JP5521966B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流直流変換を行う直流電源装置に関するものである。

近年、直流電源装置が有する整流回路では、商用電源から直流電源装置に入力される入力電流が商用電源の電圧と同期整流できないため電源力率が悪く無効電力分が多いといったこともあり、電力利用率の向上が要求されている。無効電力分とは供給される電力が直流電源装置を介し接続されている負荷側の装置によって消費されず、供給側に返還される分であり、供給元からみると発電・送電の効率が悪く、負荷側からみると供給された電力を有効に利用していない状態である。また、高調波電流成分の含有率が多いと、直流電源装置では商用電源から入力される入力電流の波形が正弦波状の波形から歪み、同一の電源系統に接続された他の装置の動作を妨害したり送電設備を損傷させたりすることがある。これらに対して、国際規格（ＩＥＣ６１０００−３）等によって改善が要求されている。その対策として、半導体スイッチング素子にてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行い、電源力率の改善、電源高調波電流の抑制、直流出力電圧の調整を行う直流電源装置が用いられている。

そこで、直流電源回路として用いられる従来のハーフブリッジ型コンバータ回路は、４つのダイオードが接続して形成されたダイオードブリッジ回路のＮ出力との間に設けられたシャント抵抗により電流検出を行う。さらにＳｉ半導体製の第１のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）がシャント抵抗およびシャント抵抗が接続された側の一方のダイオードに並列に接続されており、Ｓｉ半導体製の第２のＩＧＢＴがシャント抵抗およびシャント抵抗が接続された側の他方のダイオードに並列に接続されており、シャント抵抗により検出された電流値に基づいて制御手段が２つのＩＧＢＴを制御する。その際、特にＩＧＢＴが逆方向（エミッタからコレクタ）に電流が流れないという特性を利用して、第１のＩＧＢＴと第２のＩＧＢＴを同時にＯＮ／ＯＦＦして２０〜２５ｋＨｚ程度のスイッチング周波数でスイッチングを行っている（例えば、特許文献１参照）。

また、近年の省エネ化に従い、直流電源装置のスイッチング周波数を高周波化する場合、直流電源装置の電流が流れる経路上にある半導体素子すなわち整流用素子および半導体スイッチング素子の損失が大きくなるため、インバータ機器同様に炭化ケイ素（ＳｉＣ）などのワイドバンドギャップ半導体素子に置き変えてパワー半導体モジュールの低損失化、低発熱化を図る技術動向がある。例えば、モータなどを駆動するインバータ回路では、パワー半導体モジュールに、炭化ケイ素（ＳｉＣ）によるショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いパワー半導体モジュールのリカバリ電流によるリカバリ損失を減らしたり、パワー半導体モジュールのスイッチ速度（ターンオン速度）を速くしスイッチング損失を減らしたりすることで、モータなどの駆動効率は現状と同等で、パワー半導体モジュールの低損失化、低発熱化を図っている（例えば、特許文献２参照）。

空気調和機などの直流電源装置の半導体スイッチング素子は、耐圧が６００Ｖ以上、電流が１０Ａｒｍｓ以上流れるため通常、高耐圧でもオン抵抗を低減可能なＳｉ製のＩＧＢＴが用いられていた。しかし、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子は、ユニポーラ型の電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が主流である。これは、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などのワイドバンドギャップ半導体の絶縁破壊強度がＳｉの約１０倍と高く、高耐圧化してもドリフト層を非常に薄くできるため超低オン抵抗化が可能になり、ＩＧＢＴ以上の低損失化により、ワイドバンドギャップ半導体化するメリットを十分得られるためである。また、ワイドバンドギャップ半導体、例えば炭化ケイ素などはシリコンよりもキャリア移動速度が速いためにスイッチング速度を高めることができる。尚、ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコンよりもバンドギャップが大きい半導体のことであり、例えば、炭化ケイ素や窒化ガリウムやダイヤモンドなどのことである。

特開２００１−２８６１４９号公報（００１７欄乃００２７欄、第１−４図） 特開２００８−９２６６３号公報（第３−４頁）

しかしながら、特許文献１に開示されているハーフブリッジ型コンバータ回路の半導体スイッチング素子はバイポーラ型のスイッチング手段であるＩＧＢＴであるためこれ以上の大幅な低損失化が望めず、またスイッチング周波数を高く出来ないという問題があり、そこで、更なる低損失、高周波化を目指してＩＧＢＴからＭＯＳＦＥＴに置き換えた場合、電流がＭＯＳＦＥＴを双方向に流れるためシャント抵抗をバイパスする電流経路が発生してしまうことによって、電流を検出するシャント抵抗にすべての電流が流れないために制御が不安定になるという課題がある。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、直流電源装置の半導体スイッチング素子に電界効果トランジスタを使用しても、シャント抵抗により検出した電流値で安定的に制御が行えるようにすることを目的とする。

この発明の直流電源装置は、商用交流電源から供給される交流電流を整流して負荷側に供給する整流回路と、前記整流回路と負側の出力端子との間に設けられ、前記負側の出力端子から前記整流回路に流れる電流値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段と並列に前記整流回路に接続され、寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタと、前記電流検出手段が検出する電流値と前記寄生ダイオードを流れる電流値の分流比を予め記憶し、前記電流検出手段が検出する電流値と前記分流比に基づいて求められる前記寄生ダイオードを流れる電流値とから前記整流回路を流れる電流値を求めて前記電界効果トランジスタを制御する制御手段と、を備えたことを特徴する。

この発明の直流電源装置は、商用交流電源から供給される交流電流を整流して負荷側に供給する整流回路と、前記整流回路と負側の出力端子との間に設けられ、前記負側の出力端子から前記整流回路に流れる電流値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段と並列に前記整流回路に接続され、寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタとを備え、前記整流回路の負極側の整流素子の順方向電圧は前記寄生ダイオードに電流が流れ始める閾値電圧以下であることを特徴とする。

この発明の直流電源装置は、商用交流電源から供給される交流電流を整流して負荷側に供給する整流回路と、前記整流回路と負側の出力端子との間に設けられ、前記負側の出力端子から前記整流回路に流れる電流値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段と並列に前記整流回路に接続され、寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタと前記負側の出力端子の間に負側の出力端子から前記整流回路へ電流が流れることを防止する手段と、前記電流検出手段の検出値に基づいて前記電界効果トランジスタを制御する制御手段と、を備えたことを特徴する。

