JP6016836B2

JP6016836B2 - 電力変換装置、および電力変換制御方法

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Publication number: JP6016836B2
Application number: JP2014057482A
Authority: JP
Inventors: 賢司藤原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-03-20
Filing date: 2014-03-20
Publication date: 2016-10-26
Anticipated expiration: 2034-03-20
Also published as: JP2015186267A

Description

この発明は、太陽電池用のパワーコンディショナや無停電電源装置等の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ、特に瞬時値制御ＰＷＭ方式で動作する３レベルインバータを備える電力変換装置、および電力変換制御方法に関する。

近年の省エネ志向に伴い、パワーコンディショナや無停電電源装置などの電力変換装置においては高効率化が求められている。従来、インバータのＰＷＭ制御方法の一つに瞬時値制御ＰＷＭ方式と、平均値制御ＰＷＭ方式とが知られており、特に、前者の瞬時値制御ＰＷＭ方式は、電流制御の応答性がよいという利点があり、急峻な変化を要する負荷に対して利用されることが多い（例えば、下記の特許文献１参照）。

このような、瞬時値制御ＰＷＭ方式を採用したインバータの内、特に、３レベルインバータは、出力電圧パルスのステップ数が増加することにより、比較的歪の少ない出力が得られるという利点、スイッチング素子に印加される電圧が２レベルに比べて約半減するので、比較的低い耐圧のスイッチング素子を使用することができるという利点、さらに、スイッチング素子印加電圧の減少に伴い、高周波機器では損失比率が高くなるスイッチング損失を低減できるなどの利点がある（例えば、下記の特許文献２参照）。

特開昭５９−７６１８０号公報特許第２８１４８３７号公報

このような瞬時値制御ＰＷＭ方式で動作する３レベルインバータは、交流出力に含まれる高周波成分が負荷や電力系統に悪影響を与えることから、高調波低減の取り組みが重要となっている。特に、３レベルインバータの出力電圧を補正するためには、その補正の方向に対して正しい組み合わせでスイッチング素子をオン／オフ動作させる必要がある。

上記の特許文献２記載のように、歪が大きくなる期間のみバイポーラ動作させることもできるが、バイポーラ期間はスイッチングロスが大きくなるため、必要期間以上にバイポーラ動作させるのは好ましくない。

また、ダイオード整流器と平滑コンデンサを組み合わせたような非線形負荷については、歪の発生し易い電流ゼロクロス点の期間が、３レベルインバータに接続される負荷により異なったものとなるので、特許文献２記載の従来技術では、バイポーラ動作が必要な期間を特定することができず、したがって、スイッチング素子を出力電圧の補正の方向に対して正しい組み合わせでオン／オフ動作させることが難しく、出力波形歪の発生を十分に抑えることができない。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、瞬時値制御ＰＷＭ方式で動作する３レベルインバータを用いる場合に、線形負荷のみならず、非線形負荷についてもゼロクロス時の出力波形歪の発生を抑えることができ、低歪の出力電圧を負荷に供給できる電力変換装置、および電力変換制御方法を提供することを目的とする。

この発明は、上記の課題を解決するために、直流電源から入力される電圧を交流電圧に変換して出力する３レベルインバータを備え、上記３レベルインバータは、正電位と零電位を交互にＰＷＭ出力する正極性のインバータ出力極性と、負電位と零電位を交互にＰＷＭ出力する負極性のインバータ出力極性を有し、かつ上記ＰＷＭのパルス幅は出力電流の偏差に基づき決定される瞬時値制御方式で制御されるものであり、上記３レベルインバータの交流出力をリアクトルとコンデンサで構成される平滑フィルタを介して負荷に供給する場合において、次の構成を採用している。

すなわち、この発明において、上記３レベルインバータの動作を制御する制御回路を備え、上記制御回路は、上記３レベルインバータの出力電圧を検出する出力電圧センサと、上記リアクトルに流れる出力電流を検出する出力電流センサと、制御目標となる目標出力電圧および目標出力電流をそれぞれ決定する回路部と、上記目標出力電流と上記出力電流センサで検出した上記出力電流との電流偏差を求める回路部とを含むとともに、上記目標出力電圧、上記目標出力電流、および上記電流偏差についてそれぞれ正負の極性を判定する比較器と、上記比較器から出力される３つの信号に基づいて上記インバータ出力極性の上記正極性と上記負極性のいずれか一方を決定する極性判定論理回路と、を備えることを特徴としている。

また、この発明の電力変換制御方法は、上記３レベルインバータの動作を制御する制御回路により、電圧センサで検出される上記３レベルインバータの出力電圧と、出力電流センサで検出される上記リアクトルに流れる出力電流とを取り込む一方、制御目標となる目標出力電圧と目標出力電流を決定するとともに、上記目標出力電流と上記出力電流センサで検出される上記出力電流との電流偏差を求め、上記目標出力電圧、上記目標出力電流、および上記電流偏差についてそれぞれ正負の極性を判定し、その判定結果に基づいて上記インバータ出力極性の上記正極性と上記負極性のいずれか一方を決定することを特徴としている。

