CN107819401B

CN107819401B - 电力转换装置

Info

Publication number: CN107819401B
Application number: CN201710821450.0A
Authority: CN
Inventors: 宇佐美豊
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba TEC Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba TEC Corp
Priority date: 2016-09-13
Filing date: 2017-09-12
Publication date: 2020-09-29
Anticipated expiration: 2037-09-12
Also published as: CN107819401A; US20180076729A1; US9973078B2

Abstract

本发明公开了电力转换装置，其与PFC电路具有同等的功率因数改善能力且电力转换效率不会变坏。电力转换装置将全波整流电路的交流输入端子间作为交流电压的输入端子，并将两个开关的串联电路连接在直流输出端子间。电力转换装置将电容器与电感器的串联电路连接在这些开关的中点，并由一方的开关、电容器和电感器形成闭环路。电力转换装置将二极管与平滑电容器的串联电路连接在这些开关的中点，并由一方的开关、二极管和平滑电容器形成闭环路。电力转换装置将平滑电容器的两端作为直流电压的输出端子。电力转换装置通过从输出端子输出的直流电压的每单位时间的平均电压而使开关频率可变。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明的实施方式涉及将从交流电源获得的交流电压转换为直流电压并向负载供给电力的电力转换装置。

背景技术

一般而言，在将交流电压转换为直流电压的电路中组装有PFC(Phase FactorCollection：功率因数改善器)电路。PFC电路是使输入电流成为正弦波的电路，能够抑制输入电流的高次谐波。

PFC电路由电感器、开关元件、二极管、平滑电容器这四种部件构成。在PFC电路中，当接通(ON)开关元件时，电流向电感器流动并使磁能蓄积。接下来，当断开(OFF)开关元件时，使蓄积于电感器的磁能转换为电能。然后，由该电能使电荷蓄积于平滑电容器，并由电荷的增加使平滑电容器的电压上升。

然而，在PFC电路中，在使开关元件从断开切换到接通时，由二极管的寄生电容成分使相反方向的电流一瞬间向二极管流动。然后，通过该相反方向的电流和在开关元件的两端产生的电压的积而产生电压损失。因此，当在将交流电压转换为直流电压的电路中组装PFC电路时，存在电力转换效率变坏这样的课题。

发明内容

实施方式涉及的电力转换装置包括：电力转换电路，将全波整流电路的交流输入端子间作为交流电压的输入端子，将第一开关与第二开关的串联电路连接在所述全波整流电路的直流输出端子间，将电容器与电感器的串联电路连接在所述第一开关和所述第二开关的中点，由所述第一开关和所述第二开关中一方的开关、所述电容器和所述电感器形成闭环路，将二极管与平滑电容器的串联电路连接在所述第一开关和所述第二开关的中点，由所述一方的开关、所述二极管和所述平滑电容器形成闭环路，并将所述平滑电容器的两端作为直流电压的输出端子；以及控制部，在从所述输出端子输出的直流电压的每单位时间的平均电压比基准电压大时使开关频率设定得高，在所述平均电压比所述基准电压小时使所述开关频率设定得低，对所述第一开关以及第二开关排他地输出所述开关频率的开关信号。

因此，谋求与PFC电路具有同等的功率因数改善能力且电力转换效率不会变坏的电力转换装置。

附图说明

图1是第一实施方式中的电力转换装置的电路图。

图2是示出第一实施方式中的控制部的内部结构的框图。

图3是示出在第一实施方式中ZVS条件成立的电路图。

图4是示出在第一实施方式中ZVS条件成立的电路图。

图5是示出在第一实施方式中以50kHz的开关频率动作时的主要部分波形的时序图。

图6是示出在第一实施方式中以50Hz的频率输入了交流电源时的一个周期的主要部分波形的时序图。

图7是示出第二实施方式中的控制部的内部结构的框图。

图8是示出第三实施方式中的控制部的内部结构的框图。

具体实施方式

以下，使用附图对与PFC电路具有同等的功率因数改善性能且电力转换效率不会变坏的电力转换装置的实施方式进行说明。

[第一实施方式]

首先，对电力转换装置10的第一实施方式进行说明。

图1是电力转换装置10的电路图。电力转换装置10包括电容器C1、C2、平滑电容器C3、二极管电桥电路D1、D2、D3、D4、第一开关S1、第二开关S2、电感器L1以及防止逆流用的二极管D5。

第一以及第二开关S1、S2是由N型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成的半导体开关。这种半导体开关使正电流从漏极端子向源极端子的朝向流动。正电流由施加于栅极端子的信号控制接通或断开。此外，当从源极端子朝向漏极端子施加相反电压时，半导体开关经由体二极管使电流流动。该电流即使在施加于栅极端子的信号为断开状态下也流动。