本願発明によれば、電界効果トランジスタと並列に接続された電流検出手段が検出する電流値を用いて安定的に制御動作する直流電源装置とすることができる。

この発明の実施の形態１における直流電源装置の構成図である。 この発明の実施の形態１における回路を流れる電流の説明図である。 この発明の実施の形態１における回路を流れる電流の説明図である。 この発明の実施の形態２における直流電源装置の構成図である。 この発明の実施の形態２における回路を流れる電流の説明図である。 この発明の実施の形態２における電流検出用シャント抵抗を流れる電流、ＭＯＳＦＥＴ素子の寄生ダイオードを流れる電流と電圧の関係図である。 この発明の実施の形態２における回路を流れる電流の説明図である。 この発明の実施の形態３における直流電源装置の構成図である。 この発明の実施の形態３における電流検出用シャント抵抗を流れる電流、ＭＯＳＦＥＴ素子の寄生ダイオードを流れる電流と電圧の関係図である。 この発明の実施の形態４における樹脂でモールドされた構成を示した図である。 この発明の実施の形態４における樹脂でモールドされた別の構成を示した図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における直流電源装置となるハーフブリッジ型コンバータ回路の回路構成図であり、空気調和機などの家電製品に用いられている電源力率の改善、電源高調波電流の低減、直流出力電圧の調整を行う直流電源装置である。以降、本回路を例に挙げて説明していく。交流電源１は、ノイズフィルタ２、リアクトル３を介して整流回路４に接続されている。整流回路４は、４つの整流素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄで構成されたダイオードブリッジ回路である。整流素子とは、例えばＰＮ接合ダイオードやショットキーバリアダイオードなどである。整流回路４の正極端子側に整流素子４ａ、４ｂ、負極端子側に整流素子４ｃ、４ｄが接続されている。整流回路４の正極端子は平滑コンデンサ５の正極に接続されてＰラインすなわち直流電源装置の正極出力端子を形成している。また、整流回路４の負極端子は電流検出用シャント抵抗６を介して、平滑コンデンサ５の負極に接続されＮラインすなわち直流電源装置の負極出力端子を形成している。また、整流回路４の整流素子４ｃ、４ｄと電流検出用シャント抵抗６とにはＰＷＭ制御にてスイッチング動作を行うワイドバンドギャップ半導体で作製されたＭＯＳＦＥＴ素子７、８と整流素子９、１０がそれぞれ接続されている。整流素子９はカソードがＮラインと接続しており、アノードがＭＯＳＦＥＴ素子７のソースと接続している。整流素子１０も同様にカソードがＮラインと接続し、アノードがＭＯＳＦＥＴ素子８のソースと接続している。尚、整流素子９、１０はＮラインから整流回路４に向かって流れる電流を防止できる手段であればよく、ダイオード、スイッチやドランジスタであればよい。

整流回路４の整流出力側には平滑コンデンサ５が接続され、さらにその先には、インバータ装置が接続されており、インバータ装置は直流電源装置から供給される直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して、その先の負荷に供給する。負荷は例えば、家庭用の空気調和機の圧縮機や送風機を駆動するためモータである。交流電源１は空気調和機の外部から交流電力を供給し、交流電源１以外は直流電源装置の中に設けられている。なお、交流電源１は、空気調和機のような家電製品を動かすために、一般的に商用電源入力ＡＣ１００Ｖ〜２４０Ｖ程度で使用される。

交流電源１のＲ、Ｓラインは、ノイズフィルタ２の入力に接続され、ノイズフィルタ２の出力のＲ１、Ｓ１ラインがリアクトル３の入力に接続されている。正極側のリアクトル３の出力は整流回路４と接点１１ａで接続しており、負極側のリアクトル３の出力は整流回路４と接点１１ｂで接続している。接点１１ａは整流素子４ａと整流素子４ｃの間に配置しており、接点１１ｂは整流素子４ｂと整流素子４ｄの間に配置している。整流素子４ａと整流素子４ｂの間に配置している接点１１ｃが直流電源装置の正極出力端子となるＰラインの接点１１ｄと接続している。整流素子４ｃと整流素子４ｄの間に配置している接点１１ｅが電流検出用シャント抵抗６と接続しており、電流検出用シャント抵抗６の他端は接点１１ｆでＮラインと接続している。平滑コンデンサ５は正極側で接点１１ｄでＰラインと接続し、負極側で接点１１ｇでＮラインと接続している。ＭＯＳＦＥＴ素子７は整流素子４ａと整流素子４ｃの間に配置した接点１１ｈで整流回路４と接続し、他端では整流素子９を介して接点１１ｆでＮラインと接続している。また、ＭＯＳＦＥＴ素子８は整流素子４ｂと整流素子４ｄの間に配置した接点１１ｉで整流回路４と接続し、他端では整流素子１０を介して接点１１ｊでＮラインと接続している。

また、整流素子４ａは接点１１ａから接点１１ｃに電流を流すように設けられている。整流素子４ｂは接点１１ｂから接点１１ｃに電流を流すように設けられている。整流素子４ｃは接点１１ｅから接点１１ｈに電流を流すように設けられている。整流素子４ｄは接点１１ｅから接点１１ｉに電流を流すように設けられている。整流素子９は接点１１ｈから接点１１ｆに電流を流すように設けられている。整流素子１０は接点１１ｉから接点１１ｊに電流を流すように設けられている。

つまり、直列に接続された整流素子４ｃと電流検出用シャント抵抗６と、同じく直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ素子７と整流素子４ａとは、並列に接続されている。整流素子４ａは、整流素子４ｃとは逆極性すなわち逆の向きに電流が流れるような向きに接続されている。同様に、直列に接続された整流素子４ｄと電流検出用シャント抵抗６と、直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ素子８と整流素子４ｂとは、並列に接続されており、整流素子４ｂは、整流素子４ｄとは逆極性すなわち逆の向きに電流が流れるような向きに接続されている。

