JP2017034829A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低コストで実現できる電力変換装置を提供する。【解決手段】 実施形態によれば、電力変換回路と、制御部と、を備える。電力変換回路は、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第１のダイオードと第２のダイオードを直列に接続し、第１のスイッチと第１のダイオードと、及び、第２のスイッチと第２のダイオードと、を接続し、交流電源と第１のインダクタとの直列接続を、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点に接続し、第１のダイオードと第２のダイオードとの直列接続の両端にキャパシタを接続し、キャパシタの両端の電位差を出力電圧とする。制御部は、電源電圧の検出値と、回路電流の検出値と、キャパシタ電圧の検出値とに基づいて、正弦波電流が交流電源に流れるように第１のスイッチと第２のスイッチとを開閉させるパルス信号を供給する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

電力変換装置は、交流電源から得られる交流電圧を、電圧の異なる直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する。交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する回路では、交流電源に流れる交流電流を交流電源電圧と同位相の正弦波状にすることが最も力率が良く、高調波ノイズ発生も少ない。入力電流を正弦波にする回路は、力率改善器（ＰＦＣ：Ｐｈａｓｅ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ）と呼ぶ。

電力変換装置は、制御信号を生成するために、交流電源から回路に流れる回路電流を検出する。電力変換装置は、回路電流を検出する方法がいくつか知られている。
（１）安価な方法は低抵抗を電流経路に挿入してその両端に発生する電圧を検出する方法である。ただし、この方法は前段に全波整流回路を必要とするため、低コストではあるが全波整流が必要な分だけ全体効率が低下する問題がある。
（２）別の方法としては絶縁カレントトランスを用いる方法がある。この場合カレントトランスのコストアップが問題になるが、全波整流を必要としないため高効率を実現できる利点がある。いずれにしても高効率と安価な制御の両立ができていない。

特開２０１０−１１９１５９号公報

本発明が解決しようとする課題は、交流電源から電力を得て負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立を安価な方法で実現することにある。

実施形態によれば、電力変換回路と、制御部と、を備える。電力変換回路は、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第１のダイオードと第２のダイオードを直列に接続し、前記第１のスイッチと前記第１のダイオードと、及び、第２のスイッチと第２のダイオードと、をそれぞれ接続して閉ループを形成し、交流電源と第１のインダクタとの直列接続を、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点に接続し、前記第１のダイオードと第２のダイオードとの直列接続の両端にキャパシタを接続し、前記キャパシタの両端の電位差を出力電圧とする。制御部は、前記交流電源の電圧を検出する手段から得られる電源電圧の検出値と、前記電力変換回路のキャパシタに電荷をチャージする電流を検出する手段から得られる回路電流の検出値と、前記キャパシタの平滑電圧を検出する手段から得られるキャパシタ電圧の検出値とに基づいて、前記交流電源の電圧位相に同期した正弦波電流が前記交流電源に流れるように前記第１のスイッチと第２のスイッチとを前記交流電源の極性に応じて交互に開閉させるパルス信号を供給する。

図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、第１実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示すブロック図である。 図３（ａ）は、第１実施形態に係る電力変換装置を流れる電流経路のうち、交流電源が正電圧の場合を示す図である。図３（ｂ）は、第１実施形態に係る電力変換装置を流れる電流経路の別の例を示す図である。 図４（ａ）は、第１実施形態に係る電力変換装置を流れる電流経路のうち、交流電源が負電圧の場合を示す図である。図４（ｂ）は、第１実施形態に係る電力変換装置を流れる電流経路の別の例を示す図である。 図５は、第１実施形態に係る電流検出部及び信号処理部の構成例を示す図である。 図６は、第１実施形態に係る電流検出部及び信号処理部の他の構成例を示す図である。 図７は、第１実施形態に係る電力変換装置の各部に生じる電圧または電流の例を示す。 図８は、第１実施形態に係る電力変換装置の各部に生じる電圧または電流の例を示す。 図９は、第２実施形態に係る電力変換装置の構成例を示す図である。 図１０は、第２実施形態に係る電力変換装置における制御部の構成例を示すブロック図である。

以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。
電力変換装置１は、交流電源からの交流電圧を、電圧の異なる直流電圧に変換する装置である。例えば、電力変換装置１に負荷として接続する負荷回路３は、直流電圧をもとに動作する負荷を接続する。例えば、抵抗成分であるヒーターでもよいし、直流を高周波交流に変換するインバータであってもよい。図１に示す構成例において、電力変換装置１は、入力電源としての交流電源２の交流電圧を高周波交流電圧に変換して出力し、この高周波電圧をもとに負荷回路３が動作する。

図１が示すように、電力変換装置１は、電力変換回路１０と制御部２０とを有する。電力変換回路１０は、スイッチＳ１並びにＳ２、ダイオードＤ１並びにＤ２、キャパシタＣ１、インダクタＬ１、交流電圧検出部１１、回路電流検出部１２、信号処理部１３、および、昇圧検出部１４を備える。

