の電位を保つが、第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは、短絡防止期間中は所望の電位と関係なく第２のＵ相電流ｉｕ２の符号に依存した電位となる。このことは、状態Ｂから状態Ａに変化する場合も全く同じである。

同様に考えると、状態Ｂから状態Ｃに変化する場合及び状態Ｃから状態Ｂに変化する場合は、第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは短絡防止期間の影響がなく所望の電位を保つが、第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａは、短絡防止期間中は所望の電位と関係なく第１のＵ相電流ｉｕ１の符号に依存した電位となる。
また、状態Ａから状態Ｃに変化する場合及び状態Ｃから状態Ａに変化する場合について考えると、第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａ及び第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは、短絡防止期間中は所望の電位と関係なく「第１のＵ相電流ｉｕ１と第２のＵ相電流ｉｕ２の和」の符号に依存した電位となる。
以上の関係から、スイッチング周期における短絡防止期間が第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａに及ぼす影響（電圧）Δｖ１および第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａに及ぼす影響（電圧）Δｖ２について整理すると、図１４のようになる。ここで、Ｔｄ［秒］は短絡防止期間であり、Ｔｏ［秒］はスイッチング周期、Ｖｄｃ［Ｖ］は直流電圧源２の電位、ｓｉｇｎ（ｘ）は符号関数であり、ｘが０より大きければ１、０の場合０、０未満の場合−１となる。

本実施の形態６においては、Ｕ相ＰＷＭ変調器３５ではキャリア信号発生器４０が出力する三角波キャリア信号に基づいてスイッチングを行うので、前記実施の形態で示した図５のように「状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→・・・」を繰り返す。即ち、状態Ａから状態Ｂ及び状態Ｂから状態Ａへの切替回数と、状態Ｂから状態Ｃ及び状態Ｃから状態Ｂへの切替回数は等しく、また、状態Ａから状態Ｃ及び状態Ｃから状態Ａへの切替は発生しない。このことと図１４との関係から、Ｕ相電圧補正器３２は、図１５のよう構成にすれば良い。
図１５は、本実施の形態６におけるＵ相電圧補正器３２の内部構成図を示すものである。図において、符号関数演算器４７は、第１のＵ相電流ｉｕ１に基づいて符号関数ｓｉｇｎ（ｉｕ１）の演算を行い、その結果を第１の電圧補正値として増幅器４８に出力する。増幅器４８は、符号関数演算器４７の出力に対して所定値を乗算する。例えば、該所定値は（Ｔｄ÷Ｔｏ）×Ｖｄｃとしても良い。増幅器４８の出力である第１の電圧補正値は、短絡防止期間に起因する第１のＵ相電圧の振幅減少分に相当し、加算器４９は、第１の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ１に増幅器４８の出力を加算することで、電圧振幅の減少を補正した第１のＵ相補正電圧ｖｕ１０として出力する。

同様に、符号関数演算器５０は、第２のＵ相電流ｉｕ２に基づいて符号関数ｓｉｇｎ（ｉｕ２）の演算を行い、その結果を第２の電圧補正値として増幅器５１に出力する。増幅器５１は、符号関数演算器５０の出力に対して所定値を乗算する。増幅器５１の出力である第２の電圧補正値は、短絡防止期間に起因する第２のＵ相電圧の振幅減少分に相当し、加算器５２は、第２の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ２に増幅器５１の出力を加算することで、電圧振幅の減少を補正した第２のＵ相補正電圧ｖｕ２０として出力する。Ｖ相電圧、Ｗ相電圧についても同じであり、Ｖ相電圧補正器３３、Ｗ相電圧補正器３４もＵ相電圧補正器３２と同様の構成にすれば良い。

以上のように、実施の形態６のスイッチ信号演算手段６ｃは、第１の三相交流端子の電圧指令に加算すべき第１の電圧補正値を演算し、この第１の電圧補正値を第１の三相交流端子の電圧指令に加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令に加算すべき第２の電圧補正値を演算し、第２の電圧補正値を第２の三相交流端子の電圧指令に加算し、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算する構成とすることにより、短絡防止期間を設けたことに起因して発生する電圧精度の低下を補償することが可能となり、電力変換手段１の三相交流端子が出力する電圧を電圧指令発生手段５が出力する電圧指令に一致させることができる効果がある。この結果、電力変換手段１は第１の回転機３及び第２の回転機４を駆動するための電圧を精度良く出力できるので、第１の回転機３及び第２の回転機４の駆動性能が向上するという効果を得ることができる。