また、図１の制御ブロックは、平滑コンデンサ５の両端すなわちＰ−Ｎライン間の目標電圧値の指令信号すなわち目標出力電圧を出力する目標出力電圧発生器１２と、目標出力電圧発生器１２の出力である目標出力電圧とＰ−Ｎライン間の実際の電圧である直流出力電圧とが入力され目標出力電圧と直流出力電圧との誤差分を増幅した出力電圧誤差分信号を出力する出力電圧誤差増幅器１３と、交流電源１の電圧を全波整流した正弦波基準波形信号を出力する電源同期回路１４と、出力電圧誤差増幅器１３の出力である出力電圧誤差分信号と電源同期回路１４の出力である正弦波基準波形信号とが入力され出力電圧誤差分信号と正弦波基準波形信号とを乗算した出力電圧誤差増幅信号を出力する掛算器１５と、電流検出用シャント抵抗６を流れる電流から発生させた実電流信号と掛算器１５の出力である出力電圧誤差増幅信号とが入力され実電流信号と出力電圧誤差増幅信号との誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を出力する電流誤差増幅器１６と、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８のスイッチング周波数を制御する三角波を発生させる三角波発生器１７と、三角波発生器１７の出力である三角波と電流誤差増幅器１６の出力である電流誤差増幅信号とが入力され三角波と電流誤差増幅信号とを比較してＰＷＭ駆動信号を出力する比較器１８と、比較器１８が発生するＰＷＭ駆動信号が入力されＰＷＭ駆動信号に応じてＭＯＳＦＥＴ素子７、８をオン・オフすなわちスイッチングさせるＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路１９と、によって構成されている。ＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路１９はＭＯＳＦＥＴ素子７、８を駆動制御して、交流電源１から入力される交流入力電流や平滑コンデンサ５の両端に発生する直流出力電圧を制御する。このように本実施の形態１の直流電源装置の制御ブロック、すなわち制御手段２１は出力電圧誤差増幅器１３、電源同期回路１４、掛算器１５、電流誤差増幅器１６、三角波発生器１７、比較器１８、ＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路１９とを有している。

次に、図２、図３を用いて本実施の形態１の直流電源装置の回路動作と電流の流れについて説明する。図２は、交流電源１の電圧が正の半波すなわち、交流電源１のＲラインが正の電圧、Ｓラインが負の電圧がかかっている場合の電流の流れを図示している。

図２においてＭＯＳＦＥＴ素子７がオン、ＭＯＳＦＥＴ素子８がオフの場合（破線ａ）、交流電源１のＲラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＲ１ラインを通り、リアクトル３、ＭＯＳＦＥＴ素子７のドレイン−ソース、整流素子９、電流検出用シャント抵抗６を経て、整流素子４ｄからリアクトル３を経由し、ノイズフィルタ２のＳ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＳラインへ戻る経路すなわち破線ａのループを短絡電流が流れ、交流電源１からの入力電流は増加し、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。

また、図２においてＭＯＳＦＥＴ素子７及びＭＯＳＦＥＴ素子８がそれぞれオフの場合（２点鎖線ｂ）、交流電源１のＲラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＲ１ラインを通り、リアクトル３、整流素子４ａ、平滑コンデンサ５、電流検出用シャント抵抗６、整流素子４ｄからリアクトル３を経由し、ノイズフィルタ２のＳ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＳラインへ戻る経路すなわち２点鎖線ｂのループを電流が流れ、平滑コンデンサ５が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられていたエネルギーが、交流電源１が供給する電力とともに平滑コンデンサ５に出力・充電されるので、直流出力電圧の昇圧が行われる。また、交流電源１はリアクトル３とともに平滑コンデンサ５に充電するため、破線ａのループを短絡電流が流れる場合に対して、交流電源１からの入力電流は減少する。

次に図３は、交流電源１の電圧が負の半波すなわち、交流電源１のＲラインが負の電圧、Ｓラインが正の電圧がかかっている場合の電流の流れを図示している。

図３においてＭＯＳＦＥＴ素子７がオフ、ＭＯＳＦＥＴ素子８がオンの場合（破線ｃ）、交流電源１のＳラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＳ１ラインを通り、リアクトル３、ＭＯＳＦＥＴ素子８、整流素子１０、電流検出用シャント抵抗６を経て、整流素子４ｃからリアクトル３を経由し、ノイズフィルタ２のＲ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＲラインへ戻る経路すなわち破線ｃのループを短絡電流が流れ、交流電源１からの入力電流は増加し、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。

また、図３においてＭＯＳＦＥＴ素子７及びＭＯＳＦＥＴ素子８がそれぞれオフの場合（２点鎖線ｄ）、交流電源１のＳラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＳ１ラインを通り、リアクトル３、整流素子４ｂ、平滑コンデンサ５、電流検出用シャント抵抗６を経て、整流素子４ｃからリアクトル３を経由し、ノイズフィルタ２のＲ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＲラインへ戻る経路すなわち２点鎖線ｄのループを電流が流れ、平滑コンデンサ５が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられていたエネルギーが、交流電源１が供給する電力とともに平滑コンデンサ５に出力・充電されるので、直流出力電圧の昇圧が行われる。また、交流電源１はリアクトル３とともに平滑コンデンサ５に充電するため、破線ｃのループを短絡電流が流れる場合に対して、交流電源１からの入力電流は減少する。

以上のように、本実施の形態１の直流電源装置は、ワイドバンドギャップ半導体を使用したＭＯＳＦＥＴ素子７、８にそれぞれ直列にＮライン側から整流回路４に電流を流さない整流素子９、１０を設ける構成である。図２、図３を用いて説明したように、図２の破線ａの場合はＭＯＳＦＥＴ素子７と整流素子９を通過した電流が、接点１１ｆで分流して接点１１ｊからＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａに分流した電流が流れることがなく、図２の２点鎖線ｂの場合は平滑コンデンサ５を通過した電流が接点１１ｆで分流してＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード７ａに流れることがない。このように接点１１ｆで電流が分流することなく電流検出用シャント抵抗６に電流が流れるので、電流誤差増幅器１６は電流検出用シャント抵抗６が検出する電流値を分流を考慮して補正する必要がないので、リアクトル３や整流回路４を流れる電流を正確に検出することができ直流電源装置の制御を容易に行うことができる。尚、図３の場合も上述したように、接点１１ｆで電流が分流することなく電流検出用シャント抵抗６に流れる。

