CN107819407B - 电力转换装置 - Google Patents

Abstract

一种电力转换装置，具有与PFC电路同等的功率改善能力且不使电力转换效率恶化。将全波整流电路的交流输入端子间作为交流电压的输入端子，在该输入端子间连接两个电容器的串联电路。在全波整流电路的直流输出端子间连接两个开关的串联电路，在这些开关的中点连接第3电容器和电感器的串联电路的一端，另一端连接于两个电容器的连接点。在全波整流电路的正极的直流输出端子经由第1二极管连接平滑电容器的正极侧端子，在全波整流电路的负极的直流输出端子经由用于防止反向电流的第2二极管连接平滑电容器的负极侧端子。将平滑电容器的两端作为直流电压的输出端子。根据从输出端子输出的直流电压的每单位时间的平均电压，可改变开关频率。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及将从交流电源得到的交流电压转换为直流电压并向负载提供电力的电力转换装置。

背景技术

通常，在将交流电压转换为直流电压的电路中组装有PFC(Phase Fa ctorCollecti接通，功率因数校正)电路。PFC电路为使将输入电流成为正弦波的电路，能够抑制输入电流的高频。

PFC电路包括电感器、开关元件、二极管和平滑电容器这4个部件。在PFC电路中，若使开关元件接通，则使电流流向电感器而使磁场能积蓄。接着，若使开关元件断开，则积蓄在电感器的磁场能被转换为电能。然后，利用该电能，使电荷积蓄在平滑电容器中，通过电荷的增加来使平滑电容器的电压上升。

但是，在PFC电路中，当使开关元件从断开切换为接通时，利用二极管的寄生电容器成分使逆向的电流瞬间流向二极管。然后，因该逆向的电流和在开关元件的两端产生的电压之积产生电力损失。因此，若在将交流电压转换为直流电压的电路中组装PFC电路，则存在使电力转换效率恶化的问题。

因此，谋求具有与PFC电路同等的功率改善能力并且不使电力转换效率恶化的电力转换装置。

发明内容

本发明提供一种电力转换装置，具备：电力转换电路，将全波整流电路的交流输入端子作为交流电压的输入端子，在所述交流电压的输入端子间连接第1电容器和第2电容器的串联电路，在所述全波整流电路的直流输出端子间连接第1开关和第2开关的串联电路，在所述第1开关和所述第2开关的中点连接第3电容器和电感器的串联电路的一端，所述第3电容器和电感器的串联电路的另一端连接于所述第1电容器和所述第2电容器的连接点，所述全波整流电路的正极的直流输出端子经由用于防止反向电流的第1二极管连接平滑电容器的正极侧端子，所述全波整流电路的负极的直流输出端子经由用于防止反向电流的第2二极管连接所述平滑电容器的负极侧端子，将所述平滑电容器的两端作为直流电压的输出端子；以及控制部，当从所述输出端子输出的直流电压的每单位时间的平均电压大于基准电压时，将开关频率较高地设定，当所述平均电压小于所述基准电压时，将所述开关频率较低地设定，将所述开关频率的开关信号对所述第1开关和所述第2开关互斥地输出。

附图说明

图1是第1实施方式中的电力转换装置的电路图。

图2是表示第1实施方式中的控制部的内部结构的框图。

图3是表示在第1实施方式中ZVS条件成立的电路图。

图4是表示在第1实施方式中ZVS条件成立的电路图。

图5是表示在第1的实施方式中以50kHz的开关频率工作时的主要部分波形的时间图。

图6是表示在第1实施方式中以50Hz的频率输入交流电源时的1个周期的主要部分波形的时间图。

图7是表示第2实施方式中的电力转换装置的电路图。

图8是表示在第2实施方式中ZVS条件成立的电路图。

图9是表示在第2实施方式中ZVS条件成立的电路图。

图10是表示第3实施方式中的控制部的内部结构的框图。

图11是表示第4实施方式中的控制部的内部结构的框图。

具体实施方式

以下，使用附图说明具有与PFC电路同等的功率改善功能并且不使电力转换效率恶化的电力转换装置的实施方式。

[第1实施方式]

首先，说明电力转换装置10的第1实施方式。

图1是电力转换装置10的电路图。电力转换装置10包括第1电容器～第3电容器C11、C12、C2、平滑电容器C3、二极管桥电路D1、D2、D3、D4、第1开关S1、第2开关S2、电感器L1和用于防止反向电流的第1二极管D5、第2二极管D6。

第1开关S1、第2开关S2是由N型MOSFET(Metal-Oxide-Semico nductor Field-Effect Transistor，金属-氧化物半导体场效应晶体管)构成的半导体开关。这种半导体开关使正电流从漏极端子向源极端子的方向流动。正电流通过施加于栅极端子的信号而被控制为接通或断开。另外，半导体开关若从源极端子向漏极端子施加逆电压，则使电流经由体二极管流动。该电流即使在施加于栅极端子的信号为断开状态下也流动。

二极管桥电路D1～D4是将来自于交流电源E的交流进行全波整流的全波整流电路。二极管桥电路D1～D4将二极管D2的阴极和二极管D1的阳极连接，将二极管D4的阴极和二极管D3的阳极连接。进而二极管桥电路D1～D4将二极管D2的阳极和二极管D4的阳极彼此连接，将二极管D1的阴极和二极管D3的阴极彼此连接。利用这样的连接，二极管D2与二极管D1的连接点b1和二极管D4与二极管D3的连接点b2作为交流输入端子发挥功能。另外，二极管D1和二极管D3的连接点b3作为正极的直流输出端子发挥功能，二极管D2和二极管D4的连接点b4作为负极的直流输出端子发挥功能。