電力変換回路１０において、スイッチＳ１（第１のスイッチ）及びスイッチＳ２（第２のスイッチ）とは直列に接続する。ダイオードＤ１（第１のダイオード）及びダイオードＤ２（第２のダイオード）とは、直列に接続する。スイッチＳ１及びＳ２の直列接続と、ダイオードＤ１及びＤ２の直列接続とは、並列に接続されて閉ループを形成する。 スイッチＳ１及びＳ２は、半導体スイッチで実現できる。例えば、スイッチＳ１及びＳ２は、ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ、ＳｉＣ、その他複合トランジスタによるスイッチモジュールでも実現する。本実施形態においては、スイッチＳ１及びＳ２がＮ型ＭＯＳＦＥＴで構成されることを想定して説明する。スイッチＳ１及びＳ２としてのＮ型ＭＯＳＦＥＴは、ドレインからソースに向かってはスイッチとして動作する。つまり、スイッチＳ１及びＳ２は、ゲートに与えられる信号（ゲート駆動信号）がハイ（Ｈ）レベルの場合は導通し、ロー（Ｌ）レベルの場合は非導通とする。また、スイッチＳ１及びＳ２は、ソースからドレインに向かっては、ゲート駆動信号にかかわらず、ボディダイオードにより常に導通状態にある。

スイッチＳ１のドレインは、ダイオードＤ１のカソードと接続する。スイッチＳ１のソースは、スイッチＳ２のドレインと接続する。また、ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードと接続する。また、スイッチＳ２のソースは、ダイオードＤ２のアノードと接続する。スイッチＳ１及びＳ２とダイオードＤ１及びＤ２は、閉ループを形成し、ブリッジ回路を形成する。

ここで、図１に示す構成において、スイッチＳ１のソースとスイッチＳ２のドレインとの接続点をＵ点とし、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとの接続点をＶ点とする。交流電源２及びインダクタＬ１、は、ブリッジ回路のＵ点とＶ点との間に直列接続する。なお、これらの各部の接続は、特定の順番に限定されるものではない。

キャパシタＣ１は、スイッチＳ１及びＳ２の直列接続とダイオードＤ１及びＤ２の直列接続とに並列接続する。キャパシタＣ１のキャパシタ電圧は、電力変換回路１０の出力電圧として負荷回路３に印加される。

交流電圧検出部１１は、交流電源２の印加電圧を交流電圧検出部１１で検出し、その信号をＶｓ１とする。交流電圧検出部１１は、交流電源２からの電源電圧の瞬時値を示す検出信号Ｖｓ１（交流電源Ｖａｃの電源電圧値）を制御部２０に出力する。例えば、交流電圧検出部１１は、交流電源２の両端に並列接続する。

回路電流検出部１２は、キャパシタＣ１に流れる電流としての回路電流を検出する。回路電流検出部１２は、回路電流の瞬時値を示す検出値Ｉｓ１を信号処理部１３へ出力する。回路電流検出部１２は、電流検出手段として機能する。回路電流検出部１２は、ダイオードＤ２のアノードとキャパシタＣ１との間に直列接続し、キャパシタＣ１とダイオードＤ２との間に流れる電流を検出する。なお、回路電流検出部１２は、例えば、ダイオードＤ１のカソードとキャパシタＣ１との間に接続しても良い。

信号処理部１３は、制御部２０が出力するゲート駆動信号ＰＨに基づいて、検出値Ｉｓ１を補正する。信号処理部１３は、補正された検出値Ｉｓ１を、補正値ＩｓＦとして制御部２０に出力する。信号処理部１３及びゲート駆動信号ＰＨは、信号処理部１３については後述する。

昇圧検出部１４は、キャパシタＣ１にかかる電圧Ｖｓ２（キャパシタＣ１の電圧値）を検出する。昇圧検出部１４は、キャパシタ電圧の瞬時値を示す検出信号Ｖｓ２を制御部２０へ出力する。昇圧検出部１４は、キャパシタＣ１の両端に並列接続される。
負荷回路３は、キャパシタＣ１の両端に接続する。負荷回路３は、抵抗負荷であっても良いし、電圧変換を行う回路と負荷との組み合わせなどであってもよい。

制御部２０は、交流電圧検出部１１の検出信号Ｖｓ１、信号処理部１３の補正値ＩｓＦ、及び、昇圧検出部１４の検出信号Ｖｓ２を入力とする。制御部２０は、スイッチＳ１、スイッチＳ２及び信号処理部１３に対するゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２及びＰＨを出力とする。ゲート駆動信号Ｐ１及びＰ２は、それぞれスイッチＳ１及びＳ２をオンオフさせる信号である。また、ゲート駆動信号ＰＨは、信号処理部１３内にあるスイッチをオンオフさせる信号である。ここでは、ゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２及びＰＨは、各スイッチをＨレベルでオンし、Ｌレベルでオフするパルス信号であるものとする。制御部２０は、スイッチＳ１及びスイッチＳ２を制御し、同時に、信号処理部１３も制御する。

次に、電力変換装置１における制御部２０の構成について説明する。
図２は、第１実施形態に係る電力変換装置１における制御部２０が備える構成（機能）の例を示すブロック図である。
制御部２０は、絶対値変換部２１、増幅率調整部２２、乗算部２３、極性判定部２４、平均値算出部２５、リファレンス電圧設定部２６、差分判定部２７、増幅率調整部２８、差分出力部２９、三角波生成部３０、ＰＷＭ生成部３１、信号反転部３２、および、セレクタ部３３を備える。これら各部は、ハードウエアで実現しても良いし、ソフトウエアで実現しても良い。例えば、上記各部の一部又は全部は、ＤＳＰにより実現しても良い。

絶対値変換部２１は、入力信号を絶対値化した信号を出力する。絶対値変換部２１は、交流電圧検出部１１の検出値Ｖｓ１を入力し、入力した検出値Ｖｓ１を絶対値化する。絶対値変換部２１は、例えば、検出値Ｖｓ１が−１．４１であれば、＋１．４１を出力する。絶対値変換部２１は、絶対値化した検出値Ｖｓ１を増幅率調整部２２へ供給する。