また、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ素子７、８にシリコン半導体よりもキャリア移動速度が速いワイドバンドギャップ半導体を使用しているので、スイッチング周波数を上げることができ、ＰＷＭ制御の時間制御をきめ細かに行うことが可能となる。特に、Ｓｉ製のＩＧＢＴでは損失が大きくなるために実用的でなかった２５ｋＨｚを超えるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ素子７、８を駆動することができるようになり、よりきめ細かなＰＷＭ制御を行うことができる。そして、スイッチング周波数の高周波化により電流リップルは小さくなり、電流リップル成分を除去する以外に影響が少ないフィルタ回路で電流リップル成分が除去することができるとともに、ＰＷＭ制御のきめ細かな時間制御により歪みが少ない正弦波状の入力電流を生成することができ、電源電圧との同期位相ずれを抑制することができるので、設計に近い電源高調波電流の低減と高電源力率の向上とを行うことができ、リアクトルも小型化することができる。

また、電流が接点１１ｆで分流して寄生ダイオード７ａ、８ａに流れないため、電源同期回路１４から出力される電源電圧の極性信号に応じて、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８のどちらか一方を選択的にスイッチングさせる必要がなくなる。このように整流素子９、１０を設けることで、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８を電源電圧の極性に寄らず、常に同時にスイッチングすることが可能となり、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８をＩＧＢＴに置き換えたとしても特許文献１に示すような従来のＩＧＢＴを用いた直流電源装置に使用していた制御ブロックを本実施の形態１の直流電源装置に使用でき、製造コストや開発コストを低減することができる。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２におけるハーフブリッジ型コンバータ回路の回路構成図であり、空気調和機などの家電製品に用いられている電源力率の改善、電源高調波電流の低減、直流出力電圧の調整を行う直流電源装置である。

上述した実施の形態１では、ＮラインとＭＯＳＦＥＴ素子７、８の間にそれぞれ整流素子９、１０を設けることによって、シャント抵抗６を流れる抵抗が寄生ダイオード７ａ、８ａに分流することを防止し、シャント抵抗６に流れる電流の値をＭＯＳＦＥＴ素子７、８の制御に用いている。しかしながら、実施の形態１の構成ように整流素子９、１０を設けると高コストになる問題がある。対して、本実施の形態２では整流手段９、１０を設けることなく、電流検出用シャント抵抗６を流れる電流の値からＭＯＳＦＥＴ素子７、８を制御する直流電源装置について説明する。尚、本実施の形態２において、実施の形態１と同一の構成部分には同一符号を付して説明は省略する。

本実施の形態２の直流電源装置ではＮラインとＭＯＳＦＥＴ素子７とＭＯＳＦＥＴ素子８との間に整流手段を設けない構成としているので、ＭＯＳＦＥＴ素子７は接点１１ｆでＮラインと接続しており、ＭＯＳＦＥＴ素子８は接点１１ｈでＮラインとそれぞれ接続している。制御ブロックには、実施の形態１の制御ブロックに対して電流補正器２０が追加されている。電流補正器２０は電流検出用シャント抵抗６から得られる電流信号を補正し、実電流信号に変換して電流誤差増幅器１６に出力する。電流誤差増幅器１６は電流補正器２０の出力信号と掛算器１５の出力である出力電圧誤差増幅信号とが入力され実電流信号と出力電圧誤差増幅信号との誤差分を増幅した電流誤差増幅信号を比較器１８に出力する。尚、電流補正器２０の動作の詳細については後述する。

次に、図５乃至図７を用いて本実施の形態２の直流電源装置の回路動作と電流の流れについて説明する。図５は、交流電源１の電圧が正の半波すなわち、交流電源１のＲラインが正の電圧、Ｓラインが負の電圧がかかっている場合である。

図５において電源同期回路１４の信号から電源極性（Ｒが正の電圧）を検知し、ＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路がＭＯＳＦＥＴ素子７をオン、ＭＯＳＦＥＴ素子８をオフさせる。この期間は、ＭＯＳＦＥＴ素子８は常にオフとなる。この場合、交流電源１のＲラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＲ１ラインを通り、リアクトル３、ＭＯＳＦＥＴ素子７を経て、電流検出用シャント抵抗６と整流素子４ｄの直列回路、及びＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａに分流した電流がリアクトル３を流れ、ノイズフィルタ２のＳ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＳラインへ戻る経路すなわち破線ｅのループを短絡電流が流れ、交流電源１からの入力電流は増加し、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。

また、図５においてＭＯＳＦＥＴ素子７、８がそれぞれオフの場合、交流電源１のＲラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＲ１ラインを通り、リアクトル３、整流素子４ａ、平滑コンデンサ５を経て、電流検出用シャント抵抗６と整流素子４ｄの直列回路、及びＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａに分流した電流がリアクトル３を流れ、ノイズフィルタ２のＳ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＳラインへ戻る経路すなわち２点鎖線ｆのループを電流が流れ、平滑コンデンサ５が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエネルギーが、交流電源１が供給する電力とともに平滑コンデンサ５に出力・充電されるので、直流出力電圧の昇圧が行われる。また、交流電源１はリアクトル３とともに平滑コンデンサ５に充電するため、破線３のループを短絡電流が流れる場合に対して、交流電源１からの入力電流は減少する。

ここで、図６を用いて、この時のＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａと整流素子４ｄに流れる電流の分流比について説明する。線２３はＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａの特性を示すグラフであり、線２４は電流検出用シャント抵抗６及び整流素子４ｅの特性を示すグラフである。線２３は寄生ダイオード８ａで生じる電位差と寄生ダイオード８ａを流れる電流の関係を示している。線２３で示すように寄生ダイオード８ａはｋｎｅｅ電圧Ｖ２よりも接点１１ｉと接点１１ｊの電位差（接点１１ｊの電位＞接点１１ｉの電位）が大きくなると、寄生ダイオード８ａに電流が流れ始める。
線２４は、電流検出用シャント抵抗６に発生する電圧と整流素子４ｄの順方向電圧Ｖｆ１を足した電圧をＶ１とし、シャント抵抗６に流れる電流との関係を示している。

ＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａの順方向電圧をＶｆ２とすると、Ｖ１とＶｆ２により整流素子４ｄに流れる電流と寄生ダイオード８ａに流れる電流の分流比が決定される。一般的にＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａの特性は悪く、寄生ダイオード８ａがオンするＫｎｅｅ電圧Ｖ２＞Ｖ１となる領域が広く、Ｖ１＝Ｖ２となる電流ｉ１までは整流素子４ｄのみに電流が流れる。つまり、電流検出用シャント抵抗６に流れている電流がｉ１未満であれば寄生ダイオード８ａに電流は流れていない。電流検出用シャント抵抗６に流れる電流がｉ１以上になると上記のようにＶ１とＶｆ２により分流するため、電流検出用シャント抵抗６で検出する電流が、分流した分だけ小さくなる。よって、その分を補正して制御に用いる必要がある。例えば、Ｖ１＝Ｖ３（Ｖ３＞Ｖ２）となる場合、電流検出用シャント抵抗６には電流ｉ３ａが流れ、寄生ダイオード８ａには電流ｉ３ｂが流れる。尚、ここでは整流素子４ｄと寄生ダイオード８ａの場合について説明したが、整流素子４ｃと寄生ダイオード７ａの場合も同様である。

次に図７は、交流電源１の電圧が負の半波すなわち、交流電源１のＲラインが負の電圧、Ｓラインが正の電圧がかかっている場合である。

図７において、電源同期回路の信号から今度はＳが正と検知し、ＭＯＳＦＥＴ素子８がオン、７がオフとなる。この期間は、ＭＯＳＦＥＴ素子７が常オフとなる。この場合、交流電源１のＳラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＳ１ラインを通り、リアクトル３、ＭＯＳＦＥＴ素子８を経て、電流検出用シャント抵抗６と整流素子４ｃの直列回路、及びＭＯＳＦＥＴ素子７の寄生ダイオード７ａに分流した電流がリアクトル３を流れ、整流素子４ｃおよびリアクトル３を経て、ノイズフィルタ２のＲ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＲラインへ戻る経路すなわち破線ｇのループを短絡電流が流れ、交流電源１からの入力電流は増加し、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。分流比は、図５の場合と同様に、電流検出用シャント抵抗６に発生する電圧と整流素子４ｃの順方向電圧を足した電圧と、ＭＯＳＦＥＴ素子７の寄生ダイオードの順方向電圧により分流比が決定される。

また、図７においてＭＯＳＦＥＴ素子７、８がオフの場合、交流電源１のＳラインからノイズフィルタ２を介してノイズフィルタ２のＳ１ラインを通り、リアクトル３、整流素子４ｂ、平滑コンデンサ５を経て、電流検出用シャント抵抗６と整流素子４ｃの直列回路、及びＭＯＳＦＥＴ素子７の寄生ダイオードに分流した電流がリアクトル３を流れ、ノイズフィルタ２のＲ１ラインからノイズフィルタ２を介して交流電源１のＲラインへ戻る経路すなわち２点鎖線ｈのループを電流が流れ、平滑コンデンサ５が充電される。このとき、リアクトル３に蓄えられたエネルギーが、交流電源１が供給する電力とともに平滑コンデンサ５に出力・充電されるので、直流出力電圧の昇圧が行われる。また、交流電源１はリアクトル３とともに平滑コンデンサ５に充電するため、破線ｇのループを短絡電流が流れる場合に対して、交流電源１からの入力電流は減少する。

このように図５と図７を用いて説明したＭＯＳＦＥＴ素子７、８の動作が繰り返され、電源電圧と入力電流とが同相となるように制御されるため電源力率が改善される。入力電流が正弦波となるため入力電流に含まれる高次成分の高調波電流すなわち電源高調波電流が低減され、リアクトル３に蓄えられたエネルギーによって直流出力電圧が昇圧させられる。なお、交流電源１がＡＣ１００Ｖの場合で、変換された直流電圧はＤＣ４００Ｖ程度まで昇圧可能であり、この範囲で直流電圧を可変制御する。

次に、入力電流が正弦波になる制御動作について説明する。図４の制御ブロックにおいて、目標出力電圧発生器１２の目標出力電圧とＰ−Ｎライン間から検出される実際の直流出力電圧とから出力電圧誤差増幅器１３にて出力電圧誤差分が演算され、直流出力電圧が調整される。すなわち、出力電圧誤差増幅器１３は、目標出力電圧に対して直流出力電圧が不足であれば、入力電流を増加させリアクトル３に蓄えるエネルギーを増やし、目標出力電圧に対して直流出力電圧が過剰であれば、入力電流を減少させリアクトル３に蓄えるエネルギーを減らすように制御する。

次に、出力電圧誤差増幅器１３の出力である出力電圧誤差分信号と電源同期回路１４の出力である正弦波基準波形信号とから掛算器１５にて正弦波状の出力電圧誤差増幅信号とする。正弦波基準波形信号はノイズフィルタ２の出力であるＲ１、Ｓ１ラインから検出したＲ１−Ｓ１ライン間の電圧すなわち交流電源１の電源電圧と同相の正弦波上の電圧を電源同期回路１４にて信号に変換されたものである。交流電源１の電源電圧と同相の正弦波状の正弦波基準波形信号を使用することにより、掛算器１５で電源電圧と同期した正弦波状の電流に制御する。交流電源１の入力電流を電源電圧と同期した同相の電流にすることで電源力率は１に近づき、交流電源１の入力電流を正弦波に近づけることにより入力電流に含まれる高次成分の高調波電流すなわち電源高調波電流が０に近づいていく。なお、正弦波基準波形信号はノイズを除去したノイズフィルタ２の出力側Ｒ１、Ｓ１ラインで取ることが望ましいが、入力側のＲ、Ｓラインでもノイズなどに問題がなければ使用しても構わない。

次に、電流補正器２０は、電流検出用シャント抵抗６で検出した電流信号を、図５のｉ１以下の場合はそのまま実電流として電流誤差増幅器１６に出力し、ｉ１を超える場合は、予め計算もしくは実験的に求めた分流比データから電流信号を補正して電流誤差増幅器１６に出力する。この時、整流素子４ｃ、４ｄの順方向電圧Ｖｆと、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８の寄生ダイオード７ａ、８ａの順方向電圧Ｖｆは温度の影響を受けるため、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８の温度を検出して補正に加えても良い。このように電流補正器２０は分流比データやＭＯＳＦＥＴ素子７、８の温度に基づく補正係数を内部に設けた記録部に予め記録させておき、電流検出用シャント抵抗６で検出した電流値から寄生ダイオード７ａ、８ａに流れている電流値を求めることができる。よって、本実施の形態２ではＭＯＳＦＥＴ素子７を通る接点１１ｈと接点１１ｆの間、或いは接点１１ｆと接点１１ｈの間に電流検出手段および整流手段を設けることなく、低コストでリアクトル３に流れる電流を求めることができる。