电力转换装置10具备一对电路输入端子I1、I2和一对电路输出端子O1、O2。并且，电力转换装置10在电路输入端子I1、I2之间连接交流电源E，在电路输出端子O1、O2之间连接负载20。在图1中，交流电源E将上侧定义为正极(+)端子，将下侧定义为负极(－)端子。负载20可以为单纯的负载，例如为由电阻成分R构成的加热器，也可以为复杂的电路负载，例如与后段连接的DCDC逆变器。

电力转换装置10将作为第1电容器的电容器C11的一端与一侧的电路输入端子I1连接，将作为第2电容器的电容器C12的一端与该电容器C11的另一端连接，将该电容器C12的另一端与另一电路输入端子I2连接。即，电力转换装置10在电路输入端子I1、I2之间连接电容器C11、C12的串联电路。另外，电力转换装置10将二极管桥电路D1～D4的一交流输入端子b1与一电路输入端子I1和电容器C11的连接点连接，将二极管桥电路D1～D4的另一交流输入端子b2与另一电路输入端子I2和电容器C12的连接点连接。

电力转换装置10将开关S1、S2的串联电路连接到二极管桥电路D1～D4的直流输出端子b3、b4之间。具体地，电力转换装置10将开关S2的漏极端子与二极管桥电路D1～D4的正极的直流输出端子b3连接，将该开关S2的源极端子与开关S1的漏极端子连接。进而，电力转换装置10将开关S1的源极端子与二极管桥电路D1～D4的负极的直流输出端子b4连接。

电力转换装置10将作为第3电容器的电容器C2和电感器L1的串联电路与作为开关S2的源极端子和开关S1的漏极端子之间的连接点的中点m连接。具体地，电力转换装置10将电容器C2的一端与中点m连接，将该电容器C2的另一端与电感器L1的一端连接。进而，电力转换装置10将电感器L1的另一端与上述电容器C11和上述电容器C12的连接点n连接。

电力转换装置10将作为第1二极管的二极管D5的阳极与上述二极管桥电路D1～D4的正极的直流输出端子b3和上述开关S2的漏极端子的连接点连接，将该二极管D5的阴极与平滑电容器C3的正极侧端子连接。进而，电力转换装置10将作为第2二极管的二极管D6的阳极与上述平滑电容器C3的负极侧端子连接，将该二极管D6的阴极与上述二极管桥电路D1～D4的负极的直流输出端子b4和上述开关S1的源极端子的连接点连接。

电力转换装置10将平滑电容器C3的两端子与一对电路输出端子O1、O2连接。具体地，电力转换装置10将二极管D5和平滑电容器C3的正极侧端子的连接点与一电路输出端子O1连接，将平滑电容器C3的负极侧端子和上述二极管D6的连接点与另一电路输出端子O2连接。

电力转换装置10具备相位检测部11、电压检测部12和控制部13。

相位检测部11连接到二极管桥电路D1～D4的直流输出端子P3、P4之间。相位检测部11检测施加到二极管桥电路D1～D4的交流电压的相位。然后，相位检测部11将其相位检测信号V1向控制部13输出。

电压检测部12连接到平滑电容器C3的两端子之间。电压检测部12检查在平滑电容器C3的两端子之间产生的电压。然后，电压检测部12将其电压检测信号V2向控制部13输出。

控制部13将相位检测信号V1和电压检测信号V2作为输入，生成作为开关S1、S2的开关信号的栅极脉冲信号P1、P2。然后，控制部13将栅极脉冲信号P1、P2分别向开关S1、S2的栅极端子输出。

图2是表示控制部13的内部结构的框图。控制部13包括：相位判定部131、时间累计部132、电压累计部133、除法运算部134、基准电压产生部135、比较部136、频率发生器137和脉冲发生器138。

相位判定部131接收从相位检测部11输出的相位检测信号V1。相位判定部131判定从相位检测信号V1起算的相位角为零度的点。例如若使交流电源E的频率为50Hz，则通过二极管桥电路D1～D4进行全波整流的脉动电流的频率为100Hz。相位判定部131判定该频率100Hz的相位角为零度的点、所谓的相位零点。相位判定部131在每判定相位零点时向时间累计部132输出零点判定信号PZ时间累计部。

在通过模拟电路实现相位判定部131的情况下，使用PLL(Phase Lo cked Loop，锁相环)电路即可。在通过数字电路实现相位判定部131的情况下，以一定间隔对电压采样，寻找在时间序列中的周期性的电路即可。

时间累计部132接收从相位判定部131输出的零点判定信号PZ。时间累计部132对从接收一个零点判定信号PZ开始到接收下一个零点判定信号PZ为止的时间进行累计。即，时间累计部132计算从上述脉动电流的频率的相位零点开始到下一个相位零点为止所需要的时间。只要例如脉动电流的频率为100Hz，则其时间为10ms。时间累计部132在每接收零点判定信号PZ时，将到此时为止的累计时间σT输出到除法运算部134。另外，时间累计部132在每接收零点判定信号PZ时，向电压累计部133输出复位信号RS。