二极管电桥电路D1～D4是对来自交流电源E的交流进行全波整流的全波整流电路。二极管电桥电路D1～D4将二极管D2的阴极和二极管D1的阳极连接，将二极管D4的阴极和二极管D3的阳极连接。进一步地，二极管电桥电路D1～D4将二极管D2和二极管D4的阳极彼此连接，将二极管D1和二极管D3的阴极彼此连接。通过这样的连接，二极管D2与二极管D1的连接点b1以及二极管D4与二极管D3的连接点b2作为交流输入端子发挥功能。此外，二极管D1与二极管D3的连接点b3作为正极的直流输出端子发挥功能，二极管D2与二极管D4的连接点b4作为负极的直流输出端子发挥功能。

电力转换装置10具备一对电路输入端子I1、I2和一对电路输出端子O1、O2。然后，电力转换装置10将交流电源E连接在电路输入端子I1、I2间，将负载20连接在电路输出端子O1、O2间。交流电源E在图1中将上侧定义为正极(+)端子，将下侧定义为负极(-)端子。负载20可以是纯粹的负载、例如由电阻成分R所构成的加热器，也可以是复杂的电路负载、例如与后段连接的DCDC转换器。

电力转换装置10将电容器C1的一端与一方的电路输入端子I1连接，将该电容器C1的另一端与另一方的电路输入端子I2连接。此外，电力转换装置10将二极管电桥电路D1～D4的一方的交流输入端子b1与一方的电路输入端子I1和电容器C1的连接点连接，将二极管电桥电路D1～D4的另一方的交流输入端子b2与另一方的电路输入端子I2和电容器C1的连接点连接。

电力转换装置10将开关S1、S2的串联电路连接在二极管电桥电路D1～D4的直流输出端子b3、b4间。具体地，电力转换装置10将开关S2的漏极端子与二极管电桥电路D1～D4的正极的直流输出端子b3连接，将该开关S2的源极端子与开关S1的漏极端子连接。进一步地，电力转换装置10将开关S1的源极端子与二极管电桥电路D1～D4的负极的直流输出端子b4连接。

电力转换装置10将电容器C2与电感器L1的串联电路连接在作为开关S2的源极端子和开关S1的漏极端子的连接点的中点m。具体地，电力转换装置10将电容器C2的一端与中点m连接，将该电容器C2的另一端与电感器L1的一端连接。进一步地，电力转换装置10将电感器L1的另一端与上述直流输出端子b4连接。

电力转换装置10将二极管D5的阳极与上述中点m连接，将二极管D5的阴极与平滑电容器C3的一端连接。进一步地，电力转换装置10将平滑电容器C3的另一端与上述直流输出端子b4连接。

电力转换装置10将平滑电容器C3的两端子与一对电路输出端子O1、O2连接。具体地，电力转换装置10将二极管D5与平滑电容器C3的连接点与一方的电路输出端子O1连接，将平滑电容器C3与上述直流输出端子b4的连接点与另一方的电路输出端子O2连接。

电力转换装置10具备相位检测部11、电压检测部12以及控制部13。

相位检测部11连接在二极管电桥电路D1～D4的直流输出端子b3、b4间。相位检测部11检测施加于二极管电桥电路D1～D4的交流电压的相位。然后，相位检测部11将该相位检测信号V1向控制部13输出。

电压检测部12连接在平滑电容器C3的两端子间。电压检测部12检测在平滑电容器C3的两端子间产生的电压。然后，电压检测部12将该电压检测信号V2向控制部13输出。

控制部13将相位检测信号V1和电压检测信号V2作为输入，生成开关S1、S2的栅极脉冲信号P1、P2。然后，控制部13将栅极脉冲信号P1、P2分别向开关S1、S2的栅极端子输出。

图2是示出控制部13的内部结构的框图。控制部13包括相位判定部131、时间累计部132、电压累计部133、除法部134、基准电压产生部135、比较部136、频率产生器137以及脉冲生成器138。

相位判定部131输入从相位检测部11输出的相位检测信号V1。相位判定部131从相位检测信号V1来判定相位角变为零度的点。例如当假设交流电源E的频率为50Hz时，则由二极管电桥电路D1～D4全波整流过的脉动流的频率变为100Hz。相位判定部131判定该频率100Hz的相位角变为零度的点、所谓的相位零点。相位判定部131在每当判定相位零点则向时间累计部132输出零点判定信号PZ。