この発明によれば、３レベルインバータの出力電圧と出力電流の現在状態に最適なインバータ出力極性を判定する際に、目標出力電圧の正負の極性だけでなく、目標出力電流信号の正負の極性や、検出された出力電流と目標出力電流との電流偏差の３つの情報に基づいてインバータ出力極性を判定して、瞬時値制御ＰＷＭ方式の下でスイッチング素子をオン／オフ制御するので、制御上の遅延やオーバーシュートのような非定常時においても、それ適した極性に高速に切り替えることができる。このため、線形負荷だけでなく、非線形負荷に対しても低歪な出力波形が得られるので、高品質な電力を負荷や電力系統に提供することが可能となる。

この発明の実施の形態１における電力変換装置の全体を示す構成図である。同電力変換装置の制御回路に設けられたインバータ制御動作決定部の構成を示すブロック図である。図２の構成のインバータ出力極性決定出力部が備える極性判定論理回路の具体例を示す回路図である。瞬時値制御ＰＷＭ方式に基づくスイッチング動作の説明に供する波形図である。瞬時値制御ＰＷＭ方式（特に電流偏差の検出値）に基づくスイッチング動作の説明に供する波形図である。この発明の実施の形態１の電力変換装置において、インバータ出力極性が正極性の場合のスイッチング素子のスイッチング状態と電流経路およびリアクトルへの印加電圧の関係を示す動作説明図である。この発明の実施の形態１の電力変換装置において、インバータ出力極性が負極性の場合のスイッチング素子のスイッチング状態と電流経路およびリアクトルへの印加電圧の関係を示す動作説明図である。この発明の実施の形態１の電力変換装置において、３レベルインバータに接続される線形負荷および非線形負荷の回路例と、それらの負荷への出力電圧と出力電流との関係を示す波形図である。３レベルインバータに非線形負荷が接続されている場合において、この発明に基づいてインバータ出力特性を判定しない場合における非線形負荷への出力電圧と出力電流を示す波形図である。この発明の実施の形態１の電力変換装置において、インバータ出力特性が負特性の場合において、出力電圧が正極性であるときのスイッチング状態と電流経路およびリアクトルへの印加電圧の関係を示す動作説明図である。この発明の実施の形態１の電力変換装置において、３レベルインバータに非線形負荷が接続されている場合において、図２に示す極性判定回路部でインバータ出力特性を判定した結果を用いた場合の非線形負荷への出力電圧と出力電流を示す波形図である。この発明の実施の形態２における電力変換装置の全体を示す構成図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の変形例を示す構成図である。

実施の形態１．
図１はこの実施の形態における電力変換装置の全体を示す構成図である。

この実施の形態１における電力変換装置は、直流電源１を入力としてその電圧レベルを変換して直流のまま出力する直流／直流変換器２と、この直流／直流変換器２の出力を交流に変換する３レベルインバータ３とを備える。なお、直流／直流変換器２としては、昇圧チョッパや降圧チョッパなどが適用される。

この実施の形態１における３レベルインバータ３は、入力側に正側母線コンデンサ４および負側母線コンデンサ５が直列に接続され、この２直列のコンデンサ４、５に並列に２つの半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子という）Ｑ１、Ｑ４が同方向に直列接続され、これらのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の互いの接続点と各コンデンサ４、５の互いの接続点間に、２つのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が逆方向に直列接続されてなる双方向スイッチが接続されている。また、各々のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端には逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ接続されており、これらハーフブリッジ構成により３レベル出力を行っている。また、３レベルインバータ３の出力端側には、リアクトル８および出力コンデンサ１０からなる平滑フィルタを介して負荷１４が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔｉｖｅＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などに代表される自己消弧形のスイッチング素子が用いられる。

そして、各母線コンデンサ４、５に対しては、各電圧をそれぞれ検出する正側母線電圧センサ６および負側母線電圧センサ７が設けられている。また、リアクトル８に対しては、負荷１４への出力電流ｉｄを検出するための出力電流センサ９が、また、出力コンデンサ１０に対しては、負荷１４への出力電圧ｖｄを検出するための出力電圧センサ１１が設けられている。

さらに、この実施の形態１における電力変換装置は、上記の各センサ６、７、９、１１の検出出力を取り込み、直流／直流変換器２および３レベルインバータ３の動作を制御する制御回路１５を備える。

上記の制御回路１５には、インバータ制御動作決定部１７、ヒステリシスしきい値生成回路部１３、およびゲート信号生成部１８が設けられている。

インバータ制御動作決定部１７は、図２に示すように、制御目標となる目標出力電圧ｖｏを生成する目標電圧瞬時値生成回路１２と、出力電圧センサ１１で検出された出力電圧ｖｄと上記の目標電圧瞬時値生成回路１２で生成された目標出力電圧ｖｏの各値を用いて３レベルインバータ３の出力電圧ｖｄを制御するために必要な制御目標となる目標出力電流ｉｏを生成して出力する目標電流瞬時値生成回路１６を備えるとともに、さらに、後述するインバータ出力極性を判定するための極性判定回路部２０を有する。