特に、第１の回転機３または第２の回転機４のいずれか一方、または両方を低速で駆動する場合、電力変換手段１の三相交流端子が出力する電圧振幅は小さくなり、短絡防止期間を設けたことに起因して発生する電圧精度の低下が顕著になるが、本実施の形態６の構成によって回転機の低速域の駆動性能を向上させることができる。

実施の形態７．
前記実施の形態６では、スイッチ信号演算手段６ｃにおいて、Ｕ相ＰＷＭ変調器３５、Ｖ相ＰＷＭ変調器３６およびＷ相ＰＷＭ変調器３７は、キャリア信号発生器４０が出力する三角波キャリア信号に基づいてスイッチングを行っていたが、スイッチ信号演算手段６ｃをスイッチ信号演算手段６ｄに置換することで、キャリア信号発生器４０が出力するキャリア信号がノコギリ波キャリア信号である場合においても、電力変換手段１の上段、中段、下段スイッチが短絡しないように短絡防止期間を設けた半導体スイッチのスイッチング信号を演算するとともに、この短絡防止期間を設けたことに起因して発生する電圧振幅の減少を電流検出手段２０、２１から得た電流に基づいて補正することができる。

図１６は、本実施の形態７によるスイッチ信号演算手段６ｄの内部構成を示す図である。図において、Ｕ相電圧補正器３２ｄは、後段で詳述するが、短絡防止期間を設定することに起因してＵ相電圧振幅が減少した分を電流検出手段２０及び２１から得た電流ｉｕ１及びｉｕ２に基づいて、第１の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ１及び第２の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ２を補正し、それぞれＵ相補正電圧ｖｕ１０、ｖｕ２０として出力する。同様に、Ｖ相電圧補正器３３ｄは、電流検出手段２０及び２１から得た電流ｉｖ１及びｉｖ２に基づいて、第１の三相電圧指令のＶ相成分ｖｖ１及び第２の三相電圧指令のＶ相成分ｖｖ２を補正し、それぞれＶ相補正電圧ｖｖ１０、ｖｖ２０として出力する。同様に、Ｗ相電圧補正器３４ｄは、減算器３０及び３１から得た電流ｉｗ１及びｉｗ２に基づいて、第１の三相電圧指令のＷ相成分ｖｗ１及び第２の三相電圧指令のＷ相成分ｖｗ２を補正し、それぞれＷ相補正電圧ｖｗ１０、ｖｗ２０として出力する。

Ｕ相ＰＷＭ変調器３５ｄは、Ｕ相補正電圧ｖｕ１０、ｖｕ２０に基づいて、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算し、短絡防止期間を含むように出力するスイッチ信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＵ３を電力変換手段１に出力する。同様に、Ｖ相ＰＷＭ変調器３６ｄは、Ｖ相補正電圧ｖｖ１０、ｖｖ２０に基づいて、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算し、短絡防止期間を含むようにスイッチ信号ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＶ３を電力変換手段１に出力する。同様に、Ｗ相ＰＷＭ変調器３７ｄは、Ｗ相補正電圧ｖｗ１０、ｖｗ２０に基づいて、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算し、短絡防止期間を含むようにスイッチ信号ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を電力変換手段１出力する。

図１７は、Ｕ相ＰＷＭ変調器３５ｄの内部構成を示す図である。図１７において、図１１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。キャリア信号発生器４０ｄは、三角波キャリア信号の代わりにノコギリ波キャリア信号を発生する点が、図１１記載のＵ相ＰＷＭ変調器３５と異なる。このような構成とすることにより前記実施の形態２と同様に、キャリア信号をノコギリ波にしたので、キャリア１周期の間に、状態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃを繰り返すことによって、状態Ａから状態Ｂと、状態Ｂから状態Ｃと、状態Ｃから状態Ａへの切替回数が等しくなる。