在由模拟电路实现相位判定部131的情况下，可以使用PLL(Phase Locked Loop：锁相环)电路。在由数字电路实现相位判定部131的情况下，只要构成如下电路即可：以恒定间隔对电压进行采样，并找出时序中的周期性。

时间累计部132输入从相位判定部131输出的零点判定信号PZ。时间累计部132对从输入一个零点判定信号PZ之后至输入下一个零点判定信号PZ的时间进行累计。即，时间累计部132对从上述脉动流的频率的相位零点至下一个相位零点所要的时间进行计算。例如若脉动流的频率为100Hz，则该时间变为10ms。时间累计部132在每当输入零点判定信号PZ则将此前的累计时间σT向除法部134输出。此外，时间累计部132在每当输入零点判定信号PZ则对电压累计部133输出重置信号RS。

在由模拟电路实现时间累计部132的情况下，可以使用能够将时间的累计值置换为基于CR时间常数的电压上升的电路。在由数字电路实现时间累计部132的情况下，只要构成如下电路即可：从采样个数和采样间隔逆运算来计算时间。

电压累计部133输入从电压检测部12输出的电压检测信号V2和从时间累计部132输出的重置信号RS。电压累计部133在从输入一个重置信号RS之后至输入下一个重置信号RS的期间对从电压检测信号V2获得的电压进行累计。然后，电压累计部133在每当输入重置信号RS则将此前的累计电压σV向除法部134输出的同时进行重置。

在由模拟电路实现电压累计部133的情况下，可以使用能够将电压的累计值置换为基于CR时间常数的电压上升的电路。在由数字电路实现电压累计部133的情况下，只要构成如下电路即可：对电压检测信号V2进行采样，并只将该采样后的量相加。

除法部134输入从时间累计部132输出的累计时间σT和从电压累计部133输出的累计电压σV。除法部134将累计电压σV除以在相同定时(Timing)所输入的累计时间σT。即，除法部134算出在从上述脉动流的频率的相位零点至下一个相位零点所要的时间内由电压检测部12检测出的电压的平均电压AV。然后，除法部134将该平均电压AV向比较部136输出。

在由模拟电路实现除法部134的情况下，可以使用模拟除法器。在由数字电路实现除法部134的情况下，只要构成算术性除法器即可。

基准电压产生部135产生在电力转换装置10中被升压并向负载20输出的直流电压的基准电压SV。预先设定基准电压SV。基准电压产生部135将基准电压向比较部136输出。

在由模拟电路实现基准电压产生部135的情况下，可以使用齐纳电压电路或可变三端子电源等。在由数字电路实现基准电压产生部135的情况下，只要使用用于存储基准电压的寄存器电路即可。

比较部136输入从除法部134输出的平均电压AV和从基准电压产生部135输出的基准电压SV。比较部136将平均电压AV与基准电压SV进行比较，并算出其差分电压DV(＝平均电压AV-基准电压SV)。然后，比较部136将该差分电压DV向频率产生器137输出。

在由模拟电路实现比较部136的情况下，可以使用利用了运算放大器的差动放大电路。在由数字电路实现比较部136的情况下，只要由算术性减法器构成比较电路即可。

频率产生器137输入从比较部136输出的差分电压DV。在差分电压DV为正、即处于“平均电压AV>基准电压SV”的关系时，频率产生器137以增大频率可变信号FS的频率的方式进行作用。在差分电压DV为负、即处于“平均电压AV<基准电压SV”的关系时，频率产生器137以降低频率可变信号FS的频率的方式进行作用。频率产生器137将频率可变信号FS向脉冲生成器138输出。

在由模拟电路实现频率产生器137的情况下，可以使用可变频率的三角波产生器。在由数字电路实现频率产生器137的情况下，只要构成使生成周期的计数值发生变化的电路即可。

脉冲生成器138输入从频率产生器137输出的频率可变信号FS。脉冲生成器138与频率可变信号FS的频率同步地排他地生成栅极脉冲信号P1、P2。然后，脉冲生成器138将栅极脉冲信号P1作为针对开关S1的开关信号向开关S1的栅极端子输出。此外，脉冲生成器138将栅极脉冲信号P2作为针对开关S2的开关信号向开关S2的栅极端子输出。栅极脉冲信号P1和栅极脉冲信号P2不会同时接通。如此，开关S1、S2排他地接通、断开。虽然栅极脉冲信号P1、P2与频率可变信号FS的频率同步地频率发生变化，但占空比例如为50％、是恒定的。