増幅率調整部２２は、絶対値変換部２１により絶対値化した検出値Ｖｓ１を所定の増幅率で調整した値を乗算部２３へ供給する。例えば増幅率が０．６４だとすると、入力値が１．４１の場合、出力は０．９になる。

極性判定部２４は、入力信号の極性を出力する。極性判定部２４は、検出値Ｖｓ１を入力し、検出値Ｖｓ１の極性を出力する。極性判定部２４は、交流電源２からの交流電圧の値（検出値Ｖｓ１）が正であるか負であるかを判定する。極性判定部２４は、極性の判定結果を示す信号をセレクタ部３３に供給する。極性判定部２４は、例えば、電源電圧の値が正であれば「１」をセレクタ部３３へ出力し、負であれば「０」をセレクタ部３３へ出力する。すなわち、極性判定部２４は、交流電源２の交流電圧の周波数が５０Ｈｚであれば、５０Ｈｚに同期して「１」と「０」を交互に出力する。

平均値算出部２５は、昇圧検出部１４の検出値Ｖｓ２（キャパシタＣ１の電圧の検出値）を入力する。キャパシタＣ１の電圧は、交流電源２の周波数が５０Ｈｚだとすると、倍の１００Ｈｚ成分のリップル電圧を含む。平均値算出部２５は、電源周波数の１周期分の電圧の平均値を算出する。平均値算出部２５は、算出した平均値を差分判定部２７へ供給する。

リファレンス電圧設定部２６は、リファレンス電圧を設定する。リファレンス電圧は、たとえば、キャパシタＣ１の電圧目標値を決めるための数値定数である。

差分判定部２７は、平均値算出部２５が算出する平均値とリファレンス電圧設定部２６が設定するリファレンス電圧の値との差分値を出力する。例えば、キャパシタＣ１の両端電圧が４１０Ｖ±５０Ｖで変動しているとして、昇圧検出部１４の検出値Ｖｓ２が４．１±０．５という値であったとする。この場合、平均値算出部２５は、検出信号Ｖｓ２の平均値として４．１という値を出力する。平均値算出部２５の出力値が４．１で、リファレンス電圧設定部２６が設定する値が４．０であれば、差分判定部２７は、差分値として０．１を出力する。差分判定部２７は、差分値を乗算部２３に供給する。

乗算部２３は、交流電圧Ｖａｃと相似形の回路電流の目標値（電流目標値）を生成する。たとえば、乗算部２３は、差分判定部２７の差分値によって電流目標値の増減を行う。たとえば、乗算部２３は、昇圧検出部１４の検出値Ｖｓ２が低い場合には乗算量を増やして電流目標値を高く設定するというフィードバックループ制御を行う。これによって、昇圧検出部１４の検出値Ｖｓ２を一定に保つ。

乗算部２３は、たとえば、増幅率調整部２２からの出力値と差分判定部２７からの差分値とを乗算した値を出力する。例えば、一方の入力が０．９５で、他方の入力が０．１であれば、乗算部２３は、乗算結果として０．９５×０．１＝０．０９５を出力する。乗算部２３は、乗算結果を差分出力部２９へ供給する。

増幅率調整部２８は、信号処理部１３が出力する補正値ＩｓＦを所定の増幅率で調整する。増幅率調整部２８は、例えば、絶対値化した補正値ＩｓＦが１．２で、所定の増幅率が０．５であれば、調整値として０．６を出力する。増幅率調整部２８は、所定の増幅率で調整した調整値を差分出力部２９へ供給する。

差分出力部２９は、乗算部２３からの入力値と増幅率調整部２８からの調整値との差分を出力する。例えば乗算部２３からの入力値が０．０９５、増幅率調整部２８からの入力値が０．６の場合、差分出力部２９は、０．０９５−０．６＝−０．５０５を出力する。差分出力部２９は、差分値をＰＷＭ生成部３１へ供給する。

三角波生成部３０は、ＰＷＭ制御のキャリア信号となる三角波を生成する。三角波生成部３０は、１から―１の範囲で、所定の周波数の三角波を生成する。三角波生成部３０が生成する三角波の周波数は、例えば２０ｋＨｚなどである。三角波生成部３０は、生成した三角波をＰＷＭ生成部３１へ出力する。

ＰＷＭ生成部３１は、差分出力部２９からの出力値と三角波生成部３０からの三角波とによりＰＷＭ信号を生成する。つまり、ＰＷＭ生成部３１は、差分出力部２９からの出力値をＰＷＭ閾値とする。ＰＷＭ生成部３１は、三角波の大きさが差分出力部２９からの出力値よりも大きい場合にＰＷＭ信号をＨレベルとする。また、ＰＷＭ生成部３１は、三角波の大きさが差分出力部２９からの出力値以下の場合にＰＷＭ信号をＬレベルとする。例えば差分出力部２９の出力値が−０．５０５であれば、ＰＷＭ生成部３１は、三角波が−０．５０５以上の場合に１を出力し、−０．５０５以下の場合に０を出力する。ＰＷＭ生成部３１は、生成したＰＷＭ信号をセレクタ部３３へ供給する。

ＰＷＭ生成部３１は、補正値ＩｓＦが電流目標値以下であれば、電流目標値に等しくなるようにＰＷＭのＯＮパルス幅を広げるように作用する。ＰＷＭ生成部３１は、補正値ＩｓＦが電流目標値以上であれば、電流目標値に等しくなるように、ＰＷＭのＯＮパルス幅を狭くするように作用する。