上述したように、本実施の形態７ではキャリア信号をノコギリ波にしたので、電力変換手段１の各相のスイッチングの状態は、状態Ａから状態Ｂと、状態Ｂから状態Ｃの切り替えに加え、状態Ｃから状態Ａへの切り替えが発生する。前記実施の形態の図１４で説明したように、状態Ｃから状態Ａへの切替がある場合は、第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａ及び第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａは、短絡防止期間中は所望の電位と関係なく「第１のＵ相電流ｉｕ１と第２のＵ相電流ｉｕ２との和」の符号に依存した電位となる。

図１８は、本実施の形態７におけるＵ相電圧補正器３２ｄの内部構成図を示すものである。図において、図１５と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
加算器５３は、第１のＵ相電流ｉｕ１と第２のＵ相電流ｉｕ２との和を算出し、符号関数演算器５４へ出力する。符号関数演算器５４は、「第１のＵ相電流と第２のＵ相電流ｉｕ２との和」に基づいて符号関数ｓｉｇｎ（ｉｕ１＋ｉｕ２）の演算を行い、増幅器５５は、符号関数演算器５４の出力に対して所定値を乗算して出力する。例えば、該所定値は（Ｔｄ÷Ｔｏ）×Ｖｄｃとしても良い。加算器５６は、増幅器４８の出力と増幅器５５の出力とを加算し、これを第１の電圧補正値として出力する。加算器５６の出力である第１の電圧補正値は、短絡防止期間を設けたことに起因する第１のＵ相電圧の振幅減少分に相当し、加算器４９は、第１の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ１に加算器５６の出力を加算することで、電圧振幅の減少を補正した第１のＵ相補正電圧ｖｕ１０として出力する。

同様に、加算器５７は、増幅器５１の出力と増幅器５５の出力とを加算し、これを第２の電圧補正値として出力する。加算器５７の出力である第２の電圧補正値は、短絡防止期間を設けたことに起因する第２のＵ相電圧の振幅減少分に相当し、加算器５２は、第２の三相電圧指令のＵ相成分ｖｕ２に加算器５７の出力を加算することで、電圧振幅の減少を補正した第２のＵ相補正電圧ｖｕ２０として出力する。Ｖ相電圧、Ｗ相電圧についても同じであり、Ｖ相電圧補正器３３ｄ、Ｗ相電圧補正器３４ｄもＵ相電圧補正器３２ｄと同様の構成にすれば良い。

本実施の形態７では、キャリア信号としてノコギリ波キャリア信号を用いた場合について説明したが、前記実施の形態３または４に記載のように、キャリア周期毎に予め定めた手順で状態変化のパターンを繰り返すような電力変換装置についても同様の手法で電力変換手段１の三相交流端子が出力する電圧を電圧指令発生手段５が出力する電圧指令に一致させられることは言うまでもない。

以上のように、実施の形態７のスイッチ信号演算手段６ｄは、第１の三相交流端子の電圧指令に加算すべき第１の電圧補正値を演算し、この第１の電圧補正値を第１の三相交流端子の電圧指令に加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令に加算すべき第２の電圧補正値を演算し、第２の電圧補正値を第２の三相交流端子の電圧指令に加算し、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算する構成とすることにより、短絡防止期間を設けたことに起因する電圧精度の低下を補償することが可能となり、電力変換手段１の三相交流端子が出力する電圧を電圧指令発生手段５が出力する電圧指令に一致させることができる効果がある。この結果、電力変換手段１は第１の回転機３及び第２の回転機４を駆動するための電圧を精度良く出力できるので、第１の回転機３及び第２の回転機４の駆動性能が向上するという効果を得ることができる。
また、第１の回転機３または第２の回転機４のいずれか一方、または両方を低速で駆動する場合、電力変換手段１の三相交流端子が出力する電圧振幅は小さくなり、短絡防止期間を設けたことに起因する電圧精度の低下が顕著になるが、本実施の形態７の構成によって回転機の低速域の駆動性能を向上させることができる。

