JP2005094937A

JP2005094937A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2005094937A
Application number: JP2003325489A
Authority: JP
Inventors: Toshihisa Toyoda; 敏久豊田
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 2003-09-18
Filing date: 2003-09-18
Publication date: 2005-04-07
Anticipated expiration: 2023-09-18
Also published as: JP4389531B2

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御装置と電力回生装置との制御方式が変更可能となることによる適応性向上及び構成部品の共通化による製品コストの低減を図る。
【解決手段】自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６とダイオードＤ１〜D６との逆並列回路をブリッジ接続し、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換して負荷８に供給する電力変換装置３０において、電源電圧同期角度演算器１１、電圧調節器１５、電流調節器１９，２０、ＰＷＭ制御回路２３等からなり、各相の電圧指令値とキャリア信号との比較によりパルス幅制御を行なうパルス幅変調制御手段３１ａと、回生動作判別演算回路２６、点弧信号発生器２７、ゲート駆動回路２８等からなり、駆動運転時にはダイオードＤ１〜D６を介して負荷８に電力を供給し、制動運転時には交流電源１の位相に同期させてスイッチングする自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６を介して電力を交流電源１に回生する電力回生制御手段３１ｂと、パルス幅変調制御手段３１ａと電力回生制御手段３１ｂとを切り替える切替手段３２とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電源の交流電力を直流電力に変換し、インバータ等の負荷に供給する電力変換装置に関する。

図４は、従来例のＰＷＭ制御装置を示す回路構成図である。この種の従来例としては、例えば特許文献１に示すものがある。

図４において、１は交流電源、２は交流リアクトル、３は充電抵抗とこれを短絡するスイッチ手段とからなる充電抵抗回路、４はヒューズ、４０はＰＷＭ制御装置、８はＰＷＭ制御装置４０の出力側に接続される直流入力方式対応のインバータなどの負荷である。ＰＷＭ制御装置４０は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とをそれぞれ逆並列接続し、これをブリッジ接続したコンバータ回路５と、このコンバータ回路５の出力側に設けられた平滑コンデンサ６とにより主回路が構成されている。

図４に示したＰＷＭ制御装置の動作を以下に説明する。

まず、交流電源１の交流電圧は、コンバータ回路５のダイオードＤ１〜Ｄ６を介して直流電圧に変換して平滑コンデンサ６に充電される。この際、充電電流は充電抵抗回路３により抑制されて過大な電流が流れるのを防いでいる。次に、平滑コンデンサ６の直流電圧が動作レベルを超えると、ＰＷＭ制御装置７は運転動作を開始し、電圧調節器１５では、電圧設定器１３の電圧設定値と平滑コンデンサ６の両端の直流電圧を絶縁変換器１４を介して検出した電圧検出値との偏差に基づいて電圧調整動作を行い、有効電流指令値及び無効電流指令値を出力する。

一方、交流電源１の相電圧が相電圧検出器９により検出され、絶縁変換器１０を介して検出した交流電源１の相電圧の位相に同期した角度信号θ（θ＝０°〜３６０°）を電源電圧同期角度演算器１１が発生し、電流検出器１２から絶縁変換器１６を介して検出される電流検出値を２相量に変換する３相／２相変換器１７の出力と電源電圧同期角度演算器１１が出力する角度信号θとが座標変換器１８に入力され、座標変換器１８では３相／２相変換器１７が出力する電流検出値を角度信号θにより座標変換して有効電流検出値及び無効電流検出値を出力する。

電圧調節器１５からの有効電流指令値及び無効電流指令値と座標変換器１８からの有効電流検出値及び無効電流検出値とのそれぞれの偏差を電流調節器１９，２０で調節演算し、この電流調節器１９，２０からの出力と角度信号θとが座標変換器２１に入力され、電流調節器１９，２０からの出力を角度信号θにより座標変換するとともに、２相／３相変換器２２を介して各相の交流電圧指令値に変換される。この電圧指令値は、キャリア信号発生器２４が発生するキャリア信号と比較した結果に基づいてＰＷＭ制御回路２３にてパルス幅変調制御を行い、コンバータ回路５のそれぞれの自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６にゲート信号が与えられる。