信号反転部３２は、ＰＷＭ生成部３１が生成するＰＷＭ信号を入力し、ＰＷＭ信号を反転する。信号反転部３２は、反転したＰＷＭ信号をゲート駆動信号ＰＨとして信号処理部１３へ出力する。

セレクタ部３３は、極性判定部２４の出力値に応じて、ＰＷＭ信号の出力先を選択する。例えば、セレクタ部３３は、極性判定部２４の出力値が１の場合、ＰＷＭ生成部３１の出力をＰ２として出力する。また、セレクタ部３３は、極性判定部２４の出力値が０の場合、ＰＷＭ生成部３１の出力をＰ１として出力する。

次に、電力変換装置１に流れる電流について説明する。
まず、交流電源２の交流電圧Ｖａｃが正である場合（即ち、交流電源２がダイオードＤ２のアノード側からカソード側へ電流が流れるように電圧を生じている場合）について説明する。

図３は、交流電源２の交流電圧Ｖａｃが正である場合に電力変換回路１０に流れる電流について説明するための図である。
制御部２０は、スイッチＳ２をオンオフすることで回路電流を制御する。また、制御部２０は、スイッチＳ１をオフにする。

図３（ａ）は、制御部２０がスイッチＳ２をオンにした状態の例を示す。即ち、制御部２０は、Ｐ２をＨレベルに制御する。
図３（ａ）が示す状態では、交流電源２、インダクタＬ１、スイッチＳ２、ダイオードＤ２、及び、交流電源２の経路で閉ループが形成される。交流電源２の交流電圧Ｖａｃにより、回路電流は、交流電源２、インダクタＬ１、スイッチＳ２、ダイオードＤ２、及び、交流電源２の順に流れる。

図３（ｂ）は、制御部２０がスイッチＳ２をオフにした状態の例を示す。即ち、制御部２０は、Ｐ２をＬレベルに制御する。
スイッチＳ１は、オフであるが、ソースからドレイン方向へは通電する。したがって、図３（ｂ）が示す状態では、交流電源２、インダクタＬ１、スイッチＳ１、キャパシタＣ１、回路電流検出部１２、ダイオードＤ２、及び、交流電源２の経路で閉ループが形成される。図３（ａ）の状態においてインダクタＬ１に蓄えられたリアクトルエネルギーにより、回路電流は、交流電源２、インダクタＬ１、スイッチＳ１、キャパシタＣ１、回路電流検出部１２、ダイオードＤ２、及び、交流電源２の順に流れる。
制御部２０は、交流電圧Ｖａｃが正である間、図３（ａ）又は（ｂ）の状態を繰り返すことで、キャパシタＣ１が生じるキャパシタ電圧を制御する。

次に、交流電源２の交流電圧Ｖａｃが負である場合について説明する。

図４は、交流電源２の交流電圧Ｖａｃが負である場合に電力変換装置１に流れる電流について説明するための図である。
制御部２０は、スイッチＳ１をオンオフすることで回路電流を制御する。また、制御部２０は、スイッチＳ２をオフにする。

図４（ａ）は、制御部２０がスイッチＳ１をオンにした状態の例を示す。即ち、制御部２０は、Ｐ１をＨレベルに制御する。
図４（ａ）が示す状態では、交流電源２、ダイオードＤ１、スイッチＳ１、インダクタＬ１、及び、交流電源２の経路で閉ループが形成される。交流電源２の交流電圧Ｖａｃにより、回路電流は、ダイオードＤ１、スイッチＳ１、インダクタＬ１、及び、交流電源２の順に流れる。

図４（ｂ）は、制御部２０がスイッチＳ１をオフにした状態の例を示す。即ち、制御部２０は、Ｐ１をＬレベルに制御する。
スイッチＳ２は、オフであるが、ソースからドレイン方向へは通電する。したがって、図４（ｂ）が示す状態では、交流電源２、ダイオードＤ１、キャパシタＣ１、回路電流検出部１２、スイッチＳ２、インダクタＬ１、及び、交流電源２の経路で閉ループが形成される。図４（ａ）の状態においてインダクタＬ１に蓄えられたリアクトルエネルギーにより、回路電流は、ダイオードＤ１、キャパシタＣ１、回路電流検出部１２、スイッチＳ２、インダクタＬ１、及び、交流電源２の順に流れる。
制御部２０は、交流電圧Ｖａｃが負である間、図４（ａ）又は（ｂ）の状態を繰り返すことで、キャパシタＣ１が生じるキャパシタ電圧を制御する。

次に、信号処理部１３について説明する。
信号処理部１３は、回路電流検出部１２が検出した検出値Ｉｓ１を補正する。
図３が示すように、スイッチＳ２がオフである場合、回路電流検出部１２に電流が流れ、回路電流検出部１２は、回路電流を測定することができる。他方、スイッチＳ２がオンである場合、回路電流検出部１２には電流が流れず、回路電流検出部１２は、回路電流を検出できない（即ち、検出値Ｉｓ１は、０となる）。

同様に、図４が示すように、スイッチＳ１がオフである場合、回路電流検出部１２に電流が流れ、回路電流検出部１２は、回路電流を測定することができる。他方、スイッチＳ１がオンである場合、回路電流検出部１２には電流が流れず、回路電流検出部１２は、回路電流を検出できない（即ち、検出値Ｉｓ１は、０となる）。したがって、検出値Ｉｓ１は、櫛形波形となる。