在通过模拟电路实现时间累计部132的情况下，使用能够将时间的累计值置换为CR时间常数下的电压上升的电路即可。在通过数字电路实现时间累计部132的情况下，构成根据采样个数和采样间隔进行倒算来计算时间的电路即可。

电压累计部133接收从电压检测部12输出的电压检测信号V2和从时间累计部132输出的复位信号RS。电压累计部133在从接收一个复位信号RS起到接收下一个复位信号RS为止的期间，累计从电压检测信号V2得到的电压。然后，电压累计部133在每接收复位信号RS时，将到此时为止的累计电压σV输出到除法运算部134的同时进行复位。

在通过模拟电路实现电压累计部133的情况下，使用能够将电压的累计值置换为CR时间常数下的电压上升的电路即可。在通过数字电路实现电压累计部133的情况下，构成对电压检测信号V2进行采样，按照其采样进行加法的电路即可。

除法运算部134接收从时间累计部132输出的累计时间σT和从电压累计部133输出的累计电压σV。除法运算部134将累计电压σV用以相同定时输入的累计时间σT进行除法运算。即，除法运算部134计算出在从上述脉动电流的频率的相位零点起到下一个相位零点为止所需要的时间内由电压检测部12检测的电压的平均电压AV。然后，除法运算部134将该平均电压AV输出到比较部136。

在通过模拟电路实现除法运算部134的情况下，使用模拟除法运算器即可。在通过数字电路实现除法运算部134的情况下，构成算术的除法运算器即可。

基准电压产生部135产生通过电力转换装置10升压而向负载20输出的直流电压的基准电压SV。基准电压SV预先设定。基准电压产生部135将基准电压输出到比较部136。

在通过模拟电路实现基准电压产生部135的情况下，使用齐纳电压电路或可变3端子电源等即可。在通过数字电路实现基准电压产生部135的情况下，使用用于储存基准电压的寄存电路即可。

比较部136接收从除法运算部134输出的平均电压AV和从基准电压产生部135输出的基准电压SV。比较部136将平均电压AV与基准电压S V比较，计算出其差电压DV(＝平均电压AV－基准电压SV)。然后，比较部136将该差电压DV向频率发生器137输出。

在通过模拟电路实现比较部136的情况下，使用利用了运算放大器的差动放大电路即可。在通过数字电路实现比较部136的情况下，通过算术的减法器构成比较电路即可。

频率发生器137被输入从比较部136输出的差电压DV。当差电压D V为正，即存在“平均电压AV＞基准电压SV”的关系时，频率发生器137发挥作用使频率可变信号FS的频率升高。当差电压DV为负，即存在“平均电压AV＜基准电压SV”的关系时，频率发生器137发挥作用使频率可变信号FS的频率降低。频率发生器137将频率可变信号FS向脉冲发生器138输出。

在通过模拟电路实现频率发生器137的情况下，使用可变频率的三角波发生器即可。在通过数字电路实现频率发生器137的情况下，构成改变生成周期的计数值的电路即可。

脉冲发生器138被输入从频率发生器137输出的频率可变信号FS。脉冲发生器138与频率可变信号FS的频率同步，互斥地生成栅极脉冲信号P1、P2。然后，脉冲发生器138将栅极脉冲信号P1作为对开关S1的开关信号向开关S1的栅极端子输出。另外，脉冲发生器138将栅极脉冲信号P2作为对开关S2的开关信号向开关S2的栅极端子输出。栅极脉冲信号P1和栅极脉冲信号P2不会同时开启。这样，将开关S1、S2互斥地接通、断开。栅极脉冲信号P1、P2与频率可变信号FS的频率同步地改变频率，但占空比为例如50％且恒定。

在通过模拟电路实现脉冲发生器138的情况下，构成使用比较器将三角波二等分并输出栅极脉冲信号P1作为其三角波的上半部分，输出栅极脉冲信号P2作为下半部分的电路。在通过数字电路生成脉冲发生器138的情况下，构成以与频率可变信号FS的频率相应的采样周期交替输出H电平信号的电路即可。

接着，说明电力转换装置10的动作。这里，说明对交流电源E施加正的电压时的动作。应予说明，在对交流电源E施加负的电压时，形成使用全波整流二极管D3、D2的路径。但是，全波整流后的二极管的输出电压与向交流电源E施加正的电压的情况相同。因此，省略此处的说明。

[模式M1…开关S1为断开，开关S2为接通]

在开关S2为接通的状态下，若将交流电源E作为基点考虑，则以交流电源E→二极管D1→开关S2→电容器C2→电感器L1→电容器C12→交流电源E的路径形成闭环。另外，若将电感器L1作为基点考虑，则也形成电感器L1→电容器C11→二极管D1→开关S2→电容器C2→电感器L1的闭环。其结果是，电路电流I从交流电源E供给到电感器L1。电路电流I伴随着时间的经过而增加。伴随着该电路电流I的增加，积蓄在电感器L1的磁场能增加。此时，由于开关S2处于导通状态，开关S1、S2的中点M的电压与交流电源E的电压相等。

[模式M2…开关S2为断开]