在由模拟电路实现脉冲生成器138的情况下，可以构成如下电路：使用比较器将三角波二等分，该三角波的上半部分输出栅极脉冲信号P1，下半部分输出栅极脉冲信号P2。在由数字电路实现脉冲生成器138的情况下，只要构成以与频率可变信号FS的频率对应的采样周期交替地输出H电平信号的电路即可。

接下来，对电力转换装置10的动作进行说明。在此，对使正的电压施加于交流电源E时的动作进行说明。另外，在使负的电压施加于交流电源E的情况下，形成使用全波整流二极管D3以及D2的路径。但是，全波整流后的二极管的输出电压与使正的电压施加于交流电源E的情况同等。因此，省略在此的说明。

[模式M1……开关S1断开、开关S2接通]

在开关S2接通的状态下，由交流电源E→二极管D1→开关S2→电容器C2→电感器L1→二极管D4→交流电源E的路径形成闭环路。其结果，从交流电源E向电感器L1供给电路电流I。电路电流I随着时间的经过而增加。伴随该电路电流I的增加，蓄积于电感器L1的磁能增加。此时，因为开关S2处于导通状态，所以开关S1、S2的中点m的电压与交流电源E的电压相等。

[模式M2……开关S2断开]

当开关S2从模式M1的状态断开时，电力转换装置10以维持向电感器L1流动的电流的方式进行作用。因此，电力转换装置10释放蓄积于电感器L1的磁能。其结果，当将电感器L1考虑为起点时，电路电流I在电感器L1→开关S1的体二极管→电容器C2→电感器L1的闭环路中流动。

[模式M3……开关S1接通]

在模式M2中，电路电流I在开关S1中经由体二极管而流动。因此，开关S1的两端电压为0V。在该状态下，接通开关S1。即使接通开关S1，由于原本电路电流I在开关S1向相反方向流动，因此动作也不产生变化。

[模式M4……开关S1接通]

当开关S1接通并经过一段时间时，由电容器C2与电感器L1的串联谐振的作用使电路电流I的朝向反转。其结果，当将电感器L1考虑为起点时，电路电流I在电感器L1→电容器C2→开关S1→电感器L1的闭环路中流动。

[模式M5……开关S1断开]

当开关S1从模式M4的状态断开时，电力转换装置10以维持向电感器L1流动的电流的方式进行作用。其结果，当将电感器L1考虑为起点时，电路电流I在电感器L1→电容器C2→二极管D5→平滑电容器C3→电感器L1的闭环路中流动。电路电流I在该闭环路中流动，从而在相对平滑电容器C3使电荷充电量增多的方向进行作用。即，在模式M1中蓄积于电感器L1的磁能在模式M5中被转换为平滑电容器C3的电荷能。

[模式M6……开关S2接通]

在模式M5的状态下，开关S2的两端的电位差为0V。因此，在该状态下即使接通开关S2，在该时刻动作也不产生变化。但是，此后，由电容器C2与电感器L1的串联谐振的作用使电路电流I的朝向反转。当电路电流I的朝向反转时，由于开关S2接通，因此当将交流电源考虑为基点时，电路电流I在交流电源E→二极管D1→开关S2→电容器C2→电感器L1→二极管D4→交流电源E的闭环路中流动。即，电力转换装置10返回模式M1的状态。

这之后，在交流电源E为正的期间中，由电力转换装置10反复进行模式M1～M6的动作。

在该模式M1～M6的动作中，出现在开关S1的两端的电压如下所述。首先，在模式M1中，开关S2接通。因此，在开关S1的两端出现交流电源E的电压的绝对值。在模式M2以及模式M3中，回流向开关S1的体二极管流动。因此，开关S1的两端电压变为0V。在模式M4中，开关S1接通。因此，开关S1的两端电压保持为0V。在模式M5以及模式M6中，开关S1断开，电路电流向平滑电容器C3流动。然后，平滑电容器C3的电压上升。其结果，在开关S1的两端出现平滑电容器C3的电压。

另一方面，出现在开关S2的两端的电压如下所述。首先，在模式M1中，开关S2导通。因此，开关S2的两端电压为0V。当变为模式M2时，开关S2开路。因此，在开关S2的两端出现交流电源E的电压的绝对值。在模式M2以及模式M3中，开关S2也保持开路。因此，开关S2的两端电压不变。当变为模式M6时，开关S2导通。其结果，开关S2的两端电压变为0V。

那么，在反复进行模式M1～M6的动作的电力转换装置10中，在模式M3时和模式M6时，ZVS(Zero Voltage Switching：零电压开关)条件成立。使用图3以及图4对该情况详细地进行说明。