この極性判定回路部２０は、出力電流センサ９で検出される出力電流ｉｄ、目標電流瞬時値生成回路１６で生成された目標出力電流ｉｏ、および目標電圧瞬時値生成回路１２で生成された目標出力電圧ｖｏをそれぞれ取り込み、目標出力電流ｉｏと検出した出力電流ｉｄの偏差Δｉ（＝ｉｄ−ｉｏ）を求める減算器２２と、上記減算器２２で得られる偏差Δｉ、上記の目標出力電流ｉｏ、および上記の目標出力電圧ｖｏについて、それぞれ正負の極性を判定する比較器２１ａ〜２１ｃと、各比較器２１ａ〜２１ｃから出力される３つの信号に基づいて後述するインバータ出力極性を決定する極性判定論理回路１９を備える。

なお、極性判定論理回路１９は、例えば図３に示すように、反転回路１９ａ、１９ｂ、論理和回路１９ｄ、１９ｅ、１９ｆ、論理積回路１９ｃ、１９ｇなどを組み合わせたアナログ電子回路として構成することが可能であるが、ソフトウェアで構成することもできる。

また、前述のヒステリシスしきい値生成回路部１３は、目標電流瞬時値生成回路１６から出力される目標出力電流ｉｏを入力し、この目標出力電流ｉｏに対してマイナス方向およびプラス方向に幅を持たせた２つのしきい値ＴＨ１、ＴＨ２を設定するものである。

また、ゲート信号生成部１８は、出力電流センサ９の検出される出力電流ｉｄを取り込み、インバータ制御動作決定部１７で決定されるインバータ出力極性の結果、およびヒステリシスしきい値生成回路部１３で設定されるしきい値ＴＨ１、ＴＨ２に基づいて、リアクトル８に流れる出力電流ｉｄが目標出力電流ｉｏに制御されるように、瞬時値制御ＰＷＭ方式により３レベルインバータ３の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフ動作するためのゲート信号を出力するものである。

なお、上記の目標電圧瞬時値生成回路１２と目標電流瞬時値生成回路１６とが、特許請求の範囲に記載する制御目標となる目標出力電圧ｖｏおよび目標出力電流ｉｏをそれぞれ決定する回路部に対応し、また、減算器２２が特許請求の範囲に記載する目標出力電流ｉｏと出力電流センサ９で検出した出力電流ｉｄとの電流偏差Δｉを求める回路部に対応している。

図４（Ａ）は瞬時値制御ＰＷＭ方式に基づくスイッチング動作の説明に供する波形図であり、図４（Ｂ）は図４（Ａ）における符号Ｘの部分を拡大したものである。

図４（Ｂ）に示す状態は、負荷１４への出力電圧ｖｄが正極性の電圧であり、負荷１４への出力電流ｉｄも正極性の電流となる期間である。このような状態の場合、図１に示す３レベルインバータ３の４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（以下では単に、Ｑ１〜Ｑ４と略す）の駆動状態は、Ｑ２はオン状態を、Ｑ４はオフ状態をそれぞれ継続し、Ｑ１およびＱ３が交互にオン／オフされるモードである。

特に、図４（Ｂ）に示す区間Ｔ１では、Ｑ１がオンし、Ｑ３がオフしているので、リアクトル８に流れる出力電流ｉｄは正側に向けて上昇し、しきい値ＴＨ２を超えた時点（区間Ｔ２に移行する時点）でＱ１をオフし、Ｑ３をオンに切り替える。そして、区間Ｔ２では、Ｑ１がオフ、Ｑ３がオンしている状態なので、出力電流ｉｄは負側に向けて低下する。次に、しきい値ＴＨ１を下回った時点（区間Ｔ３に移行する時点）で、Ｑ１をオンし、Ｑ３をオフに切り替えるので、区間Ｔ１の場合と同様にリアクトル８に流れる出力電流ｉｄは正側に向けて再び上昇する。この繰り返しにより、リアクトル８を流れる出力電流ｉｄが、正弦波形に変化する目標出力電流ｉｏに沿って変化するようにＱ１およびＱ３のオン／オフのデューティ比が調整されＰＷＭ制御される。

ここで、３レベルインバータ３は、Ｑ２をオン、Ｑ４をオフとした状態を保ってＱ１およびＱ３を交互にオン／オフさせる動作状態、つまり正電位と零電位を交互にＰＷＭ出力するインバータ出力極性と、Ｑ３をオン、Ｑ１をオフとした状態を保ってＱ４とＱ２を交互にオン／オフさせる動作状態、つまり負電位と零電位を交互にＰＷＭ出力するインバータ出力極性とが存在する。そして、この実施の形態１では、前者の動作状態をインバータ出力極性が正極性であると、また後者の動作状態をインバータ出力極性が負極性であると定義する。