信号処理部１３は、回路電流検出部１２が検出できた検出値Ｉｓ１に基づいて、回路電流検出部１２が回路電流を検出できない検出不能期間（即ち、検出値Ｉｓ１が０である間）の回路電流を示す値を検出不能期間の前の検出値Ｉｓ１で補完する機能を有する。

たとえば、信号処理部１３は、検出不能期間の値を前の検出値Ｉｓ１で補完し、中間値ＩｓＨとして出力する。たとえば、信号処理部１３は、検出値Ｉｓ１が０である直前の検出値Ｉｓ１が継続するものとして検出不能期間の値を補完する。即ち、信号処理部１３は、検出不能期間の検出値が直前の検出値Ｉｓ１であるものとして、検出不能期間の検出値を補完することにより中間値ＩｓＨを生成する。

なお、信号処理部１３は、回路電流検出部１２が検出できた検出可能期間の検出値Ｉｓ１の平均値により検出不能期間の値を補完するようにしても良い。例えば、信号処理部１３は、回路電流検出部１２が検出できた検出可能期間の検出値Ｉｓ１を所定数サンプリングし、サンプリングした値の平均値で検出不能期間の値を補完しても良い。また、信号処理部１３は、検出可能期間の検出値Ｉｓ１を用いた近似（たとえば、線形近似又は二次近似など）によって検出不能期間の検出値を補完してもよい。信号処理部１３が検出不能期間の検出値を補完する方法は、特定の方法に限定されるものではない。

また、信号処理部１３は、中間値ＩｓＨを平滑化して、補正値ＩｓＦを出力する。たとえば、信号処理部１３は、ノイズ除去処理などを用いて中間値ＩｓＨを平滑化してもよい。信号処理部１３が中間値ＩｓＨを平滑化する方法は、特定の方法に限定されるものではない。

図５は、信号処理部１３の構成例を示す図である。
図５が示す信号処理部１３は、回路電流を正の電圧として検出する。信号処理部１３
図５が示すように信号処理部１３は、抵抗Ｒ２並びにＲ３、スイッチＳＨ（ホールドスイッチ）、及び、キャパシタＣ２（第２キャパシタ）並びにＣ３を備える。また、回路電流検出部１２は、電流検出抵抗としての抵抗Ｒ１を備える。

回路電流検出部１２の抵抗Ｒ１は、キャパシタＣ１とダイオードＤ２のアノードとの間に接続される。ここでは、回路電流検出部１２のダイオードＤ２側をＧＮＤ電位と定義する。図５に示す例において、スイッチＳＨのドレインは、抵抗Ｒ２の一端と接続する。スイッチＳＨのソースは、キャパシタＣ２の一端に接続する。また、抵抗Ｒ２の他端は、抵抗Ｒ１のキャパシタＣ１側の一端に接続する。キャパシタＣ２の他端は、抵抗Ｒ１の他端及びＧＮＤに接続する。また、抵抗Ｒ３の一端は、スイッチＳＨのソースとキャパシタＣ２との間に接続する。抵抗Ｒ３の他端は、キャパシタＣ３の一端に接続する。キャパシタＣ３の他端は、ＧＮＤに接続する。

スイッチＳＨは、ベースにゲート駆動信号ＰＨを入力する。即ち、スイッチＳＨは、ゲート駆動信号ＰＨがＨレベルである場合にオンになり、ゲート駆動信号ＰＨがＬレベルである場合にオフになる。

前述の通り、ゲート駆動信号ＰＨは、回路電流を制御するためにスイッチＳ１又はスイッチＳ２に入力されるＰ１又はＰ２を反転した信号である。従って、スイッチＳＨは、交流電圧Ｖａｃが正であってスイッチＳ２がオンである場合（図３（ａ））にオフになる。また、スイッチＳＨは、交流電圧Ｖａｃが負であってスイッチＳ１がオンである場合（図４（ａ））にオフになる。言い換えるとスイッチＳＨは、回路電流検出部１２に電流が流れない場合（回路電流検出部１２に流れる回路電流がオフとなる期間、即ち、検出不能期間）、オフになる。逆に、スイッチＳＨは、回路電流検出部１２に電流が流れている場合（回路電流検出部１２に流れる回路電流がオンとなる期間、即ち、回路電流検出部１２が回路電流を検出することができる期間）、オンになる。

抵抗Ｒ２、スイッチＳＨ及びキャパシタＣ２は、ホールド回路を形成する。ホールド回路は、回路電流検出部１２に電流が流れない場合、直前の検出値Ｉｓ１をホールドする。
スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオフである場合、スイッチＳＨは、オンになり、導通状態となる。この場合、検出値Ｉｓ１は、キャパシタＣ２の両端電圧として現れる。

スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオンになると、スイッチＳＨは、オフになり、キャパシタＣ２のキャパシタ電圧がホールドされる。即ち、キャパシタ電圧として保持される検出値Ｉｓ１は、スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオンである場合にホールドされる。

したがって、以上の動作によって、ホールド回路は、回路電流検出部１２が回路電流を検出できない場合に、直前の検出値Ｉｓ１をホールドすることができる。よって、ホールド回路は、中間値ＩｓＨを生成することができる。

抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３は、中間値ＩｓＨに対してノイズ除去処理を行う回路である。抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３は、安価な抵抗とコンデンサによるＣＲフィルタなどで良い。抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３は、中間値ＩｓＨに対してローパスフィルタとして機能する。抵抗Ｒ３及びキャパシタＣ３は、中間値ＩｓＨを平滑化して、補正値ＩｓＦを生成する。