若从模式M1的状态使开关S2断开，则电力转换装置10发挥作用维持流向电感器L1流动的电流。因此，电力转换装置10释放积蓄在电感器L1的磁场能。其结果是，若考虑以电感器L1为起点，则电路电流I流过电感器L1→电容器C11→二极管D1→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→开关S1的体二极管→电容器C2→电感器L1的闭环。另外，同时形成经由交流电源E的路径，即交流电源E→二极管D1→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→开关S1的体二极管→电容器C2→电感器L1→电容器C12→交流电源E的闭环，使电路电流I流过闭环。流经这2个闭环的电流都沿对平滑电容器C3增加电荷充电量的方向发挥作用。即，将通过模式M1积蓄在电感器L1的磁场能通过在模式M2中使平滑电容器C3的电压上升而转换为电能。

[模式M3…开关S1为接通]

在模式M2中，在开关S1中使电路电流I经由体二极管流过。因此，开关S1的两端电压为0V。在此状态下，将开关S1设为接通。即使将开关S1设为接通，在开关S1中电路电流I原本逆向流动，因此动作不发生变化。

[模式M4…开关S1为接通]

若开关S1接通后经过一段时间，则利用电容器C2和电感器L1的串联共振的作用使电路电流I的朝向反向。其结果是，若考虑电感器L1为起点，则电路电流I流过电感器L1→电容器C2→开关S1→二极管D4→电容器C12→电感器L1的闭环。另外，同时经由交流电源E的路径，即形成交流电源E→电容器C11→电感器L1→电容器C2→开关S1→二极管D4→交流电源E的闭环，使电路电流I流过该闭环。因此，通过电路电流I使积蓄在电感器L1的磁场能增加。

[模式M5…开关S1为断开]

若从模式M4的状态使开关S1为断开，则电力转换装置10发挥作用维持流过电感器L1的电流。其结果是，若考虑以电感器L1为起点，则电路电流I流过电感器L1→电容器C2→开关S2的体二极管→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→二极管D4→电容器C12→电感器L1的闭环。另外，同时形成经由交流电源E的路径，即交流电源E→电容器C11→电感器L1→电容器C2→开关S2的体二极管→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→二极管D4→交流电源E的闭环，使电路电流I流过该闭环。通过使电路电流I流过这2个闭环，沿相对于平滑电容器C3增加电荷充电量的方向发挥作用。即，通过模式M4积蓄在电感器L1的磁场能在模式M5中转换为平滑电容器C3的电能。

[模式M6…开关S2为接通]

在模式M5的状态下，开关S2的两端的电位差为0V。因此，即使在该状态下将开关S2设为接通，在该时刻动作也不发生变化。但是，之后，由于电容器C2和电感器L1的串联共振作用，电路电流I的方向反向。若电路电流I的方向反向，则开关S2导通，因此若考虑以电感器L1为基点，则电路电流I流过电感器L1→电容器C11→二极管D1→开关S2→电容器C2→电感器L1的闭环。另外，若考虑以交流电源为基点，则电路电流I流过交流电源E→二极管D1→开关S2→电容器C2→电感器L1→电容器C12→交流电源E的闭环。即，电力转换装置10返回到模式M1的状态。

在此之后，在交流电源E为正的期间，电力转换装置10反复进行模式M1～M6的动作。

如上所述，利用模式M1和模式M4的动作，将交流电源E的电压供给下的电能暂时转换为电感器L1的磁场能。然后，通过下一个模式M2、M3和模式M5、M6的动作，将磁场能再转化为平滑电容器C3的电荷的电能。

在该模式M1～M6的动作中在开关S1的两端出现的电压如下。在模式M1中，开关S2为接通。因此，开关S1的两端被施加全波整流后的电压。在模式M2和模式M3中，环流流过开关S1。因此，开关1的两端电压为0V。在模式M4中，开关S1为接通。因此，开关S1的两端电压仍为0V。在模式M5和模式M6中，环流流过开关S2的体二极管。利用该环流进行对平滑电容器C3的充电。此时，在开关1的两端被施加平滑电容器C3的电压。平滑电容器C3的电压为比全波整流后的电压高的电压。然后，再回到模式M1，则开关1的两端电压下降到全波整流后的电压。

关于开关2，由于电路的对称性，与开关1的互补性，同样的两端电压以开关周期的反相位发生。

这样，在反复进行模式M1～M6的动作的电力转换装置10中，当模式M3时和模式M6时，ZVS(Zero Voltage Switching，零电压开关)条件成立。使用图3和图4说明该情况。

图3表示在模式M2中电路电流I流经电感器L1→电容器C11→二极管D1→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→开关S1的体二极管→电容器C2→电感器L1的闭环和交流电源E→二极管D1→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→开关S1的体二极管→电容器C2→电感器L1→电容器C12→交流电源E的闭环的状态。在该状态下，开关S1的两端电压为0V。因此，根据该状态，即使在模式M3中开关S1为接通，开关S1的两端电压仍保持为0V。因此，不发生开关损耗。即，ZVS条件成立。

图4表示在模式M5中电路电流I流经电感器L1→电容器C2→开关S2的体二极管→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→二极管D4→电容器C12→电感器L1的闭环和交流电源E→电容器C11→电感器L1→电容器C2→开关S2的体二极管→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D6→二极管D4→交流电源E的闭环的状态。在该状态下，环流经由开关S2的体二极管流过，因此开关S2的两端电压为0V。在该状态下，即使开关S2为接通，开关S2的两端电压仍保持为0V。因此，不发生开关损耗。即，ZVS条件成立。