なお、瞬時値制御ＰＷＭ方式におけるヒステリシス比較の方法は、図４に示したように、出力電流ｉｄをしきい値ＴＨ１、ＴＨ２と直接比較する方法以外にも、現在の出力電流ｉｄと目標出力電流ｉｏとの偏差Δｉ（＝ｉｄ−ｉｏ）をしきい値ＴＨ３、ＴＨ３と比較する方法もある。

例えば、出力電圧ｖｄが正の電圧を出力し、出力電流ｉｄも正の電流を出力している期間では、図５に示すように、Ｑ２をオン、Ｑ４をオフの状態に継続し、Ｑ１およびＱ３を交互にオン／オフ動作させる。この場合、区間Ｔ４ではＱ１がオンし、Ｑ３がオフしているので、リアクトル８に流れる出力電流ｉｄは正側に向けて上昇し、偏差Δｉがしきい値ＴＨ３を超えた時点（区間Ｔ５に移行する時点）でＱ１をオフし、Ｑ３をオンに切り替える。そして、区間Ｔ５ではＱ１がオフ、Ｑ３がオンしている状態なので、出力電流ｉｄは負側に向けて低下する。次に、しきい値ＴＨ４を下回った時点（区間Ｔ６に移行する時点）で、Ｑ１をオンし、Ｑ３をオフに切り替えるので、区間Ｔ４の場合と同様にリアクトル８に流れる出力電流ｉｄは正側に向けて再び上昇する。この繰り返しにより、リアクトル８を流れる出力電流ｉｄが目標出力電流ｉｏに沿って変化するようにＱ１およびＱ３のオン／オフのデューティ比が調整されＰＷＭ制御される。

図６は、インバータ出力極性が正極性の場合（すなわち、前述のようにＱ２をオン、Ｑ４をオフとした状態を保って、Ｑ１およびＱ３を交互にオン／オフさせる動作状態）の出力電流ｉｄの通過経路を示しており、特に図６（Ａ）、（Ｂ）は、３レベルインバータ３が力行時の状態（出力電圧ｖｄが正極性で、出力電流ｉｄも正極性の場合）を、また、図６（Ｃ）、（Ｄ）は、３レベルインバータ３が回生時の状態（出力電圧ｖｄが正極性で、出力電流ｉｄが負極性の場合）をそれぞれ示している。

また、図７は、インバータ出力極性が負極性の場合（すなわち、前述のようにＱ３をオン、Ｑ１をオフとした状態を保って、Ｑ４とＱ２を交互にオン／オフさせる動作状態）の出力電流ｉｄの通過経路を示しており、特に図７（Ａ）、（Ｂ）は、３レベルインバータ３が回生時の状態（出力電圧ｖｄが負極性で、出力電流ｉｄが正極性の場合）を、また、図７（Ｃ）、（Ｄ）は、３レベルインバータ３が力行時の状態（出力電圧ｖｄが負極性で、出力電流ｉｄも負極性の場合）をそれぞれ示している。

なお、図６および図７には、リアクトル８に発生する電圧値ＶＬを、正側母線コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃｐと負側母線コンデンサ５の両端電圧Ｖｄｃｎと負荷１４に印加される出力電圧（出力コンデンサ１０の両端電圧）ｖｄを用いてそれぞれ示している。この場合、出力電圧ｖｄを制御するために各母線コンデンサ４、５の両端電圧ＶｄｃｐおよびＶｄｃｎは、出力電圧ｖｄのピーク値の絶対値よりも大きな値になるように直流／直流変換器２により制御されている。

ここで、例えば、図６に示すようなインバータ出力極性が正極性の場合、確立されている各母線コンデンサ４、５の両端の直流電圧Ｖｄｃｐ、Ｖｄｃｎを利用して、出力電流ｉｄを比較的自由に正方向に向けて増加させることができるが、出力電流ｉｄを負方向に向けて低下させる場合には、出力電流ｉｄの制御は、出力コンデンサ１０が保持している出力電圧ｖｄに左右される。

特に、出力電圧ｖｄのゼロクロス点の近傍では、下記の式（１）で示されるように、リアクトル８に発生する出力電圧ｖｄと出力電流ｉｄの関係から、出力電圧ｖｄが小さい場合には、この出力電圧ｖｄだけで出力電流ｉｄを制御することが難しくなり、波形歪が生じる。
リアクトル電流変化量＝印加時間÷インダクタンス×リアクトル印加電圧 …（１）

このとき、目標電流瞬時値生成回路１６が出力する目標出力電流ｉｏの値が正極性側からゼロクロス点まで下がった場合には、目標出力電圧ｖｏが正極性であっても、インバータ出力極性を負極性に切り替えることで目標出力電流ｉｏの値を低下させ、波形歪の発生を抑える必要がある。

同様に、目標出力電流ｉｏの値が負極性側からゼロクロス点まで上がった場合には、目標出力電圧ｖｏが負極性であっても、インバータ出力極性を正極性に切り替えることで目標出力電流ｉｏの値を増加させ、波形歪の発生を抑える必要がある。