次に、電流誤差増幅器１６にて正弦波基準波形信号と実電流信号とから電流誤差増幅信号が演算され、実際流れている電流が調整される。すなわち、電流誤差増幅器１６では、正弦波基準波形信号に対して実際流れている電流が少なければ増加させ、多ければ減少させるように制御する。

そして、電流誤差増幅器１６の出力である電流誤差増幅信号と三角波発生器１７の出力である三角波とからＰＷＭ駆動信号を比較器１８にて生成する。比較器１８にて生成されたＰＷＭ駆動信号にてＭＯＳＦＥＴ素子７、８をオン・オフする。すなわち、三角波によってＭＯＳＦＥＴ素子７、８のスイッチング周波数が制御され、電流誤差増幅信号によってＭＯＳＦＥＴ素子７、８のオン・オフ時間の比率が制御される。また、図５、図７に基づいて説明した通り、電源同期回路１４の信号から電源極性を検知し、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８を極性に合せてオンするＭＯＳＦＥＴ素子を変える。ＭＯＳＦＥＴ素子７、８のどちらかがオンの時、短絡電流が流れ、交流電源１からの入力電流が増加するとともにリアクトル３にエネルギーが蓄えられ、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８がオフの時、交流電源１からの入力電流が減少するとともにリアクトル３に蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサ５側に出力され、直流出力電圧の昇圧が行われる。
このように、本実施の形態２の直流電源装置の制御手段２１には実施の形態１の制御手段２１に電流補正器２０がさらに設けられている構成となっている。

以上のように、本実施の形態２では、交流電源１のＲラインが正の電圧の場合（図５）、ＭＯＳＦＥＴ素子８を常にオフにしてＭＯＳＦＥＴ素子７をスイッチングさせる。Ｒラインが負の電圧の場合（図７）、ＭＯＳＦＥＴ素子７を常にオフにしてＭＯＳＦＥＴ素子８をスイッチングさせる。ＲラインとＳラインの電圧の極性は電源同期回路１４からＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路１４への出力にて判別する。このような動作を、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８をスイッチングするスイッチング周波数すなわちスイッチング周期で、繰り返すことにより、入力電流と直流出力電圧が制御される。このようにスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ素子を使用した場合でも、シャント抵抗による検出結果を適宜補正することにより、リアクトル３や整流回路４に流れる電流を精度よく検出することができる。

実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態２におけるハーフブリッジ型コンバータ回路の回路構成図であり、空気調和機などの家電製品に用いられている電源力率の改善、電源高調波電流の低減、直流出力電圧の調整を行う直流電源装置である。

上述した実施の形態２では、整流素子４ｃ、４ｄに流れる電流がｉ１以上、すなわちＶ１が寄生ダイオード７ａ、８ａのｋｎｅｅ電圧Ｖ２よりも大きくなると、リアクトル３に流れる電流が接点１１ｊで電流検出用シャント抵抗６と寄生ダイオード７ａ、８ａに分流してしまうので、電流補正器２０を設けて電流検出用シャント抵抗６で検出する電流値から寄生ダイオード７ａ、８ａを流れる電流値を求めている。対して、本実施の形態３では電流補正器２０を設けることなく、リアクトル３に流れる電流を電流検出用シャント抵抗６で検出する電流値から求める直流電源装置について説明する。尚、本実施の形態３において、実施の形態１及び実施の形態２と同一の構成部分には同一符号を付して説明は省略する。

本実施の形態３の直流電源装置の制御ブロックは、実施の形態２で説明した直流電源装置の制御ブロックから電流補正器２０を除いた構成となっている。つまり、実施の形態１で説明した制御ブロックと同一の構成となっており、電流検出用シャント抵抗６が検出する電流値は直接電流誤差増幅器に１６に出力される構成となっている。また、図８に図示するように、直流電源装置の先にはインバータ２５が接続されており、インバータ２５は直流電源装置から供給される直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して、その先の負荷２６に供給する。負荷２６は例えば、家庭用の空気調和機の圧縮機や送風機を駆動するためモータであってＰＷＭ制御される直流ブラシレスモータ、若しくはＩＨクッキングヒータの加熱コイルなどである。尚、交流電源１は、空気調和機のような家電製品を動かすために、一般的に商用電源入力ＡＣ１００Ｖ〜２４０Ｖ程度で使用され、負荷２６として使用される機器には予め数ｋＷの定格容量（最大出力）が定められている。

図９は本実施の形態３における寄生ダイオード７ａ、８ａの特性と、整流素子４ｅ、４ｄの特性の関係を示すグラフである。図中に示すｉｍａｘは最大出力時に電流検出用シャント抵抗６に流れている電流であり、Ｖｍａｘは最大出力時の電流検出用シャント抵抗６に発生する電圧と整流素子４ｄの順方向電圧Ｖｆ１を足した電圧Ｖ１のことである。線２７はＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａの特性を示すグラフであり、線２８は電流検出用シャント抵抗６及び整流素子４ｅの特性を示すグラフである。

図９に示すように本実施の形態３においてはＶｍａｘが寄生ダイオード７ａ、８ａがオンするＫｎｅｅ電圧Ｖ２よりも小さい構成とすることによって、寄生ダイオード７ａ、８ａに電流が分流しない構成となっている。すなわち、電流が寄生ダイオード７ａ、８ａに分流せずに電流検出用シャント抵抗６に流れる構成となっているので、実施の形態２で使用した電流補正器２０を使わずとも、電流検出用シャント抵抗６からリアクトル３を流れる電流を求めることができる。

或いは、寄生ダイオードがオンするＫｎｅｅ電圧Ｖ２＞Ｖｍａｘとなる電流ｉ１以下の領域内になるように、例えば負荷２６として使用される機器の入力電流を制限して使用すれば、すべての電流が電流検出用シャント抵抗６に流れ補正の必要がなくなる。空気調和機などの家庭用電化製品において、最大入力電流でも、Ｋｎｅｅ電圧Ｖ２＞ＶｍａｘとなるようにＭＯＳＦＥＴ素子７、８のキャリア濃度を調整して作り込むことも可能である。