接着，使用图5的时间图说明在例如50kHz的高频下动作时的1个周期内的动作的详细情况。图5的波形从上依次表示流过电感器L1的电路电流I(L1)、施加于开关S2的栅极端子的栅极脉冲信号P2、施加于开关S1的栅极端子的栅极脉冲信号P1、流向开关S2的电流I(S2)、流向开关S1的电流I(S1)和施加到开关S1的两端的电压V(S1)的各波形。在图5中，横轴为时间轴，M1～M6表示前述的模式M1～M6。

在模式M1中，栅极脉冲信号P2相对于开关S2为高电平“H”，开关S2为接通。因此，通过二极管桥电路D1～D4进行全波整流的电流流入电感器L1。因此，在电感器L1中电流I(L1)从电容器C2向电容器C11或电容器C12流入。该电流I(L1)在图5中呈现为正的电流。在模式M1中，刚开始，电流I(L1)缓缓增加。然后不久，利用LC串联谐振作用使电流I(L1)的方向反向，转换为减小。

在下一个模式M2中，若栅极脉冲信号P2为低电平“L”，则开关S2为断开。通过使开关S2为断开，流过开关S2的电流I(S2)为零。另一方面，在开关S1中，反向的电流经由体二极管流动。

在下一个模式M3中，若栅极脉冲信号P1成为高电平“H”，则开关S1为接通。但是，关于开关S1，模式M2时电流已经流向体二极管，因此流过开关S1的电流I(S1)的方向不变化。不久后，利用LC串联谐振作用使电流I(L1)的方向反向，自动切换为模式M4。然后，在开关S1中继续有正的电流流过。此时，开关S1为接通状态，因此这次成为在开关S1侧与模式M1时相同的动作现象。

在下一个模式M5中，若栅极脉冲信号P1为低电平“L”，则开关S1为断开。若开关S1为断开，则流过开关S1的电流I(S1)停止。取而代之的是，经由开关S2的体二极管而进行平滑电容器C3的电荷的充电的电流流过。

在下一个模式M6中，若栅极脉冲信号P2为高电平“H”，则开关S2为接通。此时，由于开关S2为在体二极管中向体二极管未流过电流的状态，因此流过开关S2的电流I(S2)的方向不变化。不久后，利用LC串联谐振作用使电流I(L1)方向反向，自动切换为模式M1。

这样，在开关S1的两端产生零、交流电源E的电压V(E)的绝对值、平滑电容器C3的电压这3电压。

接着，使用图6的时间图说明对交流电源E的动作。图6的波形从上依次表示交流电源E的两端电压V(E)、施加到开关S1的栅极端子的栅极脉冲信号P1、施加到开关S2的栅极端子的栅极脉冲信号P2、流过开关S1的电流I(S1)，施加到开关S1的两端的电压V(S1)，流向交流电源E的电流I(E)的各波形。横轴为时间轴，表示以交流50Hz低频率动作时的1个周期。其中，为了便于理解图6，较粗地表示以50kHz的高频率动作时的1个周期。

在交流电源E的电压V(E)的1个周期内，振荡频率固定。因此，无论交流电压E是低相位还是高相位都以相同频率进行开关动作。因此，与交流电源E的电压V(E)的增加成比例地，流过开关S1的电流I(S1)也增加。其结果是，输入电流波形成为与输入电压波形大致相等的正弦波状的电流波形。

从开关S1的两端电压V(S1)来看，存在3种电压值。即混存如下情况：将开关S1设为接通时电压为零，断开时与平滑电容器C3相等的电压，交流电源E的电压V(E)的绝对值。然后，刚刚将开关S1设为断开之后的环流状态时，即对平滑电容器C3充电时，与平滑电容器C3的电压相等。之后，使电流正转而使电流流向开关S1时，电压V(S1)等于交流电源E的电压V(E)的绝对值。

如上说明，电力转换装置10通过使开关S1和开关S2交替接通和断开，使平滑电容器C3的电压上升。在平滑电容器C3的电压高于预定电压的情况下，振荡频率上升并电路电流减小。作为其结果，平滑电容器C3的电压下降到预定的电压。相反，在平滑电容器C3的电压低于预定电压的情况下，振荡频率下降并电路电流增加。作为其结果，平滑电容器C3的电压上升到预定的电压。这样，能够检测在平滑电容器C3的两端子间产生的电压，控制振荡频率，从而形成负反馈环。然后，作为其结果，能够使对负载20的输出电压始终保持恒定。

另外，振荡频率变化的情况是被进行全波整流的脉动电流频率的周期单位，在至少其1个周期内振荡频率保持恒定。因此，电路电流I成为与交流电源E的电压同步的同相正弦波状。即，交流电源E的电压高时电路电流也变大，交流电源E的电压低时电路电流也变小。其结果是，输入电流成为大致正弦波状。因此，不特别进行电流控制就能得到与PFC电路同等的作用效果。

这样，根据使用本实施方式的电力转换装置10，能够只通过简单的控制就将输入电流设置为正弦波状，能够降低电流的高次谐波噪音。另外，由于进行损失小的开关动作，能够实现高效率的电力转换。另外，通过将控制归属为振荡频率，能够将输出电压保持恒定。因此，根据电力转换装置10，能够期待AC-DC电力转换的装置的紧凑化、噪音降低、动作稳定化等优异的效果。

[第2实施方式]