ここで、３レベルインバータ３の出力側に接続された負荷１４が線形負荷であれば、上記の目標出力電流ｉｏの極性に応じてインバータ出力極性を切り替えるだけで波形歪の発生を小さく抑えることが可能である。

しかし、３レベルインバータ３の出力側に接続された負荷１４が、ダイオード整流器とコンデンサを組み合わせた負荷など、クレストファクタが高い非線形負荷である場合には、問題が発生する。以下、この点について詳細に説明する。

図８（Ａ）は３レベルインバータ３に接続される負荷１４が線形負荷の場合の回路例を、また図８（Ｂ）はダイオード整流器とコンデンサを備えたクレストファクタが高い非線形負荷である場合の回路例をそれぞれ示している。

図８（Ａ）に示したように、３レベルインバータ３に接続される負荷１４が線形負荷の場合には、図８（Ｃ）の波形図に示すように、３レベルインバータ３から負荷１４への出力電圧ｖｄと負荷１４への出力電流ｉｄとはゼロクロス点が共に一致している。

これに対して、図８（Ｂ）に示したように、３レベルインバータ３に接続される負荷１４が非線形負荷の場合には、図８（Ｄ）の波形図に示すように、３レベルインバータから負荷１４への出力電圧ｖｄが正極側で上昇する場合には、その値がｖｄ１に達したときに負荷１４への出力電流ｉｄが流れ始め、また、出力電圧ｖｄが正極側で低下する場合には、その値がｖｄ２に達したときに負荷１４への出力電流ｉｄが流れなくなる。これは出力電圧ｖｄが負の場合でも同じ状況である。

ここで、例えば、図８（Ｄ）に示したように、出力電圧ｖｄが正極性の状態で電源半周期内の中途で負荷１４への電力供給が終了した時、つまり出力電流ｉｄが正から負へ向けてゼロクロスする瞬間に目標電流瞬時値生成回路１６が制御遅れやオーバーシュートに起因して負の目標出力電流ｉｏを出力することがある。その際、インバータ出力極性は負極性に切り替えられる。図８（Ｄ）から分かるように、出力電流ｉｄがゼロクロスする瞬間にインバータ出力極性が負極性に切り替えられても、出力電圧ｖｄの絶対値は依然として高い状態（例えばｖｄ２）に保たれている。

このように、３レベルインバータ３に接続される負荷１４が非線形負荷の場合、この発明を適用しない場合には、図９（Ａ）に示すように、出力電流ｉｄのゼロクロス点の近傍で波形歪が発生し易くなる。なお、図９（Ｂ）は図９（Ａ）における符号Ｚの部分を拡大したものである。この波形歪の発生の原因についてさらに詳しく説明する。

図１０は、インバータ出力極性が負極性である場合に、出力電圧ｖｄの極性が正、出力電流ｉｄの極性が負の状態であるときの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングに伴う電流通過経路およびリアクトル印加電圧ＶＬの変化を示している。

出力電流ｉｄがゼロクロスした瞬間にインバータ出力極性が負極性に切り替えられると、図１０に示すように、Ｑ３をオン、Ｑ１をオフとした状態を保って、Ｑ４とＱ２が交互にオン／オフさせる動作状態となるが、このとき、図８（Ｄ）に示したように、３レベルインバータ３に接続される負荷１４が非線形負荷の場合、出力電流ｉｄがゼロクロスしても、出力電圧ｖｄは依然として正極性の高い状態に保たれているため、出力コンデンサ１０をエネルギー源としてリアクトル８に出力電流ｉｄが流れ、その極性は負となる。

具体的には、インバータ出力極性が負極性の場合で、図９（Ｂ）に示す区間Ｙ１では、出力電流ｉｄは上下のしきい値ＴＨ１、ＴＨ２の間にあるので、図１０（Ａ）に示すように、Ｑ３をオン、Ｑ１をオフとした状態を保ってＱ４はオン、Ｑ２はオフとなるので、出力コンデンサ１０をエネルギー源としてリアクトル８に流れる出力電流ｉｄの極性が負となり、出力電流ｉｄが低下する。

次に、出力電流ｉｄが負側のしきい値ＴＨ１に到達すると、図１０（Ｂ）に示すように、Ｑ３をオン、Ｑ１をオフとした状態を保ってＱ４はオフ、Ｑ２はオンとなる。このように、しきい値ＴＨ１まで出力電流ｉｄが下がったことを認識してＱ４をオフにしても、出力電圧ｖｄが正極性の高い状態に保たれているため、図９（Ｂ）に示す区間Ｙ２では、出力コンデンサ１０をエネルギー源として出力電流ｉｄはさらに低下し続けるため、出力電圧ｉｄの波形に歪が生じる。