また、図５は、従来例の電力回生装置を示す回路構成図である。なお、図４と同一符号を付したものはおおよそ同一の機能を有するのでその説明は省略する。

図５において、電力回生装置５０は、その出力側に接続されるインバータ等の負荷が駆動運転時には、交流電源１から交流リアクトル２等を介し、更にコンバータ回路５のダイオードＤ１〜Ｄ６を介して負荷８に電力を供給している。この時、コンバータ回路５の自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６は、常時オフ状態となっている。

一方、絶縁変換器１４を介して検出される平滑コンデンサ６の直流電圧検出値と相電圧検出器９および絶縁変換器１０を介して検出される交流電源１の交流電圧検出値とを比較し、交流電圧検出値に対して直流電圧検出値が動作レベル以上高くなると回生状態と判断する回生動作判別演算回路２６が設けられている。負荷８が制動運転となり、回生動作判別演算回路２６が回生状態と判断すると、ゲート駆動回路２８から自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６に対するゲート駆動信号を発生し、交流電源１に電力を回生するようにしている。

図６は、図５の制動運転時の自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６の点弧信号を示す波形図であり、（イ）は交流電源１のＲ，Ｓ，Ｔ各相の相電圧を示し、（ロ）は相電圧に対する自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６のオン・オフ状態を示すものである。この自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６の点弧信号は、点弧信号発生器２７で演算されている。例えば、自己消弧形半導体素子Ｔ１は、Ｒ相電圧がＳ相，Ｔ相電圧と比較して＋極性で最も高くなる期間でオン状態とするようにし、また、自己消弧形半導体素子Ｔ４は、Ｒ相電圧がＳ相，Ｔ相電圧と比較して−極性で最も低くなる期間でオン状態とするようにしている。最終的な自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６に与えられる点弧信号は、回生動作判別演算回路２６が出力するゲート駆動指令信号と点弧信号発生器２７が出力する点弧信号とに基づいてゲート駆動回路２８から出力される。
特開平１０−１１７４８１号公報

図４に示したＰＷＭ制御装置では、ＰＷＭ制御方式により高力率で高調波電流が抑制された正弦波電流として回生動作を行なうことが可能であるが、キャリア周波数に基づく高速なスイッチング動作を駆動運転時，制動運転時にかかわらず常時行なっているために、交流電源などへのスイッチングノイズの影響を考慮する必要があり、回路構成が複雑なために、高価な製品になるという問題がある。

一方、図５に示した電力回生装置では、単純なスイッチング動作を行なっているので、交流電源などへのスイッチングノイズの影響もなく、安価な製品とすることが可能であるが、高調波電流が増大することにより交流電源へ影響を与えるという問題がある。

図４に示したＰＷＭ制御装置と図５に示した電力回生装置とはコンバータ回路の主回路構成が同一であるにもかかわらず、制御方式や特徴が異なるために、それぞれが個別に専用品として製品化されているので、コスト高となっている。また、適用する負荷のアプリケーションによっては、製品選択に不備があった場合には電力変換装置の変更を含め、システム全体に及ぶ仕様の再検討が必要になることもある。

この発明は、ＰＷＭ制御装置と電力回生装置との制御方式が変更可能となることによる適応性向上及び構成部品の共通化による製品コストの低減を目的とし、ＰＷＭ制御装置及び電力回生装置を共通のハード構成とし、設定変更のみで制御方式を容易に切り替えることができる電力変換装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、この発明の電力変換装置は、自己消弧形半導体素子とダイオードとの逆並列回路をブリッジ接続し、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置において、前記電力変換装置の出力の直流電圧を検出し、この直流電圧が所定の値となるように電圧の調節演算をし、この電圧の調節演算により得られた電流指令値と前記交流電源の電流検出値とを一致させるよう電流の調節演算をし、この電流の調節演算に基づいて得られた各相の電圧指令値とキャリア信号との比較により前記電力変換装置のパルス幅制御を行なうパルス幅変調制御手段と、駆動運転時には前記ダイオードを介して前記負荷に電力を供給し、制動運転時には前記交流電源の位相に同期させてスイッチングする前記自己消弧形半導体素子を介して前記負荷側から前記交流電源に電力を回生する電力回生制御手段と、前記パルス幅変調制御手段と電力回生制御手段とを切り替える切替手段とを備えるものとする。