次に、回路電流を負の電圧として検出する信号処理部１３について説明する。
図６は、回路電流を負の電圧として検出する信号処理部１３の構成例を示す図である。
図６が示すように信号処理部１３は、抵抗Ｒ２並びにＲ３、スイッチＳＨ（ホールドスイッチ）、及び、キャパシタＣ２（第２キャパシタ）並びにＣ３を備える。また、回路電流検出部１２は、電流検出抵抗としての抵抗Ｒ１を備える。

回路電流検出部１２の抵抗Ｒ１は、キャパシタＣ１とダイオードＤ２のアノードとの間に接続される。ここでは、回路電流検出部１２のキャパシタＣ１側をＧＮＤ電位と定義する。図６が示す例では、スイッチＳＨのドレインは、抵抗Ｒ１のダイオードＤ２側の一端と接続する。スイッチＳＨのソースは、抵抗Ｒ２の一端に接続する。また、抵抗Ｒ２の他端は、キャパシタＣ２の一端に接続する。キャパシタＣ２の他端は、抵抗Ｒ１の他端及びＧＮＤに接続する。また、抵抗Ｒ３の一端は、抵抗Ｒ２の他端とキャパシタＣ２の一端との間に接続する。抵抗Ｒ３の他端は、キャパシタＣ３の一端に接続する。キャパシタＣ３の他端は、ＧＮＤに接続する。

図６が示す例では、ＧＮＤがキャパシタＣ１側にあるため、抵抗Ｒ１に回路電流が流れるときにダイオードＤ２側端子はＧＮＤより低い電圧になる。したがって、図６が示す信号処理部１３は、回路電流を負の電圧として検出することができる。

図５及び図６に示す信号処理部１３は、キャパシタＣ２の一端がＧＮＤに接続される。そのため、キャパシタＣ２の電荷がＧＮＤに流れようとする。しかし、検出値Ｉｓ１の電圧がスイッチＳＨのボディダイオードの順方向電圧よりも低ければホールド状態を維持することができる。たとえば、スイッチＳＨのボディダイオードの順方向電圧が１Ｖ以上であれば、検出値Ｉｓ１を１Ｖ以下になるように抵抗Ｒ１を設定する。

次に、電力変換回路１０の各部に生じる電圧について説明する。
図７は、交流電圧Ｖａｃ、検出値Ｉｓ１、中間値ＩｓＨ及び補正値ＩｓＦの例を示す図である。また、図８は、交流電圧Ｖａｃの半周分の交流電圧Ｖａｃ、ＰＷＭ信号（Ｐ１又はＰ２）、検出値Ｉｓ１、中間値ＩｓＨ及び補正値ＩｓＦの例を示す図である。
図７が示すように、交流電圧Ｖａｃは、正負を繰り返す交番電圧である。
検出値Ｉｓ１は、回路電流検出部１２に生じる電圧である。スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオフである場合、回路電流検出部１２に電圧が生じ、検出値Ｉｓ１が検出される。また、スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオンである場合、回路電流検出部１２に電圧が生じず、検出値Ｉｓ１が０となる。

中間値ＩｓＨは、キャパシタＣ２に生じるキャパシタ電圧である。スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオンである場合、スイッチＳＨは、オフになる。そのため、キャパシタＣ２のキャパシタ電圧は、スイッチＳ１又はスイッチＳ２がオンである間、直前の値を維持する。そのため、中間値ＩｓＨは、検出値Ｉｓ１が０である間を直前の検出値Ｉｓ１で補った波形となる。補正値ＩｓＦは、中間値ＩｓＨを平滑化した波形である。

なお、ＰＷＭ生成部３１は、鋸波を用いてＰＷＭ信号を生成してもよい。ＰＷＭ生成部３１がＰＷＭ信号を生成する方法は、特定の方法に限定されるものではない。
また、本実施形態では入力である交流電源の電圧を正弦波とみなして、これと相似形の電流波形となるように制御する場合を説明した。しかしこの方法に限定するものではなく、例えば制御ブロック内部に正弦波生成部を設け、その正弦波を交流電源の位相に一致させる仕組みを持たせてもよい。

以上のように構成された第１の実施形態に係る電力変換装置は、正の電圧（又は負の電圧）として回路電流を測定することができる。

仮に制御部の制御を、マイコンを使って実現しようとした場合、マイコンの印加電圧である０〜ＶＣＣ（５Ｖ程度）の範囲内でしか値を入力できない。一方で、従来技術のように絶縁カレントトランスを使って交流電流を検出すると、ゼロ電圧を起点に正負の交互電圧を検出することになる。従って、これをそのままマイコンの入力にすることはできない。例えば検出信号に２．５Ｖオフセット電圧を加算して、２．５Ｖを中心に値が変化するような処理が必要になる。本実施形態を利用すれば、常に正の検出値を得られるので、マイコンの信号入力にそのまま供給することができる。

上記のように、第１の実施形態に係る電力変換装置は、交流電流を測定するためにＣＴ部品のような高価な部品を使用することなく回路電流を測定することができる。すなわち、各スイッチを制御するための回路電流を検出する回路は、安価な部品で構成できる。そのため、電力変換装置は、低コスト化を実現できる。また、各スイッチを制御するための回路電流を検出する回路は小電力部品で構成できる。そのため、電力変換装置は、小型化及び軽量化することができる。