接着，说明第2实施方式的电力转换装置10A。应予说明，以下说明与第1实施方式的电力转换装置10的不同点。

图7是电力转换装置10A的电路图。电力转换装置10A在开关S1、S2的中点M和电容器C2的连接点将二极管D7的阳极和二极管D8的阴极连接。然后，二极管D7的阴极与二极管D5和平滑电容器C3的连接点连接。二极管D8的阳极与平滑电容器C3和二极管D6的连接点连接。即，电力转换装置10A以使经由开关S2的体二极管流向二极管D5的电流短路的方式设置二极管D7。同样地，电力转换装置10A以使经由开关S1的体二极管流向二极管D6的电流短路的方式设置二极管D8。

接着，说明当正的电压印加到交流电源E时的电力转换装置10A的动作。基本动作与电力转换装置10相同，因此只说明存在差异的方面。

[模式M1…开关S1为断开，开关S2为接通]

电力转换装置10A的动作与电力转换装置10的动作相同。

[模式M2…开关S2为断开]

在电力转换装置10中，电路电流I从平滑电容器C3经由二极管D6和开关S1的体二极管流向电容器C2并进而流向电感器L1。在电力转换装置10A中，电路电流I不经由二极管D6和开关S1的体二极管而从平滑电容器C3经由二极管D8流向电容器C2并进而流向电感器L1。

[模式M3…开关S1为接通]

与模式M2的情况相同地，电路电流I不经由二极管D6和开关S1的体二极管而从平滑电容器C3经由二极管D8流向电容器C2并进而流向电感器L1。

[模式M4…开关S1为接通]

电力转换装置10A的动作与电力转换装置10的动作相同。

[模式M5…开关S1为断开]

在电力转换装置10中，电路电流I从电容器C2经由开关S2的体二极管和二极管D5流向平滑电容器C3。在电力转换装置10A中，电路电流I不经由开关S2的体二极管和二极管D5而从电容器C2经由二极管D7流向平滑电容器C3。

[模式M6…开关S2为接通]

与模式M5的情况相同，电路电流I不经由开关S2的体二极管和二极管D5而从电容器C2经由二极管D7流向平滑电容器C3。

在如上所述进行动作的电力转换装置10A中，当模式M3时和模式M6时，ZVS(ZeroVoltage Switching)条件成立。使用图8和图9说明该情况。

图8是表示在模式M2中电路电流I流经电感器L1→电容器C11→二极管D1→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D8→电容器C2→电感器L1的闭环和交流电源E→二极管D1→二极管D5→平滑电容器C3→二极管D8→电容器C2→电感器L1→电容器C12→交流电源E的闭环的状态。在该状态下，电流流向二极管D8。因此，二极管D6和开关S1的串联电路的两端电压为0V。因此，由于在模式M3中即使开关S1为接通，电流也经由二极管D8继续流动，流过开关S1的电流为零。因此，不发生开关损耗。即，ZVS条件成立。

图9是在模式M5中电路电流I流经电感器L1→电容器C2→二极管D7→平滑电容器C3→二极管D6→二极管D4→电容器C12→电感器L1的闭环和交流电源E→电容器C11→电感器L1→电容器C2→二极管D7→平滑电容器C3→二极管D6→二极管D4→交流电源E的闭环的状态。在该状态下，电流流向二极管D7。因此，开关S2和二极管D5的串联电路的两端电压为0V。因此，由于在模式M6中即使将开关S2为接通，电流也经由二极管D7继续流动，流过开关S2的电流为零。因此，不发生开关损耗。即，ZVS条件成立。

如上所说明，电力转换装置10A在追加有迂回开关S2和二极管D4的二极管D7和迂回二极管D4和开关S1的二极管D8方面与电力转换装置10不同。因此，电力转换装置10A能够取得与电力转换装置10相同的作用效果。

在此基础上，若假设例如开关S1、S2的接通电阻的电压为0.5V，二极管D5～D8的PN结电压为0.9V，则在开关S2和二极管D5的串联电路的两端产生合计1.4V的电位差。同样地，在二极管D6和开关S1的串联电路的两端也产生合计1.4V的电位差。假如电流为1.0A，则这些串联电路上的电力损失W为1.4V×10A的瞬间值。另一方面，在电力转换装置10A中，电流流过二极管D7、D8，不流过开关S1和二极管D4的串联电路和二极管D6和开关S1的串联电路。因此，电力损失W成为电流流过二极管D7、D8时的0.9V×10A的瞬间值。由此，根据电力转换装置10A，能够实现比电力转换装置10效率高的电力转换。

[第3实施方式]

接着，说明第3实施方式的电力转换装置10B。第3实施方式的电力转换装置10B与第1实施方式的电力转换装置10的不同之处在于控制部13的结构的一部分。除此之外，与电力转换装置10相同，因此对于相同部分标注同一附图标记并省略其说明。

图10是表示具备电力转换装置10B的控制部13的内部结构的框图。电力转换装置10B的控制部13除了相位判定部131、时间累计部132、电压累计部133、除法运算部134、比较部136、频率发生器137和脉冲发生器138外还具有起动检测部231。另外，具备可变基准电压产生部232来代替基准电压产生部135。

起动检测部231接收从相位检测部11输出的相位检测信号V1。起动检测部231根据相位检测信号V1检测开始从交流电源E施加交流电压的情况。然后，起动检测部231检测开始施加交流电压的情况，将开始信号ST向可变基准电压产生部232输出。