なお、図９（Ｂ）において、出力電流ｉｄがしきい値ＴＨ１を越えて過剰に低下すると、出力電圧ｖｄも大きく低下するので、目標電流瞬時値生成回路１６は、出力電圧ｖｄが目標出力電圧ｖｏから大きく外れていることを検知し、目標出力電圧ｖｏが得られるように必要な目標出力電流ｉｏを生成して出力するので、出力電圧ｖｄが増加する方向に転じる。

このように、目標電流瞬時値生成回路１６の出力である目標出力電流ｉｏの極性が正になることを待つ間にも、出力コンデンサ１０が不要な放電を続けるので、図９に示したように出力電圧ｉｄの歪が悪化する。よって、この波形歪の発生を回避するためには、目標出力電流ｉｏが負極性であっても、高速にインバータ出力極性を正極性に切り替える必要がある。

同様に、出力電圧ｖｄが負極性の状態で電源半周期内の中途で負荷１４への電力供給が終了した時、つまり出力電流ｉｄが負から正に向けてゼロクロスする瞬間に目標電流瞬時値生成回路１６が制御遅れやオーバーシュートに起因して正の目標出力電流ｉｏを出力することがある。その際、インバータ出力極性は正極性に切り替えられる。

図８（Ｄ）から分かるように、出力電流ｉｄがゼロクロスする瞬間にインバータ出力極性が正極性に切り替えられても、出力電圧ｖｄの絶対値は依然として高い状態に保たれている。このため、しきい値ＴＨ２まで電流を上がったことを認識してＱ１をオフにしても、出力コンデンサ１０をエネルギー源として出力電流ｉｄはさらに増加し続けるため、出力電圧ｉｄの波形に歪が生じる。

このように、目標電流瞬時値生成回路１６の出力である目標出力電流ｉｏの極性が負になることを待つ間にも、出力コンデンサ１０が不要な放電を続けるので、図９に示したように出力電圧ｉｄの歪が悪化する。よって、この波形歪の発生を回避するためには、目標出力電流ｉｏが正極性であっても、高速にインバータ出力極性を負極性に切り替える必要がある。

そこで、この実施の形態１では、目標出力電圧ｖｏ、目標出力電流ｉｏ、および目標出力電流ｉｏと検出される出力電流ｉｄとの偏差Δｉ、の３つ信号を用いることにより、インバータ出力極性を判定し、その判定結果に基づいてその極性を適切に選択することにより、出力電圧ｖｄの波形歪の発生を抑えるようにしている。

すなわち、図２に示すように、極性判定回路部２０は、出力電流センサ９で検出される出力電流ｉｄ、目標電流瞬時値生成回路１６で生成された目標出力電流ｉｏ、および目標電圧瞬時値生成回路１２で生成された目標出力電圧ｖｏをそれぞれ取り込み、出力電流ｉｄと目標出力電流ｉｏとの偏差Δｉ（＝ｉｄ−ｉｏ）を減算器２２で求める。

次いで、各比較器２１ａ〜２１ｃによって、減算器２２で得られる偏差Δｉ、目標出力電流ｉｏ、および目標出力電圧ｖｏについて、それぞれ正負の極性を判定する。そして、極性判定論理回路１９は、各比較器２１ａ〜２１ｃから出力される３つの信号に基づき、それらの判定結果の組み合わせで最適なインバータ出力極性を決定する。

表１に極性判定論理回路１９により判定されるインバータ出力極性の正（“１”）、負（“０”）の真理値表を示す。

ここで、この発明の特徴の理解を容易にするため、３レベルインバータ３に接続される負荷１４が非線形負荷であり、図９（Ｂ）で示した場合と同様に、出力電流ｉｄが正極側から負極側へゼロクロスした際の状況について、図１１を用いて説明する。

出力電流ｉｄが正極側から負極側ゼロクロスしても、出力電圧ｖｄは依然として正極性の高い状態に保たれているため、出力コンデンサ１０をエネルギー源としてリアクトル８に出力電流ｉｄが流れ、その極性は負となる。

よって、図１１に示す区間Ｙ３では、目標出力電圧ｖｏの極性は正（“１”）、目標出力電流ｉｏの極性は負（“０”）であり、また、出力電流ｉｄはしきい値ＨＴ２と目標出力電流ｉｏとの間にあるので、出力電流ｉｄと目標出力電流ｉｏとの偏差Δｉの極性は正（“１”）である。これに該当するのは、表１の条件（ｉｉｉ）の場合であるので、このとき、インバータ出力極性は負極性（“０”）が選択される。

この区間Ｙ３で、Ｑ３をオン、Ｑ１をオフとした状態を保って、Ｑ４がオン、Ｑ２がオフとなると、図１０（Ａ）に示したのと同じ状態となり、出力コンデンサ１０をエネルギー源としてリアクトル８に流れる出力電流ｉｄの極性が負となり、出力電流ｉｄが低下する。これは、先の図９（Ｂ）の区間Ｙ１で示した状況と同じである。