特に、「第１の三相電流と第２の三相電流との和」の符号も勘案して短絡防止期間を設けたことに起因する電圧精度の低下を補正するようにしたので、ノコギリ波キャリア信号などを利用するスイッチ信号演算手段６ｄを用い、状態Ａから状態Ｃ及び状態Ｃから状態Ａへの切替が発生するような場合でも、電力変換手段１の三相交流端子が出力する電圧を電圧指令発生手段５が出力する電圧指令に一致させることができるという効果がある。

実施の形態８．
この実施の形態８は、この種の電力変換装置において、その電圧利用率、即ち、直流電圧源２の直流電圧に対して出力可能な三相交流電圧の比率を向上させることを目的とするものである。
図１９は、本実施の形態８におけるスイッチ信号演算手段６ｅの内部構成を示す図であり、図１０と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
図において、第１の指数演算器６０は、電圧指令発生手段５から得た第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１に基づいて第１の電圧利用率向上指数を出力し、加算器６１は、第１のＵ相電圧指令ｖｕ１に第１の指数演算器６０が出力した第１の電圧利用率向上指数を加算してｖｕ１１としてＵ相電圧補正器３２へ出力する。同様に、加算器６２は、第１のＶ相電圧指令ｖｖ１に第１の指数演算器６０が出力した第１の電圧利用率向上指数を加算してｖｖ１１としてＶ相電圧補正器３３へ出力する。同様に、加算器６３は、第１のＷ相電圧指令ｖｗ１に第１の指数演算器６０が出力した第１の電圧利用率向上指数を加算してｖｗ１１としてＷ相電圧補正器３４へ出力する。

また、第２の指数演算器６４は、電圧指令発生手段５から得た第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２に基づいて第２の電圧利用率向上指数を出力し、加算器６５は、第２のＵ相電圧指令ｖｕ２に第２の指数演算器６４が出力した第２の電圧利用率向上指数を加算してｖｕ２１としてＶ相電圧補正器３２へ出力する。同様に、加算器６６は、第２のＶ相電圧指令ｖｖ２に第２の指数演算器６４が出力した第２の電圧利用率向上指数を加算してｖｖ２１としてＶ相電圧補正器３３へ出力する。同様に、加算器６７は、第１のＷ相電圧指令ｖｗ２に第２の指数演算器６４が出力した第２の電圧利用率向上指数を加算してｖｗ２１としてＷ相電圧補正器３４へ出力する。

図２０は、電圧指令発生手段５から得た第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１及び第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２の一例であり、Ｃａは三角波キャリア信号である。この例では、第１の三相交流端子の電圧指令と第２の三相交流端子の電圧指令とは、周波数と振幅はそれぞれ同じで位相差が１８０度という関係となっている。この場合、図の破線円で囲んだように第１のＵ相電圧指令ｖｕ１が最小となるときと第２のＵ相電圧指令ｖｕ２が最大になるときが重なってしまい、これ以上電圧指令の振幅を上げることができない。同様に、図の破線円で囲んだように第１のＶ相電圧指令ｖｖ１が最小となるときと第２のＶ相電圧指令ｖｖ２が最大になるときが重なってしまい、これ以上電圧指令の振幅を上げることができない。同様に、図の破線円で囲んだように第１のＷ相電圧指令ｖｗ１が最小となるときと第２のＷ相電圧指令ｖｗ２が最大になるときが重なってしまい、これ以上電圧指令の振幅を上げることができない。

しかしながら、第１の回転機３と第２の回転機４とに電圧を印加するという機能を考えた場合、直流電圧源２の負側端子からの電位とは関係なく、第１の三相交流端子及び第２の三相交流端子のそれぞれについて、線間電圧の電位差が所望の値になれば良い。換言すると、第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１の各電位に同じ値を加算しても、ＵＶ間、ＶＷ間、ＷＵ間の線間電圧は変化しない。そこで、第１の指数演算器６０は、第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１に基づいて第１の電圧利用率向上指数を出力し、加算器６１〜６３によってこの第１の電圧利用率向上指数を第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに加算しても、第１の三相交流端子の線間電圧に変化はないので、このことを利用して電力変換手段１の電圧利用率を向上させることができる。同様に、第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２の各電位に同じ値を加算しても、ＵＶ間、ＶＷ間、ＷＵ間の線間電圧は変化しない。そこで、第２の指数演算器６４は、第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２に基づいて第２の電圧利用率向上指数を出力し、加算器６５〜６７によってこの第２の電圧利用率向上指数を第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに加算しても、第２の三相交流端子の線間電圧に変化はないので、このことを利用して電力変換手段１の電圧利用率を向上させることができる。