以上のように、本実施の形態３の直流電源装置では、制御ブロックに電流補正器を設けることなく電流検出用シャント抵抗６で検出する電流からリアクトル３や整流回路４に流れる電流を求めることができるので、より低コストで安定的に制御動作可能な直流電源装置とすることができる。

尚、実施の形態１乃至３で説明した整流素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、９、１０をワイドワンドギャップ半導体、特に整流素子４ｃ、４ｄをＳｉＣのショットバリアダイオード（ＳＢＤ）にすると、リカバリ電流が大幅に減ることから、直流電源装置のエネルギー効率を高めることができる。

また、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８をＳｉＣ化した構成について実施の形態１乃至３で説明したが、整流素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄをＳｉＣ化しても構わない。特に、整流素子４ａ、４ｂをＳｉＣのショットーバリアダイオード（ＳＢＤ）化した場合は、リカバリ電流が減ることからＭＯＳＦＥＴ素子７、８側の損失を抑えることができる。さらに、整流素子４ａ、４ｂをＳｉＣ−ＳＢＤとし、整流素子４ｃ、４ｄをＳｉ製のダイオードとすると、リカバリ電流を減少させると同時に整流回路４のＳｉＣ化に伴うコストアップを最小限に抑えることができる。

実施の形態４．
図１０はハーフブリッジ型コンバータ回路の一部または全部を、絶縁樹脂でモールドし、一つのモジュールに集積した構成を図示している。本実施の形態４における直流電源装置の基本的な構成は実施の形態１と同じである。

図１０において、大電流が流れる電子部品である整流回路４、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８、整流素子９、１０および電流検出用シャント抵抗６を、薄膜配線に比べて十分配線厚が厚いリードフレームで接続し、これらを絶縁樹脂でモールドし、集積化して一つのモジュール２９としたものである。モジュール２９の２９ａ〜２９ｆは基板にモジュールを取付ける基板取付け端子であるとともに、モジュール２９内に通電したり、信号を伝達したりする電極である。端子２９ａは接点１１ａと、端子２９ｂは接点１１ｂと、端子２９ｃはＭＯＳＦＥＴ素子７のゲートと、端子２９ｄはＭＯＳＦＥＴ素子８のゲートと、端子２９ｅは接点１１ｊと端子２９ｆは接点１１ｃとそれぞれ繋がっている。

このモジュール２９は、基板取付け端子２９ａ〜２９ｆを介して回路基板の薄膜配線上に半田にて取付けられる。これで、他の電子部品例えば、平滑コンデンサ５などと基板の薄膜配線を介して接続される。モジュール２９が基板に取付けられたとき、例えば、直方体上のモジュールの両側に基板取付け端子２９ａ〜２９ｆが設けられるデュアルインライン型のモジュール構造の場合、モジュール２９は基板と対抗する面とは逆側にリードフレームからつながる金属面が露出するように半田付けされ、金属面がモジュールの放熱を行う。この金属面に放熱用のヒートシンクを取付け、さらに効率よく放熱を補助する。なお、このモジュールの金属面は放熱構造を良くするために露出しているので、放熱効率が良ければ露出させず絶縁樹脂で全てモールドされていても構わない。また、デュアルインライン型のモジュール構造の場合について説明したが、シングルインライン型でも同様で、モジュール２９の露出した金属面にヒートシンクを取付けて放熱を行う。なお、動作については、実施の形態１乃至３のいずれかのものと同様につき、その説明を省略する。

以上により、整流回路４、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８および電流検出用シャント抵抗６を、絶縁樹脂でモールドし、集積化して一つのモジュール２９とすることにより、薄膜配線基板上にこれらを構成した場合に比べ、基板サイズを小型化することができる。特に発熱量の多いスイッチング素子をＳｉよりも低発熱、高耐熱のＳｉＣを用いたＭＯＳＦＥＴ素子にすることによって一つのモジュールに内蔵し、モジュール２９を小型化することができる。さらに空気調和機などの家電製品のように商用電源入力ＡＣ１００〜２４０Ｖ、２０Ａ、直流変換出力ＤＣ４００Ｖ程度の高電圧大電流を使用し、狭いスペースに電気品を収納しなければならない製品に有効に利用できる。商用電源入力ＡＣ１００〜２４０Ｖ、２０Ａ、直流変換出力ＤＣ４００Ｖ対応の薄膜配線は広いパターン幅、沿面、空間距離が必要であるが、モジュール化することによりこれらの制約がなくなり、小型化が可能となる。

また、半導体素子をそれぞれ回路基板に半田付けにて実装することに比べて、一つのモジュール部品で実装できるため、組立て性も向上する。

また、ＭＯＳＦＥＴ素子７、８をＳｉＣ化したモジュールの例について実施の形態１乃至３で説明したが、整流素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄをＳｉＣ化しても構わない。特に、整流素子４ａ、４ｂをＳｉＣのショットーバリアダイオード（ＳＢＤ）化した場合は、リカバリ電流が減ることからＭＯＳＦＥＴ素子７、８側の損失を抑えることができるとともに、整流素子４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ自身の発熱量が減っているため放熱機構の簡素化などができるためモジュール２９の小型化が行える。また、不要な電流による損失を見越した設計の必要がなくなるため、設計理論どおりの十分に小さな半導体チップを選択でき、さらにモジュール２９の小型化が行える。

また、集積化、モジュール化により一つの放熱機構に発熱を有する半導体素子を取付けることができるため、放熱機構を集中化・小型化や実装・組立ての効率化が図れる。

また、さらなる高周波化にともなうノイズ発生の対策を行う場合、発生源が一つのモジュールとその周辺回路にまとまっているため、小さな範囲で集中的なシールドで封じることができ、ノイズ対策費や方法が簡単にできる。

さらに、損失が減るとともにＳｉＣ化により熱耐力、熱放散が向上しているため、密閉に近いシールド対策も可能となり、柔軟な対策ができる。

塵埃や異物などによりトラッキングなどの対策もモジュール化・小型化により、広範囲に対策を施すことなく、コストも安く実現できる。また、損失が減るとともにＳｉＣ化により熱耐力が向上しているため、風路などのモジュールの放熱機構を犠牲にしても対策できる。