次に、出力電流ｉｄが目標出力電流ｉｏよりも低下して図１１に示す区間Ｙ４になると、目標出力電圧ｖｏの極性は正（“１”）、目標出力電流ｉｏの極性は負（“０”）であり、また、出力電流ｉｄは目標出力電流ｉｏよりも小さいので両者ｉｄ、ｉｏの偏差Δｉの極性は負（“０”）である。これに該当するのは、表１の条件（ｉｖ）の場合であるので、このとき、インバータ出力極性は正極性（“１”）が選択される。

この区間Ｙ４で、Ｑ４をオフ、Ｑ２をオンとした状態を保ってＱ３がオン、Ｑ１がオフになると、図６（Ｄ）に示したのと同じ状態になり、出力電流ｉｄが依然低下する。

さらに、出力電流ｉｄが目標出力電流ｉｏよりも低下して負側のしきい値ＴＨ１に到達して区間Ｙ５に移行した場合でも、目標出力電圧ｖｏの極性は正（“１”）、目標出力電流ｉｏの極性は負（“０”）であり、また、出力電流ｉｄは目標出力電流ｉｏよりも小さいので両者ｉｄ、ｉｏの偏差Δｉの極性は負（“０”）である。したがって、表１の条件（ｉｖ）に該当するので、インバータ出力極性はそのまま正極性（“１”）が選択される。

この区間Ｙ５で、Ｑ４がオフ、Ｑ２がオンの状態を保って、Ｑ１がオン、Ｑ３がオフになると、図６(Ｃ）に示したのと同じ状態になり、特定の電圧範囲に制御されている正側母線コンデンサ４の電圧Ｖｄｃｐを利用して出力電流ｉｄを上昇させることができる。

このように、この実施の形態１では、極性判定論理回路１９が表１に示す真理値表に基づいて最適なインバータ出力極性を決定するので、例えば、上記のような出力電圧ｖｄが正極性であり、目標出力電流ｉｏが負の状態になる場合には、出力電流ｉｄが目標出力電流ｉｏよりも下がったことを検出し、これに応じてインバータ出力極性を負極性から正極性に切り替えることで、図９（Ｂ）の区間Ｙ２において、図１０（Ｂ）のスイッチング状態になるのを回避し、図１１の区間Ｙ５のように、図６（Ｃ）のスイッチング状態へ遷移できるようになる。

これにより、瞬時値制御ＰＷＭ方式で動作する３レベルインバータ３を用いる場合に、負荷１４が線形負荷のみならず、非線形負荷である場合でも、ゼロクロス時の出力電圧ｖｄの波形歪の発生を抑えることができ、低歪の出力電圧ｖｄを負荷１４に供給することが可能となる。

実施の形態２．
図１２はこの実施の形態２における電力変換装置の全体を示す構成図である。

この実施の形態２における電力変換装置は、交流電源２９を入力とし、この交流電源電圧を直流電圧に変換する交流／直流変換器３０と、この交流／直流変換器３０の出力を交流に変換する３レベルインバータ３を備える。交流／直流変換器３０は、高力率コンバータやダイオード整流器に代表される交流電圧を直流に変換して出力できる電力変換装置である。

この実施の形態２においても、３レベルインバータ３や制御回路１５の構成については、図２から図３に示した実施の形態１の構成の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

したがって、この実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、極性判定回路部２０において、目標出力電圧ｖｏ、目標出力電流ｉｏ、および目標出力電流ｉｏと検出される出力電流ｉｄとの偏差Δｉ、の３つ信号を用いることにより、インバータ出力極性を判定し、その判定結果に基づいてその極性を適切に選択するので、瞬時値制御ＰＷＭ方式で動作する３レベルインバータ３を用いる場合に、負荷１４が線形負荷のみならず、非線形負荷である場合でも、ゼロクロス時の出力電圧ｖｄの波形歪の発生を抑えることができ、低歪の出力電圧ｖｄを負荷１４に供給することが可能となる。

なお、この実施の形態２および先の実施の形態１で示した構成の３レベルインバータ３の構成以外にも、３レベルインバータとして、例えば図１３に示すように、直列される４つの自己消弧型のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、その両端に接続される４つのダイオードＤ１〜Ｄ４、および特定の接続点を中性点電位にクランプするための２つのダイオードＤ５、Ｄ６で構成されたＮＰＣインバータを用いることも可能である。

図１３に示すＮＰＣインバータの具体的な構成としては、入力側に設けられた２直列のコンデンサ４、５に並列に４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が同方向に直列接続され、各々の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の両端には逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ備えられている。そして、各々の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４について、高電位側から１素子目と２素子目の第１の接続点と、２素子目と３素子目の第２の接続点と、３素子目と４素子目の第３の接続点のうち、上記第２の接続点は負荷１４に接続され、コンデンサ４、５の互いの接続点にアノードを上記第１の接続点にカソードを接続したダイオードＤ５と、コンデンサ４、５の互いの接続点にカソードを第３の接続点にアノードを接続したダイオードＤ６と、を備えて構成されている。