具体的には、第１の指数演算器６０は、（１）式に基づいた計算を行い、第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１を出力する。

ｖｘ１＝−ＭＡＸ（ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１）＋Ｖｄｃ ・・・（１）

ここで、ＭＡＸ（ａ、ｂ、ｃ）は、ａ、ｂ、ｃのうち最も大きい値である。同様に、第２の指数演算器６４は、（２）式に基づいた計算を行い、第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を出力する。

ｖｘ２＝−ＭＩＮ（ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２） ・・・（２）

ここで、ＭＩＮ（ａ、ｂ、ｃ）は、ａ、ｂ、ｃのうち最も小さい値である。

（１）式の第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１は、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１の最大値をＶｄｃから減算した値である。このｖｘ１を、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに加算すると、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のうち最大の相がＶｄｃとなり、残りの２相は最大相との電位差を保ちながら所定の値となる。換言すると、このｖｘ１をｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに加算することで、常時、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のうちの最大電圧がＶｄｃとなる。同様に、（２）式の第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２は、ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２の最小値をゼロから減算した値である。このｖｘ２をｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに加算すると、ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のうち最小の相がゼロとなり、残りの２相は最小相との電位差を保ちながら所定の値となる。換言すると、このｖｘ２をｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに加算することで、常時、ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のうちの最小電圧がゼロとなる。

図２１は、図２０に示した第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１を加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を加算したときの様子であり、第１の三相交流端子の線間電圧には変化がなく、また、第２の三相交流端子の線間電圧にも変化はない。図２０と図２１を比較して判るように、図２０では破線円で囲んだように第１の三相電圧指令が最小となるときと第２の三相電圧指令が最大になるときが重なってしまい、これ以上電圧指令の振幅を上げることができなかったが、第１の電圧利用率向上指数及び第１の電圧利用率向上指数をそれぞれ、第１の三相交流端子の電圧指令及び第２の三相交流端子の電圧指令に加算することで、図２１の破線円で囲んだように第１の三相電圧指令が最小となるときと第２の三相電圧指令が最大になるときの重なりが解消でき、より大きな電圧振幅を与えることが可能である。即ち、電圧利用率が向上する。

以上のように、実施の形態８のスイッチ信号演算手段６ｅは、第１の三相交流端子の電圧指令に加算すべき第１の電圧利用率向上指数を演算し、この第１の電圧利用率向上指数を第１の三相交流端子の電圧指令に加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令に加算すべき第２の電圧利用率向上指数を演算し、第２の電圧利用率向上指数を第２の三相交流端子の電圧指令に加算し、電力変換手段１の半導体スイッチのスイッチング信号を演算するようにしたので、電力変換手段１の電圧利用率を高く取ることができ、直流電圧源２の電圧が変わらなくても電力変換手段１が従来よりも高い電圧を出力できるという効果がある。

実施の形態９．
この実施の形態９は、前記実施の形態８の変形例で、第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１および第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を、先の（１）式および（２）式に替わって、下記（３）式および（４）式に基づいて演算する。

ｖｘ１＝−｛ＭＡＸ（ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１）＋ＭＩＮ（ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１）｝×０．５＋Ｖｄｃ×０．７５ ・・・（３）
ｖｘ２＝−｛ＭＡＸ（ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２）＋ＭＩＮ（ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２）｝×０．５＋Ｖｄｃ×０．２５ ・・・（４）

ここで、（３）式の第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１は、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１の最大値と最小値の平均値をＶｄｃの０．７５倍から減算した値である。このｖｘ１をｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに加算すると、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のうち最大の相と最小の相の平均値がＶｄｃ×０．７５となり、残りの１相は最大相と最小相の間となる。換言すると、このｖｘ１をｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに加算することで、常時、ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のうちの最大電圧と最小電圧の平均値がＶｄｃ×０．７５となる。ｖｘ１を加算する前は最大電圧と最小電圧の平均値はＶｄｃ×０．７５よりも高くなることがあったので、最大電圧がＶｄｃを超えてしまうことがあったが、ｖｘ１を加算することで最大電圧と最小電圧の平均値を一定にすることができ、変調率をより高くすることが可能となる。（４）式についても同様の考え方で、常時、ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のうちの最大電圧と最小電圧の平均値がＶｄｃ×０．２５となる。