在通过模拟电路实现起动检测部231的情况下，使用能够将相位检测信号V1置换为CR时间常数下的电压上升的电路即可。在通过数字电路实现起动检测部231的情况下，构成根据相位检测信号V1的采样数据，检测在产生电压之后维持预定的时间电压的情况的电路即可。

可变基准电压产生部232根据接收开始信号ST的情况，产生直流电压的基准电压SV。基准电压SV从高状态开始。然后，可变基准电压产生部232进行逐渐降低基准电压的动作。可变基准电压产生部232将基准电压SV向比较部136输出。

在通过模拟电路实现可变基准电压产生部232的情况下，使用可变电压3端子稳压器等即可。在通过数字电路实现可变基准电压产生部232的情况下，构成为适当地更新写入用于设定基准电压的寄存电路的电压值即可。

与第1实施方式相同地，也从除法运算部134向比较部136输入平均电压AV。然后，包括该比较部136在内，后段的频率发生器137和脉冲发生器138也与第1实施方式相同地发挥作用。

在具备起动检测部231和可变基准电压产生部232的电力转换装置10B中，在投入交流电源E之后，在频率极高的状态(例如200kHz)下使开关S1和开关S2的开关开始。由于频率变高则电力传输变小，因此平滑电容器C3的升压作用弱。另外，流向交流电源E的输入电流也小。从该状态开始开关频率缓缓下降。然后，最终下降到通常动作范围的频率(例如50kHz)前后。伴随着频率下降，对平滑电容器C4的升压作用变强。另外，流向交流电源E的输入电流缓缓变大。这样，能够实现缓慢上升的软启动功能。

这样，通过对控制部13追加软启动功能，能够防止在投入交流电源E时过大的电流流过电路。

[第4实施方式]

接着，说明第4实施方式的电力转换装置10C。

图11是表示具备电力转换装置10C的控制部13的内部结构的框图。如图11所示，控制部13接收从电压检测部12输出的电压检测信号V2。不接收相位检测信号V1。因此，电力转换装置10C可在图1所示的电力转换装置10的电路图中省略相位检测部11。

电力转换装置10C的控制部13包括基准电压产生部135、比较部136、频率发生器137和脉冲发生器138。另外，可以具有电压平均化部331来代替相位判定部131、时间累计部132、电压累计部133和除法运算部134。

电压平均化部331求出电压检测部12检测出的电压的平均值。然后，电压平均化部331将该平均电压AV向比较部136输出。

例如交流电源E的频率为50Hz，则通过电压检测部12检测的电压含有通过二极管桥电路D1～D4进行全波整流的脉动电流的频率100Hz的波动成分。因此，对于对该电压在任意时间点进行电压采样而言，无法得到正确的平均电压AV。因此，电压平均化部331使用对脉动电流的频率100Hz具有充分的平滑作用的部件。例如，通过带宽为10Hz的滤波电路构成电压平均化部331。由此，从电压平均化部331输出的平均电压AV虽然不是真实平均值，但也可以得到大致与平均值相等的值。

与第1实施方式相同地，比较部136从基准电压产生部135接收基准电压SV。然后，包括比较部136在内，后段的频率发生器137和脉冲发生器138也与第1实施方式相同地发挥作用。

在具备电压平均化部331的电力转换装置10C中，也使开关S1和开关S2交替接通和断开，从而使平滑电容器C3的电压上升。在平滑电容器C3的电压高于预定的电压的情况下，振荡频率上升并电路电流变小。相反，在平滑电容器C3的电压低于预定的电压的情况下，振荡频率下降并电路电流增加。因此，可以省略相位检测部11来实现与第1实施方式相同的作用效果。

以下，说明其他实施方式。

在各实施方式中，将振荡频率固定为100Hz的高频。作为其他实施方式，进行微弱的调频来校正波形。采用这样的结构也能够起到与各实施方式相同的作用效果。

在各实施方式中，用于电压控制的反馈只是输出电压V2。因此，即使输入电压为100V，或为200V也成为通用动作。具体地，在输入电压为100V的情况下，反馈的结果，以使频率下降使更多的输入电流流动的方式发挥作用。若例如输出为200W，则当输入电压为100V时以使2A的电流流动的方式对频率进行调整。在输入电压为200V的情况下，反馈的结果，向以使频率上升而输入电流减小的方向发挥作用。例如，以使“200W＝200V×1A”的式成立的方式对输入电流进行调整。这样，作为输出电压，能够稳定地得到基准电压SV。

这样，不特别地检测输入电压和/或输入电流而能够以使平滑电容器C3的两端电压大致相等的方式调整输出电压。因此，由于可扩大输入电压范围，能够提供针对世界各国的电压情况通用的对应通用电压的电力转换装置。

在第1或第2实施方式中，也可以是，相位检测部11与二极管桥电路D1～D4的后段连接。相位检测部11与二极管桥电路D1～D4的前段连接，在交流电源E的两端检测电压相位。总之，只要检测交流电源E的电压相位即可。

在第3实施方式中，控制部13具备电压平均化部331。电压平均化部331也可以设置在控制部13的外部。即，控制部13可以接收由电压平均化部331得到的平均电压AV，并通过比较部136与基准电压进行比较。