さらに、上記の実施の形態１、２では、３レベルインバータ３として、１個のブリッジで構成するハーフブリッジ単相インバータ方式の構成を示したが、この発明は、このような構成に限定されるものではなく、例えば、２個のブリッジを並列接続して構成されるフルブリッジインバータ方式、あるいは３個のブリッジを並列接続して構成される三相インバータ方式の３レベルインバータについても適用することが可能である。

さらに、この発明は上記の実施の形態１、２の構成のみに限定されるものではなく、この発明の趣旨を逸脱しない範囲内において、各構成に変形を加えたり、構成を省略することができ、また、各実施の形態１、２の構成を組み合わせることが可能である。

１直流電源、２直流／直流変換器、３３レベルインバータ、
Ｑ１〜Ｑ４半導体スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６ダイオード、
４正側母線コンデンサ、５負側母線コンデンサ、６正側母線電圧センサ、
７負側母線電圧センサ、８リアクトル、９出力電流センサ、
１０出力コンデンサ、１１出力電圧センサ、１２目標電圧瞬時値生成回路、
１３ヒステリシスしきい値生成回路、１４負荷、１５制御回路、
１６目標電流瞬時値生成回路、１７インバータ制御動作決定部、
１８ゲート信号生成部、１９極性判定論理回路、２０極性判定回路部、
２１ａ〜２１ｃ比較器、２２減算器、２９交流電源、３０交流／直流変換器。

Claims

直流電源から入力される電圧を交流電圧に変換して出力する３レベルインバータを備え、上記３レベルインバータは、正電位と零電位を交互にＰＷＭ出力する正極性のインバータ出力極性と、負電位と零電位を交互にＰＷＭ出力する負極性のインバータ出力極性を有し、かつ上記ＰＷＭのパルス幅は出力電流の偏差に基づき決定される瞬時値制御方式で制御されるものであり、上記３レベルインバータの交流出力をリアクトルとコンデンサで構成される平滑フィルタを介して負荷に供給する電力変換装置において、
上記３レベルインバータの動作を制御する制御回路を備え、上記制御回路は、上記３レベルインバータの出力電圧を検出する出力電圧センサと、上記リアクトルに流れる出力電流を検出する出力電流センサと、制御目標となる目標出力電圧および目標出力電流をそれぞれ決定する回路部と、上記目標出力電流と上記出力電流センサで検出した上記出力電流との電流偏差を求める回路部とを含むとともに、上記目標出力電圧、上記目標出力電流、および上記電流偏差についてそれぞれ正負の極性を判定する比較器と、上記比較器から出力される３つの信号に基づいて上記インバータ出力極性の上記正極性と上記負極性のいずれか一方を決定する極性判定論理回路と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
上記３レベルインバータの１ブリッジは、入力側に設けられた２直列のコンデンサに並列に２つの半導体スイッチング素子が同方向に直列接続され、上記半導体スイッチング素子の互いの接続点と上記コンデンサの互いの接続点間に、２つの半導体スイッチング素子が逆方向に直列接続されてなる双方向スイッチが接続され、各々の上記半導体スイッチング素子の両端には逆並列にダイオードがそれぞれ配置されて構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記３レベルインバータの１ブリッジは、入力側に設けられた２直列のコンデンサに並列に４つの半導体スイッチング素子が同方向に直列接続され、各々の上記半導体スイッチング素子の両端には逆並列にダイオードがそれぞれ備えられ、各々の上記半導体スイッチング素子について、高電位側から１素子目と２素子目の第１の接続点と、２素子目と３素子目の第２の接続点と、３素子目と４素子目の第３の接続点のうち、上記第２の接続点は上記負荷に接続され、上記コンデンサの互いの接続点にアノードを上記第１の接続点にカソードを接続したダイオードと、上記コンデンサの互いの接続点にカソードを上記第３の接続点にアノードを接続したダイオードと、を備えて構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
直流電源から入力される電圧を交流電圧に変換して出力する３レベルインバータを備え、上記３レベルインバータは、正電位と零電位を交互にＰＷＭ出力する正極性のインバータ出力極性と、負電位と零電位を交互にＰＷＭ出力する負極性のインバータ出力極性を有し、かつ上記ＰＷＭのパルス幅は出力電流の偏差に基づき決定される瞬時値制御方式で制御されるものであり、上記３レベルインバータの交流出力をリアクトルとコンデンサで構成される平滑フィルタを介して負荷に供給するとともに、上記３レベルインバータの動作を制御する制御回路を備えている場合において、
上記制御回路により、電圧センサで検出される上記３レベルインバータの出力電圧と、出力電流センサで検出される上記リアクトルに流れる出力電流とを取り込む一方、制御目標となる目標出力電圧と目標出力電流を決定するとともに、上記目標出力電流と上記出力電流センサで検出される上記出力電流との電流偏差を求め、上記目標出力電圧、上記目標出力電流、および上記電流偏差についてそれぞれ正負の極性を判定し、その判定結果に基づいて上記インバータ出力極性の上記正極性と上記負極性のいずれか一方を決定することを特徴とする電力変換制御方法。