（第２の実施形態）
次に、第２実施形態に係る電力変換装置１について説明する。
第２実施形態に係る電力変換装置１０１は、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２がスイッチＳ３（第３のスイッチ）及びスイッチＳ４（第４のスイッチ）に代わる点で第１実施形態に係る電力変換装置１と異なる。従って、その他の部位については同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図９は、電力変換装置１０１の構成例を示す図である。
図９が示すように、電力変換装置１０１は、電力変換回路１１０と制御部１２０とを有する。電力変換回路１１０は、スイッチＳ１乃至Ｓ４、キャパシタＣ１、インダクタＬ１、交流電圧検出部１１、回路電流検出部１２、信号処理部１３及び昇圧検出部１４を有する。

電力変換回路１１０において、スイッチＳ１及びスイッチＳ２とは直列に接続し、スイッチＳ３とスイッチＳ４とは直列に接続する。スイッチＳ１とＳ２との直列接続と、スイッチＳ３とスイッチＳ４との直列接続は、並列に接続されて閉ループを形成する。

スイッチＳ３及びＳ４は、スイッチＳ１及びＳ２と同様の構成である。スイッチＳ３及びスイッチＳ４は、制御部１２０からゲート制御信号Ｐ３及びＰ４をそれぞれ供給される。

スイッチＳ１のドレインは、スイッチＳ３のドレインと接続する。スイッチＳ１のソースは、スイッチＳ２のドレインと接続する。また、スイッチＳ３のソースは、スイッチＳ４のドレインと接続する。また、スイッチＳ２のソースは、スイッチＳ４のソースと接続する。これらの接続により、スイッチＳ１乃至Ｓ４は、閉ループを形成し、ブリッジ回路を形成する。

ここで、図９に示す構成において、スイッチＳ１のソースとスイッチＳ２のドレインとの接続点をＵ点とし、スイッチＳ３のソースとスイッチＳ４のドレインとの接続点をＶ点とする。交流電源２及びインダクタＬ１、は、ブリッジ回路のＵ点とＶ点との間に直列接続する。なお、これらの各部の接続は、特定の順番に限定されるものではない。

キャパシタＣ１は、スイッチＳ１とＳ２との直列接続と、スイッチＳ３とスイッチＳ４との直列接続とに、並列接続する。キャパシタＣ１、及び、スイッチＳ１乃至Ｓ４は、Ｈブリッジを構成する。

制御部１２０は、交流電圧検出部１１の検出信号Ｖｓ１、信号処理部１３の補正値ＩｓＦ、及び、昇圧検出部１４の検出信号Ｖｓ２を入力とする。制御部１２０は、スイッチＳ１、スイッチＳ２、スイッチＳ３、スイッチＳ４及び信号処理部１３に対するゲート駆動信号Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４及びＰＨを出力とする。制御部１２０は、スイッチＳ１乃至Ｓ４を制御する。

図１０は、制御部１２０の構成例を示す。
図１０が示すように、制御部１２０は、絶対値変換部２１、増幅率調整部２２、乗算部２３、極性判定部２４、平均値算出部２５、リファレンス電圧設定部２６、差分判定部２７、増幅率調整部２８、差分出力部２９、三角波生成部３０、ＰＷＭ生成部３１、信号反転部３２、および、セレクタ部３４を備える。これら各部は、ハードウエアで実現しても良いし、ソフトウエアで実現しても良い。例えば、上記各部の一部又は全部は、ＤＳＰにより実現しても良い。

絶対値変換部２１、増幅率調整部２２、乗算部２３、極性判定部２４、平均値算出部２５、リファレンス電圧設定部２６、差分判定部２７、増幅率調整部２８、差分出力部２９、三角波生成部３０、ＰＷＭ生成部３１及び信号反転部３２は、第１実施形態に係るそれらと同様であるので説明を省略する。

セレクタ部３４は、極性判定部２４の出力値に応じて、ＰＷＭ信号の出力先を選択する。例えば、セレクタ部３４は、極性判定部２４の出力値が１の場合、ＰＷＭ生成部３１の出力をＰ２として出力する。また、セレクタ部３４は、極性判定部２４の出力値が０の場合、ＰＷＭ生成部３１の出力をＰ１として出力する。
セレクタ部３４は、交流電源Ｖａｃが正の時、スイッチＳ２にＰ２パルスを繰り返し出力しているが、交流電源Ｖａｃが正の区間ではスイッチＳ３のゲート信号Ｐ３は常にＨレベルを保持する。
セレクタ部３４は、交流電源Ｖａｃが負の時、スイッチＳ１にＰ１パルスを繰り返し出力しているが、交流電源Ｖａｃが負の区間ではスイッチＳ４のゲート信号Ｐ４は常にＨレベルを保持する。

交流電源Ｖａｃが正の時、スイッチＳ２に繰り返しＰ２パルスが印加された結果として、スイッチＳ３ではボディダイオードに電流が流れる。交流電源Ｖａｃが負の時、スイッチＳ１に繰り返しＰ１パルスが印加された結果として、スイッチＳ４ではボディダイオードに電流が流れる。
従って、スイッチＳ３、Ｓ４は特にゲート駆動することなく第一の実施形態のようにダイオードとして利用することもできる。しかし、ボディダイオードは順方向電圧が高いために損失＝電圧×電流で示される電力損失が発生する。

次に、交流電源Ｖａｃが正の時、スイッチＳ３のボディダイオードに電流が流れているが、その時にスイッチＳ３のゲート信号Ｐ３を印加する。すると、スイッチＳ３は引き続き導通ではあるが、そのときの損失は、
損失＝電流の２乗×導通抵抗
に変化する。