図２２は、図２０に示した第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに（３）式で算出した第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１を加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに（４）式で算出した第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を加算したときの様子であり、第１の三相交流端子の線間電圧には変化がなく、また、第２の三相交流端子の線間電圧にも変化はない。図２２は、図２１と同様に、破線円で囲んだように第１の三相電圧指令が最小となるときと第２の三相電圧指令が最大になるときの重なりが解消でき、より大きな電圧振幅を与えることが可能である。即ち、電圧利用率が向上する。

本発明の実施の形態１による電力変換装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態１による電力変換手段のＵ相上段スイッチがオン、Ｕ相中段スイッチがオン、Ｕ相下段スイッチがオフした時の様子を示す図である。 本発明の実施の形態１による電力変換手段のＵ相上段スイッチがオン、Ｕ相中段スイッチがオフ、Ｕ相下段スイッチがオンした時の様子を示す図である。 本発明の実施の形態１による電力変換手段のＵ相上段スイッチがオフ、Ｕ相中段スイッチがオン、Ｕ相下段スイッチがオンした時の様子を示す図である。 従来の電力変換装置におけるスイッチ信号演算手段が演算する電力変換手段の半導体スイッチのスイッチング信号の様子を示す図である。 本発明の実施の形態２によるスイッチ信号演算手段６が演算する電力変換手段１における半導体スイッチのスイッチング信号の様子を示す図である。 本発明の実施の形態３によるスイッチ信号演算手段６ａが演算する電力変換手段における半導体スイッチの状態の遷移を示す図である。 本発明の実施の形態４によるスイッチ信号演算手段６ｂが演算する電力変換手段１における半導体スイッチの状態の遷移を示す図である。 本発明の実施の形態６による電力変換装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態６によるスイッチ信号演算手段６ｃの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態６によるＵ相ＰＷＭ変調器３５の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態６によるスイッチ短絡防止期間の影響を説明するための図である。 各スイッチの具体的構成を示す図である。 本発明の実施の形態６によるスイッチング周期における短絡防止期間が第１のＵ相端子の電位ｖｕ１ａに及ぼす影響（電圧）Δｖ１および第２のＵ相端子の電位ｖｕ２ａに及ぼす影響（電圧）Δｖ２について示す図である。 本発明の実施の形態６によるＵ相電圧補正器３２の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態７によるスイッチ信号演算手段６ｄの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態７によるＵ相ＰＷＭ変調器３５ｄの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態７によるＵ相電圧補正器３２ｄの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態８によるスイッチ信号演算手段６ｅの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態８による電圧指令発生手段５から出力される第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１及び第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２を示す図である。 本発明の実施の形態８において、第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１を加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を加算したときの様子を示す図である。 本発明の実施の形態９において、第１の三相交流端子の電圧指令ｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１のそれぞれに第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１を加算するとともに、第２の三相交流端子の電圧指令ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２のそれぞれに第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を加算したときの様子を示す図である。

符号の説明

１ 電力変換手段、２ 直流電圧源、３ 第１の回転機、４ 第２の回転機、
５ 電圧指令発生手段、６，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ スイッチ信号演算手段、
７ Ｕ相上段スイッチ、８ Ｕ相中段スイッチ、９ Ｕ相下段スイッチ、
１０ Ｖ相上段スイッチ、１１ Ｖ相中段スイッチ、１２ Ｖ相下段スイッチ、
１３ Ｗ相上段スイッチ、１４ Ｗ相中段スイッチ、１５ Ｗ相下段スイッチ、
２０，２１ 電流検出手段、３２，３３，３４ 電圧補正器、
３５，３６，３７ ＰＷＭ変調器、４０，４０ｄ キャリア信号発生器、
４４，４５，４６ 短絡防止期間設定器、４７，５０，５４ 符号関数演算器、
６０，６４ 指数演算器。

Claims (9)