图3示出了在模式M2中电路电流I在电感器L1→开关S1→电容器C2→电感器L1的闭环路中流动的状态。在该状态下，开关S1的两端电压为0V。因此，即使在模式M3中从该状态接通开关S1，开关S1的两端电压也保持为0V。因此，不产生开关损耗。即，ZVS条件成立。

图4示出了在模式M5中电路电流I在电感器L1→电容器C2→二极管D5→平滑电容器C3→电感器L1的闭环路中流动的状态。在该状态下，在开关S1的两端施加有平滑电容器C3的电压。另一方面，由于平滑电容器C3的电压比二极管电桥电路D1～D3的正极的直流输出端子b3的电压高，因此不仅对开关S2的源极端子而且还对漏极端子施加有平滑电容器C3的电压。因此，开关S2的两端电压为0V。因此，即使在模式M6中从该状态接通开关S2，开关S2的两端电压也保持为0V。因此，不产生开关损耗。即，ZVS条件成立。

接下来，使用图5的时序图对例如以50kHz的高频动作时的一个周期内的动作的详情进行说明。图5的波形从上依次表示向电感器L1流动的电路电流I(L1)、施加于开关S2的栅极端子的栅极脉冲信号P2、施加于开关S1的栅极端子的栅极脉冲信号P1、向开关S2流动的电流I(S2)、向开关S1流动的电流I(S1)、施加于开关S2的两端的电压V(S2)以及施加于开关S1的两端的电压V(S1)的各波形。在图5中，横轴是时间轴，M1～M6示出了上述的模式M1～M6。

在模式M1中，针对开关S2的栅极脉冲信号P2为高电平“H”，开关S2接通。因此，由二极管电桥电路D1～D4全波整流过的电流流入电感器L1。因此，电流I(L1)从电容器C2朝向开关S1向电感器L1流动。将该电流I(L1)在图5中表现为正的电流。在模式M1中，一开始，电流I(L1)逐渐增加。然后，当经过一段时间时，由LC串联谐振的作用使电流I(L1)的朝向反转，转向减少。

在下一个模式M2中，当栅极脉冲信号P2变为低电平“L”时，开关S2断开。开关S2断开，从而在开关S2中流动的电流I(S2)变为零。其另一方面，在开关S1中，相反方向的电流经由体二极管而流动。此时，因为开关S1的两端电压为零，所以对开关S2施加交流电源E的电压的绝对值。

在下一个模式M3中，当栅极脉冲信号P1变为高电平“H”时，开关S1接通。但是，由于开关S1在模式M2时已经使电流向体二极管流动，因此在开关S1中流动的电流I(S1)的朝向没有变化。当经过一段时间时，由LC串联谐振的作用使电流I(L1)的朝向反转，自动地切换到模式M4。然后，持续地向开关S1流动正的电流。此时，由于开关S1为接通状态，因此本次在开关S1侧变为与模式M1时相同的那样的动作现象。

在下一个模式M5中，当栅极脉冲信号P1变为低电平“L”时，开关S1断开。当开关S1断开时，在开关S1中流动的电流I(S1)停止。然后，取而代之，对平滑电容器C3的电荷进行充电的电流经由二极管D5而流动。此外，在开关S2中，相反方向的电流经由体二极管而流动。其结果，在开关S1的两端施加平滑电容器C3的电压。

在下一个模式M6中，当栅极脉冲信号P2变为高电平“H”时，开关S2接通。此时，由于开关S2的漏极侧和源极侧均成为相同平滑电容器C3的电位，因此开关S2的两端电压为零。此外，在开关S2中流动的电流I(S2)的朝向没有变化。当经过一段时间时，由LC串联谐振的作用使电流I(L1)的朝向反转，自动地切换到模式M1。其结果，出现在开关S1的两端的平滑电容器C3的电压消失，取而代之，施加交流电源E的电压的绝对值。

这样，在开关S1的两端产生零、交流电源E的电压的绝对值、平滑电容器C3的电压的三个电压。在开关S2的两端产生零、交流电源E的电压的绝对值的两个电压。

接下来，使用图6的时序图说明针对交流电源E的动作。图6的波形从上依次表示交流电源E的两端电压V(E)、施加于开关S1的栅极端子的栅极脉冲信号P1、施加于开关S2的栅极端子的栅极脉冲信号P2、向开关S1流动的电流I(S1)、施加于开关S1的两端的电压V(S1)、向交流电源E流动的电流I(E)的各波形。横轴是时间轴，表示以交流50Hz的低频率动作时的一个周期。只是，为了使图清晰易懂，粗略地表现以50kHz的高频率动作时的一个周期。