一般にダイオード順方向電圧を下げることはできないが、導通抵抗なら素子の選択を変えることで下げることができる。すなわち、同じ導通であってもゲートにＯＮパルスを印加したほうが電力損失を減らすことができる。
交流電源Ｖａｃが負の時も同様で、スイッチＳ４のボディダイオードに電流が流れている区間でスイッチＳ４のゲート信号Ｐ４を印加する。すると、ゲート信号Ｐ４を印加しない時よりもゲート信号Ｐ４を印加した時のほうが、スイッチＳ４での損失は減る。

上記のように、第２の実施形態に係る電力変換装置は、交流電流を測定するためにＣＴ部品のような高価な部品を使用することなく回路電流を測定することができる。すなわち、各スイッチを制御するための回路電流を検出する回路は、安価な部品で構成できる。そのため、電力変換装置は、低コスト化を実現できる。また、各スイッチを制御するための回路電流を検出する回路は小電力部品で構成できる。そのため、電力変換装置は、小型化及び軽量化することができる。また、第２の実施形態を利用すれば、ダイオード順方向電圧に起因する電力損失を排除できるため、さらに高効率の電力変換が可能になる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１及び１０１…電力変換装置、２…交流電源、３…負荷回路、１０及び１１０…電力変換回路、１１…交流電圧検出部、１２…回路電流検出部（電流検出部）、１３…信号処理部、１４…昇圧検出部、１５…制御部、Ｃ１、Ｃ２及びＣ３…キャパシタ（キャパシタ、第２キャパシタ）、Ｄ１及びＤ２…ダイオード、Ｌ１…インダクタ、Ｒ１、Ｒ２及びＲ３…抵抗、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４…スイッチ、ＳＨ…スイッチ、２０及び１２０…制御部、２１…絶対値変換部、２２及び２８…増幅率調整部、２３…乗算部、２４…極性判定部、２５…平均値算出部、２６…リファレンス電圧設定部、２７…差分判定部、２９…差分出力部、３０…三角波生成部、３１…ＰＷＭ生成部、３２…信号反転部、３３及び３４…セレクタ部。

Claims (5)

1. 第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第１のダイオードと第２のダイオードを直列に接続し、
   前記第１のスイッチと前記第１のダイオードと、及び、第２のスイッチと第２のダイオードと、をそれぞれ接続して閉ループを形成し、
   交流電源と第１のインダクタとの直列接続を、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第１のダイオードと第２のダイオードとの接続点に接続し、
   前記第１のダイオードと第２のダイオードとの直列接続の両端にキャパシタを接続し、前記キャパシタの両端の電位差を出力電圧とする電力変換回路と、
   前記交流電源の電圧を検出する手段から得られる電源電圧の検出値と、前記電力変換回路のキャパシタに電荷をチャージする電流を検出する手段から得られる回路電流の検出値と、前記キャパシタの平滑電圧を検出する手段から得られるキャパシタ電圧の検出値とに基づいて、前記交流電源の電圧位相に同期した正弦波電流が前記交流電源に流れるように前記第１のスイッチと第２のスイッチとを前記交流電源の極性に応じて交互に開閉させるパルス信号を供給する制御部と、
   を備える電力変換装置。
2. 第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第３のスイッチと第４のスイッチを直列に接続し、
   前記第１のスイッチと前記第３のスイッチと、及び、第２のスイッチと第４のスイッチと、をそれぞれ接続して閉ループを形成し、
   交流電源と第１のインダクタの直列接続を、前記第１のスイッチと第２のスイッチの接続点と、前記第３のスイッチと第４のスイッチの接続点に接続し、
   前記第３のスイッチと第４のスイッチとの直列接続の両端にキャパシタを接続し、前記キャパシタ両端の電位差を出力電圧とする電力変換回路と、
   前記交流電源の電圧を検出する手段から得られる電源電圧の検出値と、前記電力変換回路のキャパシタに電荷チャージする電流を検出する手段から得られる回路電流の検出値と、前記キャパシタの電圧を検出する手段から得られるキャパシタ電圧の検出値とに基づいて、前記交流電源の電圧位相に同期した正弦波電流が前記交流電源に流れるように前記第１のスイッチと第２のスイッチを前記交流電源の極性に応じて交互に開閉させるためのパルス信号、および、前記第３のスイッチと第４のスイッチとを前記交流電源の極性に応じてどちらかを開くためのパルス信号を供給する制御部と、
   を備える電力変換装置。
3. 前記電力変換回路は、さらに、前記キャパシタに電荷をチャージする電流を検出する電流検出部と、前記制御部が生成するホールド信号により前記電流検出部の出力値をホールドするホールド機構とを有し、
   前記制御部は、前記第１のスイッチまたは第２のスイッチの駆動信号の反転信号から前記ホールド信号を生成し、前記ホールド機構の出力を前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチに対するＰＷＭ信号を生成するための比較信号として用いる、
   前記請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換回路は、前記第２のダイオード又は第４のスイッチと、前記キャパシタと、前記電流検出部としての電流検出抵抗とを直列に接続し、
   前記制御部は、前記電流検出抵抗のキャパシタ側をＧＮＤ電位と定義し、前記キャパシタに電荷チャージの電流が流れることで前記電流検出抵抗に負の電圧信号を発生させる、
   前記請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換回路は、前記第２のダイオード又は第４のスイッチと、前記キャパシタと、前記電流検出部としての電流検出抵抗とを直列に接続し、
   前記制御部は、前記電流検出抵抗の第２のスイッチ側をＧＮＤ電位と定義し、前記キャパシタに電荷チャージの電流が流れることで前記電流検出抵抗に正の電圧信号を発生させる、
   前記請求項３に記載の電力変換装置。