在各实施方式中，开关S1、S2为由N型MOSFET构成的半导体开关。开关S1、S2不限于N型MOSFET。也可以由P型MOSFET构成开关S1、S2。另外，也可以由场效应晶体管、SiC元件、GaN元件等构成开关S1、S2。另外，开关S1、S2不限于半导体开关。也可以使用机械式开关和二极管的并联电路。

虽然说明了几个实施方式，但这些实施方式只是作为示例而提出的，并非旨在限定发明的范围。这些实施方式能够以其他各种方式进行实施，能够在不脱离发明的宗旨的范围内进行各种省略、替换、变更。这些实施方式及其变形包括在发明的范围和宗旨中，同样地包括在权利要求书所记载的发明及其等同的范围内。

Claims (10)

1.一种电力转换装置，具备：

电力转换电路，将全波整流电路的交流输入端子作为交流电压的输入端子，在所述交流电压的输入端子间连接第1电容器和第2电容器的串联电路，在所述全波整流电路的直流输出端子间连接第1开关和第2开关的串联电路，在所述第1开关和所述第2开关的中点连接第3电容器和电感器的串联电路的一端，所述第3电容器和电感器的串联电路的另一端连接于所述第1电容器和所述第2电容器的连接点，所述全波整流电路的正极的直流输出端子经由用于防止反向电流的第1二极管连接平滑电容器的正极侧端子，所述全波整流电路的负极的直流输出端子经由用于防止反向电流的第2二极管连接所述平滑电容器的负极侧端子，将所述平滑电容器的两端作为直流电压的输出端子；以及

控制部，当从所述输出端子输出的直流电压的每单位时间的平均电压大于基准电压时，将开关频率较高地设定，当所述平均电压小于所述基准电压时，将所述开关频率较低地设定，将所述开关频率的开关信号对所述第1开关和所述第2开关互斥地输出。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述控制部包括：

基准电压产生部，产生所述基准电压；

比较部，将所述平均电压与所述基准电压产生部产生的所述基准电压进行比较；

频率发生器，根据所述比较部的比较结果，当所述平均电压大于所述基准电压时产生较高的频率，当所述平均电压小于所述基准电压时产生较低的频率；以及

脉冲发生器，生成所述频率发生器产生的频率的所述开关信号。

3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述电力转换装置还具备电压检测部，所述电压检测部检测所述平滑电容器的两端电压，

根据所述电压检测部检测出的电压来求出所述平均电压。

4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其中，

所述电力转换装置还具备相位检测部，所述相位检测部连接于所述全波整流电路的直流输出端子间，并检测所述交流电压的相位，

所述控制部根据所述相位检测部检测出的相位来判定相位零点，并根据相位零点之间所需的时间和所述电压检测部检测出的电压来求出所述平均电压。

5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，

所述控制部包括：

相位判定部，根据所述相位检测部检测出的相位来判定相位零点；

时间累计部，对从所述相位判定部检测出一个相位零点起到检测出下一个相位零点为止的时间进行累计；

电压累计部，对所述电压检测部检测出的电压进行累计；以及

除法运算部，通过将所述电压累计部累计得到的电压除以所述时间累计部累计得到的时间来计算所述平均电压。

6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其中，

所述控制部包括：

基准电压产生部，产生所述基准电压；

比较部，将所述除法运算部计算出的所述平均电压与所述基准电压产生部产生的所述基准电压进行比较；

频率发生器，根据所述比较部的比较结果，当所述平均电压大于所述基准电压时产生较高的频率，当所述平均电压小于所述基准电压时产生较低的频率；以及

脉冲发生器，生成所述频率发生器产生的频率的所述开关信号。

7.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述电力转换电路还具备：

第3二极管，用于使流过所述第2开关和所述第1二极管的电流迂回；以及

第4二极管，用于使流过所述第2二极管和所述第1开关的电流迂回。

8.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述的电力转换装置还具备起动检测部，所述起动检测部检测开始施加所述交流电压的情况，

当开始施加所述交流电压时，所述控制部将所述基准电压设定为高的状态，并且经预定的时间下降到预定的基准电压。

9.根据权利要求3所述的电力转换装置，其中，

所述电力转换装置还具备电压平均化部，所述电压平均化部求出所述电压检测部检测出的电压的每单位时间的平均电压，

所述控制部将通过所述电压平均化部得到的平均电压与所述基准电压进行比较。

10.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述控制部将所述开关信号对所述第1开关和所述第2开关互斥地输出，以便反复进行第1模式、第2模式、第3模式、第4模式、第5模式和第6模式，

在所述第1模式下，在所述第1开关断开、所述第2开关接通的状态下，从所述直流输出端子输出的电流经由所述第2开关流过所述第3电容器和所述电感器的串联电路，

在所述第2模式下，从所述第1模式的状态，使所述第2开关断开，使电流流过由所述第3电容器和所述电感器的串联电路、所述第1电容器或所述第2电容器、所述第1二极管、所述平滑电容器、所述第2二极管和所述第1开关形成的闭环，

在所述第3模式下，从所述第2模式的状态，使所述第1开关接通，

在所述第4模式下，从所述第3模式的状态，使流过所述闭环的电流在LC串联谐振作用下反向，

在所述第5模式下，从所述第4模式的状态，使所述第1开关断开，使电流流过由所述第3电容器和所述电感器的串联电路、第2开关、所述第1二极管、所述平滑电容器、第2开关和所述第1电容器或所述第2电容器形成的闭环，

在第6模式下，从所述第5模式的状态，使所述第2开关接通。

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