1. 直流電圧源に接続される正負１組の直流端子、この直流端子間に三相各相毎に接続された上段、中段、下段のスイッチング素子の直列接続体、前記三相各相の前記上段スイッチング素子と中段スイッチング素子との接続点に接続された第１の三相交流端子および前記三相各相の前記中段スイッチング素子と下段スイッチング素子との接続点に接続された第２の三相交流端子を備えた電力変換手段と、この電力変換手段の前記第１および第２の三相交流端子に出力する電圧指令を作成する電圧指令発生手段と、この電圧指令発生手段からの前記電圧指令に基づき前記直流端子の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１および第２の三相交流端子に出力するよう前記各スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を演算するスイッチ信号演算手段とを備えた電力変換装置において、
   前記三相各相の中段スイッチング素子の電流容量を、前記三相各相の上段または下段のスイッチング素子の電流容量より小さく設定したことを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電圧源に接続される正負１組の直流端子、この直流端子間に三相各相毎に接続された上段、中段、下段のスイッチング素子の直列接続体、前記三相各相の前記上段スイッチング素子と中段スイッチング素子との接続点に接続された第１の三相交流端子および前記三相各相の前記中段スイッチング素子と下段スイッチング素子との接続点に接続された第２の三相交流端子を備えた電力変換手段と、この電力変換手段の前記第１および第２の三相交流端子に出力する電圧指令を作成する電圧指令発生手段と、この電圧指令発生手段からの前記電圧指令に基づき前記直流端子の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１および第２の三相交流端子に出力するよう前記各スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を演算するスイッチ信号演算手段とを備えた電力変換装置において、
   前記スイッチ信号演算手段は、所定期間における前記上段、中段および下段のスイッチング素子のオンオフ切替回数が互いに等しくなるよう前記スイッチング信号を演算することを特徴とする電力変換装置。
3. 前記電圧指令発生手段は、前記第１の三相交流端子に出力する第１の電圧指令と前記第２の三相交流端子に出力する前記第１の電圧指令より小さい第２の電圧指令を作成するものとし、
   前記スイッチ信号演算手段は、ノコギリ波状のキャリア信号と前記第１および第２の電圧指令とに基づくパルス幅変調制御で前記スイッチング信号を演算することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチ信号演算手段は、所定の複数キャリア周期経過毎に前記パルス幅変調制御を実行して当該キャリア周期における複数のスイッチング状態、各パルス幅、制御順序を決定し、次に前記パルス幅変調制御を実行するまでの各キャリア周期では、前記各キャリア周期の境界前後における前記スイッチング状態が同一となるよう既に決定されたキャリア周期における前記スイッチング状態の制御順序のみを入れ替えることにより、１キャリア周期当たりの前記スイッチング素子のオンオフ切替回数を低減するようにしたことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記電圧指令発生手段は、前記第１の三相交流端子に出力する第１の電圧指令と前記第２の三相交流端子に出力する前記第１の電圧指令より小さい第２の電圧指令を作成するものとし、
   前記スイッチ信号演算手段は、前記直流電圧源の電圧と前記第１および第２の電圧指令とに基づき演算によりパルス幅を求めるパルス幅変調制御で前記スイッチング信号を作成するようにし、
   前記スイッチ信号演算手段は、所定の演算周期毎に前記パルス幅変調制御を実行して当該演算周期における複数のスイッチング状態、各パルス幅を求め、前記各演算周期内での前記スイッチング状態の制御順序は前記各演算周期の境界前後における前記スイッチング状態が同一となるよう設定することにより、１演算周期当たりの前記スイッチング素子のオンオフ切替回数を低減するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
6. 直流電圧源に接続される正負１組の直流端子、この直流端子間に三相各相毎に接続された上段、中段、下段のスイッチング素子の直列接続体、前記三相各相の前記上段スイッチング素子と中段スイッチング素子との接続点に接続された第１の三相交流端子および前記三相各相の前記中段スイッチング素子と下段スイッチング素子との接続点に接続された第２の三相交流端子を備えた電力変換手段と、この電力変換手段の前記第１および第２の三相交流端子に出力する電圧指令を作成する電圧指令発生手段と、この電圧指令発生手段からの前記電圧指令に基づき前記直流端子の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１および第２の三相交流端子に出力するよう前記各スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を演算するスイッチ信号演算手段とを備えた電力変換装置において、