この発明に係る電力変換装置によれば、一つの電力変換装置で異なる制御方式の切替えが容易に行え、アプリケーションへの適応性向上を図ることができる。また、構成部品の共通化により製品の低価格化を図ることができる。

以下、この発明に係る電力変換装置の実施の形態につき、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、この発明の実施の形態を示す回路構成図である。なお、図４，５と同一符号を付したものはおおよそ同一の機能を有するので詳細な説明は省略する。

図１において、１は交流電源、２は交流リアクトル、３は充電抵抗回路、４はヒューズ、３０は電力変換装置、８はＰＷＭ制御装置７の出力側に接続される直流入力方式対応のインバータなどの負荷である。電力変換装置３０は、ＩＧＢＴ等の自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とをそれぞれ逆並列接続し、これをブリッジ接続したコンバータ回路５と、このコンバータ回路５の出力側に設けられた平滑コンデンサ６とにより主回路が構成されている。また、電力変換装置３０は、後述するＰＷＭ制御手段３１ａおよび電力回生制御手段３１ｂを備えており、相電圧検出器９から絶縁変換器１０を介して検出される交流電源１の相電圧検出値、電流検出器１２から絶縁変換器１６を介して検出される交流電源１の電流検出値、絶縁変換器１４を介して検出される平滑コンデンサ６の直流電圧検出値が、それぞれＰＷＭ制御手段３１ａおよび電力回生制御手段３１ｂに入力されている。さらに、電力変換装置のタッチパネル等の設定装置（図示せず）によるパラメータ設定により動作してＰＷＭ制御手段３１ａと電力回生制御手段３１ｂとを切り替える制御方式の切替スイッチ３２が設けられており、この切り替えに従って自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６に点弧信号が与えられ、コンバータ回路５を制御する。

この実施の形態においては、コンバータ回路５の自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング動作に関わる制御手段を全てソフトウエアにて構築し、ＰＷＭ制御手段３１ａと電力回生制御手段３１ｂとの両制御手段を備え、これら制御手段の切り替えを電力変換装置３０のパラメータ設定により動作する制御方式の切替スイッチ３２を設け、さらに、前記両制御手段３１ａ，３１ｂ及び切替えスイッチ３２以外の回路を共通回路として構成している。

図２は、図１のＰＷＭ制御手段３１ａの詳細を示す回路構成図である。

図２において、１１は相電圧検出器９と絶縁変換器１０とを介して検出した交流電源１の相電圧の位相に同期した角度信号θ（θ＝０°〜３６０°）を発生する電源電圧同期角度演算器、１３は電圧設定器、１５は電圧設定器１４の電圧設定値と平滑コンデンサ６の両端の直流電圧検出値との偏差により電圧調整動作を行ない、有効電流指令値及び無効電流指令値を出力する電圧調節器、１８は３相／２相変換器１７が出力する電流検出値を角度信号θにより座標変換して有効電流検出値及び無効電流検出値を出力する座標変換器、１９は電圧調節器１５からの有効電流指令値と座標変換器１８からの有効電流検出値との偏差を調節演算する（有効）電流調節器、２０は電圧調節器１５からの無効電流指令値と座標変換器１８からの無効電流検出値との偏差を調節演算する（無効）電流調節器、２１は電流調節器１９，２０の出力を角度信号θにより交流電源１の位相に同期させて座標変換し、有効分の電圧指令値と無効分の電圧指令値を出力する座標変換器、２２は座標変換器２１の出力を３相量の電圧指令値に変換する２相／３相変換器、２３は２相／３相変換器２２の出力である各相電圧指令値とキャリア信号発生器２４が発生するキャリア信号とを比較した結果に基づいてパルス幅変調制御を行い、コンバータ回路５のそれぞれの自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６にゲート信号を与えるＰＷＭ制御回路である。

図３は、図１の電力回生制御手段３１ｂの詳細を示す回路構成図である。

図３において、２６は絶縁変換器１４を介して検出される平滑コンデンサ６の直流電圧検出値と相電圧検出器９および絶縁変換器１０を介して検出される交流電源１の交流電圧検出値とを比較し、交流電圧検出値に対して直流電圧検出値が動作レベル以上高くなると回生状態と判断してゲート駆動指令信号を出力する回生動作判別演算回路、２７は相電圧検出器９から絶縁変換器１０を介して検出される交流電源１の相電圧検出値に基づいて自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６に与える点弧信号（図６（ロ）参照）を演算する点弧信号発生器、２８は回生動作判別演算回路２６が出力するゲート駆動指令信号と点弧信号発生器２７が出力する点弧信号とに基づいて自己消弧形半導体素子Ｔ１〜Ｔ６にゲート駆動信号を与えるゲート駆動回路である。