在交流电源E的电压V(E)的一个周期内，振荡频率是固定的。因此，交流电源E在低相位和在高相位均以相同频率进行开关动作。因此，与交流电源E的电压V(E)的增加成比例地，向开关S1流动的电流I(S1)也增加。其结果，输入电流波形变为与输入电压波形大致相等的正弦波状的电流波形。

当观察开关S1的两端电压V(S1)时，存在三个电压值。即，在接通了开关S1时电压为零，但在断开时与平滑电容器C3相等的电压时和交流电源E的电压V(E)的绝对值时混在一起。然后，在断开了开关S1之后的回流状态时，即，在向平滑电容器C3充电时与平滑电容器C3的电压变为相等。此后，电流正转并在电流向开关S1流动时，电压V(S1)与交流电源E的电压V(E)的绝对值变为相等。

如以上所说明的那样，电力转换装置10使开关S1和开关S2交替地接通、断开，从而平滑电容器C3的电压上升。在平滑电容器C3的电压变得比规定的电压高的情况下，振荡频率上升、电路电流变少。作为其结果，平滑电容器C3的电压下降至规定的电压。相反地，在平滑电容器C3的电压变得比规定的电压低的情况下，振荡频率下降、电路电流增加。作为其结果，平滑电容器C3的电压上升至规定的电压。这样，通过检测在平滑电容器C3的两端子间产生的电压并控制振荡频率，从而能够形成负反馈环路。然后，作为其结果，能够使向负载20的输出电压总是保持恒定。

此外，振荡频率发生变化的是被全波整流过的脉动流的频率的周期单位，至少在其一个周期内使振荡频率保持恒定。因此，电路电流I变为与交流电源E的电压同步的同相的正弦波状。即，在交流电源E的电压高时电路电流也变大，在交流电源E的电压低时电路电流也变小。其结果，输入电流变为正弦波状。因此，不用特别实施电流控制而可获得与PFC电路同等的作用效果。

如此，通过使用本实施方式的电力转换装置10，仅由简单的控制而能够使输入电流成为正弦波状，能够减少电流的高次谐波噪声。此外，由于进行损失少的开关动作，因此能够实现高效率的电力转换。此外，通过使控制归结于振荡频率，从而能够使输出电压保持恒定。因此，根据电力转换装置10，能够期待AC-DC电力转换的装置的小型化、噪声的降低、动作的稳定化等的优异的效果。

[第二实施方式]

接下来，对第二实施方式的电力转换装置10A进行说明。第二实施方式的电力转换装置10A与第一实施方式的电力转换装置10不同的点是控制部13的结构的一部分。除此以外与电力转换装置10相同，因此对共同的部分标注相同符号，并省略其说明。

图7是示出电力转换装置10A具备的控制部13的内部结构的框图。电力转换装置10A的控制部13除了相位判定部131、时间累计部132、电压累计部133、除法部134、比较部136、频率产生器137以及脉冲生成器138之外，还包括启动检测部231。此外，具备可变基准电压产生部232，来代替基准电压产生部135。

启动检测部231输入从相位检测部11输出的相位检测信号V1。启动检测部231从相位检测信号V1检测从交流电源E开始了交流电压的施加。然后，启动检测部231当检测到开始了交流电压的施加时将开始信号ST向可变基准电压产生部232输出。

在由模拟电路实现启动检测部231的情况下，可以使用能够将相位检测信号V1置换为基于CR时间常数的电压上升的电路。在由数字电路实现启动检测部231的情况下，只要构成如下电路即可：从相位检测信号V1的采样数据来检测从电压产生之后使电压维持规定的时间。

可变基准电压产生部232根据输入了开始信号ST，产生直流电压的基准电压SV。基准电压SV从高的状态开始。然后，可变基准电压产生部232进行使基准电压逐渐下降的动作。可变基准电压产生部232将基准电压SV向比较部136输出。

在由模拟电路实现可变基准电压产生部232的情况下，可以使用可变电压三端子稳压器等。在由数字电路实现可变基准电压产生部232的情况下，只要以适当地更新写入对基准电压进行设定的寄存器电路的电压值的方式构成即可。

与第一实施方式同样地，也从除法部134向比较部136输入平均电压AV。然后，包括该比较部136，还有后段的频率产生器137以及脉冲生成器138，与第一实施方式同样地进行作用。