   前記第１および第２の三相交流端子に流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記スイッチ信号演算手段は、前記上段、中段および下段のスイッチング素子が同時にオンする短絡状態が発生しないよう前記スイッチング信号に短絡防止期間を設定するようにし、かつ、前記短絡防止期間の設定による出力電圧の減少を補償するよう前記電流検出手段からの電流検出値に基づき前記電圧指令発生手段で作成した電圧指令を補正する電圧補正手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
7. 直流電圧源に接続される正負１組の直流端子、この直流端子間に三相各相毎に接続された上段、中段、下段のスイッチング素子の直列接続体、前記三相各相の前記上段スイッチング素子と中段スイッチング素子との接続点に接続された第１の三相交流端子および前記三相各相の前記中段スイッチング素子と下段スイッチング素子との接続点に接続された第２の三相交流端子を備えた電力変換手段と、この電力変換手段の前記第１および第２の三相交流端子に出力する電圧指令を作成する電圧指令発生手段と、この電圧指令発生手段からの前記電圧指令に基づき前記直流端子の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１および第２の三相交流端子に出力するよう前記各スイッチング素子をオンオフ駆動するスイッチング信号を演算するスイッチ信号演算手段とを備えた電力変換装置において、
   前記スイッチ信号演算手段は、前記電圧指令発生手段からの電圧指令の各相間電圧を変化させることなく前記電圧指令の瞬時最高値と瞬時最低値との電圧差を低減させるよう前記電圧指令発生手段からの電圧指令の各相成分に所定の指数を加算する指数加算手段を備えることにより、前記直流端子の直流電圧に対する前記第１または第２の三相交流端子に出力可能な交流電圧の比率である電圧利用率を向上させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
8. 前記電圧指令発生手段は、前記第１の三相交流端子に出力する第１の電圧指令と前記第２の三相交流端子に出力する前記第１の電圧指令より小さい第２の電圧指令を作成するものとし、前記直流端子の直流電圧をＶｄｃ、前記第１の電圧指令瞬時値をｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１、前記第２の電圧指令瞬時値をｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２としたとき、
   前記指数加算手段は、下式で表される第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１および第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を、それぞれ前記第１の電圧指令および前記第２の電圧指令に加算するようにしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
   ｖｘ１＝−ＭＡＸ（ｖｕ１，ｖｖ１、ｖｗ１）＋Ｖｄｃ
   ｖｘ２＝−ＭＩＮ（ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２）
   但し、ＭＡＸ（ａ，ｂ，ｃ）は、ａ，ｂ，ｃの内の最大値、ＭＩＮ（ａ，ｂ，ｃ）は、ａ，ｂ，ｃの内の最小値を示す。
9. 前記電圧指令発生手段は、前記第１の三相交流端子に出力する第１の電圧指令と前記第２の三相交流端子に出力する前記第１の電圧指令より小さい第２の電圧指令を作成するものとし、前記直流端子の直流電圧をＶｄｃ、前記第１の電圧指令瞬時値をｖｕ１、ｖｖ１、ｖｗ１、前記第２の電圧指令瞬時値をｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２としたとき、
   前記指数加算手段は、下式で表される第１の電圧利用率向上指数ｖｘ１および第２の電圧利用率向上指数ｖｘ２を、それぞれ前記第１の電圧指令および前記第２の電圧指令に加算するようにしたことを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
   ｖｘ１＝−｛ＭＡＸ（ｖｕ１，ｖｖ１、ｖｗ１）＋ＭＩＮ（ｖｕ１，ｖｖ１、ｖｗ１）｝×０．５＋Ｖｄｃ×０．７５
   ｖｘ２＝−｛ＭＡＸ（ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２）＋ＭＩＮ（ｖｕ２、ｖｖ２、ｖｗ２）｝×０．５＋Ｖｄｃ×０．２５
   但し、ＭＡＸ（ａ，ｂ，ｃ）は、ａ，ｂ，ｃの内の最大値、ＭＩＮ（ａ，ｂ，ｃ）は、ａ，ｂ，ｃの内の最小値を示す。

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