上記構成において、電力変換装置３０のパラメータ設定により切替スイッチ３２を操作して、制御方式をＰＷＭ制御手段３１ａと電力回生制御手段３１ｂとのいずれにするかを選択する。

ここで、ＰＷＭ制御手段３１ａが選択されると、交流電圧をコンバータ回路５のダイオードＤ１〜Ｄ６を介して直流電圧に変換し平滑コンデンサ６が充電し、平滑コンデンサ６の電圧が動作レベルを超えると、ＰＷＭ制御手段３１ａは運転動作を始める。絶縁変換器１４を介して平滑コンデンサ６の電圧を検出し、これが電圧設定器１３で設定される所定値となるように電圧調節器１５にて調節する。相電圧検出器９，絶縁変換器１０を介して検出した交流電源１の相電圧の位相に同期した角度信号θを電源電圧同期角度演算１１にて求め、電流検出器１２，絶縁変換器１６，３相／２相変換器１７を介して検出される電流検出値を角度信号θにより座標変換して求まる有効電流検出値及び無効電流検出値が、電圧調節器１５から出力される有効電流指令値及び無効電流指令値と一致するように電流調節器１９、２０にて調節演算する。この電流調節器からの出力を座標変換器２１及び２相／３相変換器２２を介して各相の交流電圧指令値に変換し、キャリア信号発生器２４にて発生したキャリア信号と比較した結果に基づきＰＷＭ制御回路２３にてパルス幅変調制御を行なってコンバータ回路５を制御する。

一方、電力回生制御手段３１ｂが選択されると、出力側に接続されるインバータなどの負荷８が駆動運転時には、コンバータ回路５の半導体素子Ｔ１〜Ｔ６を常時オフ状態とし、交流電源１から交流リアクトル２を介し、更にコンバータ回路５のダイオードＤ１〜Ｄ６を介して負荷８に電力を供給する。また、負荷８が制動運転時には、絶縁変換器１４を介して検出される平滑コンデンサ６の直流電圧検出値と相電圧検出器９、絶縁変換器１０を介して検出される交流電源１の交流電圧検出値とを比較し、交流電圧検出値に対して直流電圧検出値が動作レベル以上高くなると回生動作判別演算２６にて回生状態と判別して、コンバータ回路５の半導体素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート駆動回路２８からゲート駆動指令を発生し、交流電源１に電力を回生する。

この発明の実施の形態を示す回路構成図図１のＰＷＭ制御手段の詳細を示す回路構成図図１の電力回生制御手段の詳細を示す回路構成図従来例のＰＷＭ制御装置を示す回路構成図従来例の電力回生装置を示す回路構成図図５の制動運転時の自己消弧形半導体素子の点弧信号を示す波形図

符号の説明

１…交流電源、２…交流リアクトル、５…コンバータ回路、６…平滑コンデンサ、８…負荷、３０…電力変換装置、３１ａ…ＰＷＭ制御手段、３１ｂ…電力回生制御手段、３２…切替スイッチ。

Claims

自己消弧形半導体素子とダイオードとの逆並列回路をブリッジ接続し、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置において、
前記電力変換装置の出力の直流電圧を検出し、この直流電圧が所定の値となるように電圧の調節演算をし、この電圧の調節演算により得られた電流指令値と前記交流電源の電流検出値とを一致させるよう電流の調節演算をし、この電流の調節演算に基づいて得られた各相の電圧指令値とキャリア信号との比較により前記電力変換装置のパルス幅制御を行なうパルス幅変調制御手段と、
駆動運転時には前記ダイオードを介して前記負荷に電力を供給し、制動運転時には前記交流電源の位相に同期させてスイッチングする前記自己消弧形半導体素子を介して前記負荷側から前記交流電源に電力を回生する電力回生制御手段と、
前記パルス幅変調制御手段と電力回生制御手段とを切り替える切替手段とを備えることを特徴とする電力変換装置。