在具备启动检测部231以及可变基准电压产生部232的电力转换装置10A中，在接入交流电源E之后，在频率极其高的状态(例如200kHz)下开始开关S1以及开关S2的开关。由于当频率高时电力传输小，因此平滑电容器C3的升压作用弱。此外，向交流电源E流动的输入电流也少。开关的频率从该状态逐渐下降。然后，最终，下降至通常动作范围的频率(例如50kHz)左右。伴随频率下降，对平滑电容器C3的升压作用变强。此外，向交流电源E流动的输入电流逐渐变大。如此，能够实现缓慢升高的软启动功能。

这样，通过在控制部13追加软启动功能，从而能够防止在交流电源E的接入时过大的电流向电路流动。

[第三实施方式]

接下来，对第三实施方式的电力转换装置10B进行说明。

图8是示出电力转换装置10B具备的控制部13的内部结构的框图。如图8所示，控制部13输入从电压检测部12输出的电压检测信号V2。不输入相位检测信号V1。因此，电力转换装置10B能够在图1所示的电力转换装置10的电路图中省略相位检测部11。

电力转换装置10B的控制部13包括基准电压产生部135、比较部136、频率产生器137以及脉冲生成器138。此外，具备电压平均化部331，来代替相位判定部131、时间累计部132、电压累计部133以及除法部134。

电压平均化部331求出由电压检测部12检测的电压的平均值。然后，电压平均化部331将该平均电压AV向比较部136输出。

例如当假设交流电源E的频率为50Hz时，则由电压检测部12检测的电压包括由二极管电桥电路D1～D4全波整流过的脉动流的频率100Hz的纹波(Ripple)量。因此，如果对该电压的任意的时间点的电压进行了采样，则不能获得正确的平均电压AV。因此，电压平均化部331使用对脉动流的频率100Hz具有充分的平滑作用的结构。例如，由频带宽度为10Hz的滤波器电路构成电压平均化部331。这样一来，从电压平均化部331输出的平均电压AV虽然不是真正的平均值，但能够获得大致与平均值相等的值。

与第一实施方式同样地，也从基准电压产生部135向比较部136输入基准电压SV。然后，包括该比较部136，还有后段的频率产生器137以及脉冲生成器138，与第一实施方式同样地进行作用。

在具备电压平均化部331的电力转换装置10B中，通过使开关S1和开关S2交替地接通、断开，从而平滑电容器C3的电压也上升。在平滑电容器C3的电压变得比规定的电压高的情况下，振荡频率上升、电路电流变少。相反地，在平滑电容器C3的电压变得比规定的电压低的情况下，振荡频率下降、电路电流增加。因此，能够省略相位检测部11而实现与第一实施方式同样的作用效果。

以下，对其他实施方式进行说明。

在各实施方式中，将振荡频率固定在100Hz的高频。作为其他实施方式，实施微小的频率调制，对波形进行校正。采用这样的结构，也能够起到与各实施方式同样的作用效果。

在各实施方式中，用于电压控制的反馈仅为输出电压V2。因此，输入电压为100V或200V均为共同的动作。具体地，在输入电压为100V的情况下，反馈的结果，以使频率下降并使更多的输入电流流动的方式进行作用。例如当假设功率为200W时，则在输入电压为100V时以流动2A的电流的方式调整频率。在输入电压为200V的情况下，反馈的结果，使频率上升并在减少输入电流的方向进行作用。例如，以使“200W＝200V×1A”的式子成立的方式调整输入电流。如此，可稳定地获得基准电压SV作为输出电压。

这样，不用特别检测输入电压、输入电流，而能够以使平滑电容器C3的两端电压变为大致相等的方式调整输出电压。因此，能够宽泛地确保输入电压的范围，因此能够提供针对世界各国的电压情况可共通使用的通用电压应对的电力转换装置。

在第一或第二实施方式中，相位检测部11与二极管电桥电路D1～D4的后段连接。相位检测部11也可以与二极管电桥电路D1～D4的前段连接，并在交流电源E的两端检测电压相位。总之，只要能够检测交流电源E的电压相位即可。

在第三实施方式中，控制部13具备电压平均化部331。电压平均化部331也可以设置于控制部13的外部。即，控制部13也可以输入由电压平均化部331所获得的平均电压AV，并在比较部136中与基准电压进行比较。

在各实施方式中，开关S1、S2是由N型MOSFET构成的半导体开关。开关S1、S2并不限定于N型MOSFET。也可以由P型MOSFET构成开关S1、S2。此外，也可以由双极晶体管、SiC元件、GaN元件等构成开关S1、S2。此外，开关S1、S2并不限定于半导体开关。也可以适用机械式的开关与二极管的并联电路。