また、ＳｉＣ化によりモジュールの耐電圧強度も引き上げることが容易となったため、日本国内の商用電源入力ＡＣ１００Ｖ、ＡＣ２００Ｖと海外の商用電源入力ＡＣ２４０Ｖなどのように個別に設計されていたが、一つのモジュールで日本から海外までワールドワイドな電源に対応できるようになる。よって、商用電源入力ＡＣ１００〜２４０Ｖというような電源対応が図れ、製品の利便性や設計の効率化などが図れる。

また、従来どおり、ＡＣ１００Ｖ対応、ＡＣ２００Ｖ対応などのように各電源個別に回路・装置を作り、製品を供給する場合でも、モジュール部品を交換するだけで、生産が可能となり、設計が共通化することができる。

また、モジュール２９を回路基板に実装した場合、モジュール２９が小型となるため薄膜配線基板上の薄膜配線による回路ループの面積が小さくなり、配線の長さが短くなるため、薄膜配線の配線インダクタンスに起因する放射ノイズおよびこの放射ノイズによる誤動作を抑制することが可能となる。また、電流検出用シャント抵抗６をモジュール２９内に取り込まずに外付けし、電流検出用シャント抵抗６の抵抗値を変更することにより電流検出レベルの設定を容易に行うことができるような構成や、ＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路を内蔵して、制御信号を直接モジュール２９に接続する構成が可能となる。

なお、電流検出用シャント抵抗６は必要に応じてモジュール２９外に出し、抵抗値違いによるモジュール種類の増加を抑制する構成としても構わない。

以上、モジュールを回路基板に実装した薄膜配線基板は、モジュールの小型化、ノイズ対策規模の縮小化、放熱対策の規模縮小化によって、小型化が可能となり、安価で、小型で、効率や性能が高く、ノイズの発生が低く、誤動作などに対して信頼性の高い直流電源装置を得ることができる。

図１１は、この発明の実施の形態４にかかる別の実施の形態であり、ハーフブリッジ型コンバータ回路の一部または全部を、絶縁樹脂でモールドし、一つのモジュール２９に集積したものであり、基本的な構成は実施の形態２及び３と同様である。

図１１におけるモジュール２９の構成は大電流が流れる電子部品である整流回路４とＭＯＳＦＥＴ素子７、８および電流検出用シャント抵抗６を、薄膜配線に比べて十分配線厚が厚いリードフレームで接続し、これらを絶縁樹脂でモールドし、集積化したものである。モジュール化する効果などは、図１０に基づいて上述した効果と同様につき、その説明を省略する。

なお、本発明は空気調和機を例に説明してきたが、直流電源を使用した空気清浄や送風を行う送風機や、冷凍庫・冷蔵庫やショーケースなどの冷凍装置、温水を供給する給湯器であっても使用可能である。また、チラーなどのように水やブラインなどを使用する冷凍機、空気調和機、誘導加熱調理器においても同様に使用可能である。

１ 交流電源、
２ ノイズフィルタ、
３ リアクトル、
４ 整流回路、
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ 整流素子、
５ 平滑コンデンサ、
６ 電流検出用シャント抵抗、
７、８ ＭＯＳＦＥＴ素子、
７ａ、８ａ 寄生ダイオード、
９、１０ 整流素子、
１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ 接点、
１２ 目標出力電圧発生器、
１３ 出力電圧誤差増幅器、
１４ 電源同期回路、
１５ 掛算器、
１６ 電流誤差増幅器、
１７ 三角波発生器、
１８ 比較器、
１９ ＭＯＳＦＥＴ素子駆動回路、
２０ 電流補正器、
２１ 制御手段、
２３ ＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａの特性を示すグラフ、
２４ 電流検出用シャント抵抗６及び整流素子４ｅの特性を示すグラフ、
２５ インバータ、
２６ 負荷、
２７ ＭＯＳＦＥＴ素子８の寄生ダイオード８ａの特性を示すグラフ、
２８ 電流検出用シャント抵抗６及び整流素子４ｅの特性を示すグラフ、
２９、３０ モジュール。

Claims (9)

1. 商用交流電源から供給される交流電流を整流して負荷側に供給する整流回路と、
   前記整流回路と負側の出力端子との間に設けられ、前記負側の出力端子から前記整流回路に流れる電流値を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段と並列に前記整流回路に接続され、寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタと、
   前記電流検出手段が検出する電流値と前記寄生ダイオードを流れる電流値の分流比を予め記憶し、前記電流検出手段が検出する電流値と前記分流比に基づいて求められる前記寄生ダイオードを流れる電流値とから前記整流回路を流れる電流値を求めて前記電界効果トランジスタを制御する制御手段と、
   を備えた直流電源装置。
2. 商用交流電源から供給される交流電流を整流して負荷側に供給する整流回路と、
   前記整流回路と負側の出力端子との間に設けられ、前記負側の出力端子から前記整流回路に流れる電流値を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段と並列に前記整流回路に接続され、寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタとを備え、
   前記整流回路の負極側の整流素子の順方向電圧は前記寄生ダイオードに電流が流れ始める閾値電圧以下であることを特徴とする直流電源装置。
3. 前記閾値電圧と前記電流検出手段が検出する電流値とから求められる電力が、前記負荷の定格容量以下であることを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
4. 商用交流電源から供給される交流電流を整流して負荷側に供給する整流回路と、
   前記整流回路と負側の出力端子との間に設けられ、前記負側の出力端子から前記整流回路に流れる電流値を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段と並列に前記整流回路に接続され、寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタと、
   前記電界効果トランジスタと前記負側の出力端子の間に負側の出力端子から前記整流回路へ電流が流れることを防止する手段と、
   前記電流検出手段の検出値に基づいて前記電界効果トランジスタを制御する制御手段と、
   をさらに備えた直流電源装置。
5. 前記電界効果トランジスタが２５ｋＨｚ以上でスイッチングすることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の直流電源装置。
6. 複数の前記電界効果トランジスタを一つのモジュールに集積したことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の直流電源装置。
7. 前記電界効果トランジスタは炭化ケイ素、窒化ガリウム、ダイヤモンドのいずれかの半導体が使用されていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の直流電源装置。
8. 前記整流回路の正極端子側の整流素子は炭化ケイ素製のショットキーバリアダイオードであり、負極端子側の整流素子はＳｉ製のダイオードであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の直流電源装置。
9. 請求項１乃至８にいずれかに記載の直流電源装置を備えたことを特徴するモータ。

Images