虽然说明了几个实施方式，但这些实施方式只是作为示例而提出的，并非旨在限定发明的范围。实际上，这些新的装置和方法能够以其他各种方式进行实施，并且能够在不脱离发明的宗旨的范围内对这些装置和方法进行各种省略、替换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围和宗旨中，同样地包含在本发明的保护范围所记载的发明及其均等的范围内。

Claims

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

电力转换电路，将全波整流电路的交流输入端子作为交流电压的输入端子，将第一开关与第二开关的串联电路连接在所述全波整流电路的直流输出端子间，将电容器与电感器的串联电路连接在所述第一开关和所述第二开关的中点与负极的所述直流输出端子之间，由所述第一开关和所述第二开关中一方的开关、所述电容器和所述电感器形成闭环路，将二极管与平滑电容器的串联电路连接在所述第一开关和所述第二开关的中点与负极的所述直流输出端子之间，由所述电容器、所述电感器、所述二极管和所述平滑电容器形成闭环路，并将所述平滑电容器的两端作为直流电压的输出端子；以及

控制部，在从所述输出端子输出的直流电压的每单位时间的平均电压比基准电压大时使开关频率设定得高，在所述平均电压比所述基准电压小时使所述开关频率设定得低，对所述第一开关以及第二开关排他地输出所述开关频率的开关信号，

所述电力转换装置还包括电压检测部，所述电压检测部检测所述平滑电容器的两端电压，

根据由所述电压检测部检测的电压求出所述平均电压，

所述电力转换装置还包括相位检测部，所述相位检测部连接在所述全波整流电路的直流输出端子间，检测所述交流电压的相位，

所述控制部根据由所述相位检测部检测的相位来判定相位零点，根据所述相位零点间所要的时间和由所述电压检测部检测的电压来求出所述平均电压。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部包括基准电压产生部、比较部、频率产生器以及脉冲生成器，

所述基准电压产生部产生所述基准电压，

所述比较部将所述平均电压与从所述基准电压产生部产生的所述基准电压进行比较，

所述频率产生器基于所述比较部的比较的结果，所述平均电压比所述基准电压大时产生高的频率，所述平均电压比所述基准电压小时产生低的频率，

所述脉冲生成器生成从所述频率产生器产生的频率的所述开关信号。

3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部包括相位判定部、时间累计部、电压累计部以及除法部，

所述相位判定部根据由所述相位检测部检测的相位来判定相位零点，

所述时间累计部对由所述相位判定部检测一个相位零点开始至检测下一个相位零点为止的时间进行累计，

所述电压累计部对由所述电压检测部检测的电压进行累计，

所述除法部将由所述电压累计部累计出的电压除以由所述时间累计部累计出的时间而计算所述平均电压。

4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，

所述基准电压产生部产生所述基准电压，

所述比较部将由所述除法部算出的所述平均电压与从所述基准电压产生部产生的所述基准电压进行比较，

5.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置还包括启动检测部，所述启动检测部检测已开始所述交流电压的施加，

所述控制部在已开始所述交流电压的施加时将所述基准电压设定为高的状态，并隔规定的时间使下降至规定的基准电压。

6.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置还包括电压平均化部，所述电压平均化部求出由所述电压检测部检测出的电压的每单位时间的平均电压，

所述控制部将由所述电压平均化部获得的平均电压与所述基准电压进行比较。

7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于，

所述基准电压产生部产生所述基准电压，

所述比较部将由所述电压平均化部求出的所述平均电压与从所述基准电压产生部产生的所述基准电压进行比较，

8.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，

所述控制部以反复进行第一模式、第二模式、第三模式、第四模式、第五模式、第六模式的方式，对所述第一开关以及第二开关排他地输出所述开关信号，

所述第一模式中，在所述第一开关和所述第二开关中的所述一方的开关断开、另一方的开关接通的状态下，使从所述直流输出端子输出的电流经由所述另一方的开关在所述电容器与所述电感器的串联电路中流动，

所述第二模式中，使所述第一开关以及所述第二开关均从所述第一模式的状态断开，电流在由所述第一开关和所述第二开关中的所述一方的开关、所述电容器和所述电感器形成的闭环路中流动，

所述第三模式中，使所述第一开关和所述第二开关中的所述一方的开关从所述第二模式的状态变为接通、另一方的开关变为断开，

所述第四模式中，使在由所述一方的开关、所述电容器和所述电感器形成的闭环路中流动的电流由于LC串联谐振的作用从所述第三模式的状态反转，

所述第五模式中，使所述第一开关以及所述第二开关均从所述第四模式的状态变为断开，

所述第六模式中，使所述第一开关和所述第二开关中的所述一方的开关从所述第五模式的状态变为断开、另一方的开关变为接通。