JP2004088936A - 電力変換装置の導体構造 - Google Patents
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Abstract
【課題】半導体スイッチ素子の動作速度を遅くせずに、電磁シールドも設置せずに、電力変換装置の動作時に放射される電磁ノイズを低減することにある。
【解決手段】電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５と直流電源２を接続する正極側導体２１と負極側導体２２とを接近させ、第１相導体２３と第２相導体２４とを接近させる。
または正極側導体３と負極側導体４とに接地導体３１，３２を接近させ、第１相導体６と第２相導体７とに接地導体３３，３４を接近させる。
または、正極側導体２１と負極側導体２２とを接近させると共に、これらに接地導体４１，４２を接近させる。且つ第１相導体２３と第２相導体２４とを接近させるると共に、これらに接地導体４４，４４を接近させる。
【選択図】 図３
【解決手段】電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５と直流電源２を接続する正極側導体２１と負極側導体２２とを接近させ、第１相導体２３と第２相導体２４とを接近させる。
または正極側導体３と負極側導体４とに接地導体３１，３２を接近させ、第１相導体６と第２相導体７とに接地導体３３，３４を接近させる。
または、正極側導体２１と負極側導体２２とを接近させると共に、これらに接地導体４１，４２を接近させる。且つ第１相導体２３と第２相導体２４とを接近させるると共に、これらに接地導体４４，４４を接近させる。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体スイッチ素子で構成している電力変換装置が動作する際に放射される電磁ノイズを低減できる電力変換装置の導体構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
各種の電力変換装置が実用に供されているが、ここでは直流電力をパルス幅変調制御により所望の電圧と周波数の交流電力に変換するＰＷＭインバータを例にして、本発明の内容を以下に記述する。
図４はＰＷＭインバータの主回路の構成を示した主回路接続図である。この図４において、電源２Ａと平滑コンデンサ２Ｂとでなる直流電源２と電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５とは正極側導体３と負極側導体４により接続され、このＰＷＭインバータ５と負荷８とは第１相導体６と第２相導体７により接続される。前記ＰＷＭインバータ５は、半導体スイッチ素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下ではＩＧＢＴと略記する）とダイオードとを逆並列接続して得られるスイッチング回路の４組を単相ブリッジ接続して構成している。これら４組のスイッチング回路５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄは冷却体９に絶縁して搭載され、これら各スイッチング回路が発生する熱を冷却体９から大気中へ放散するのであるが、この冷却体９は接地されている。更に直流電源２も、その一端を接地コンデンサ１を介して接地する。
【０００３】
ＰＷＭインバータ５を構成するスイッチング回路５Ａとスイッチング回路５Ｄをオンすると、直流電源２→正極側導体３→スイッチング回路５Ａ→第１相導体６→負荷８→第２相導体７→スイッチング回路５Ｄ→負極側導体４→直流電源２の経路で、負荷８へ正極電流を供給する。次いでスイッチング回路５Ａと５Ｄをオフにしてスイッチング回路５Ｂとスイッチング回路５Ｃをオンにすると、直流電源２→正極側導体３→スイッチング回路５Ｂ→第２相導体７→負荷８→第１相導体６→スイッチング回路５Ｃ→負極側導体４→直流電源２の経路で、負荷８へ負極電流が流れる。更にスイッチング回路５Ａとスイッチング回路５Ｂが同時にオン（あるいはスイッチング回路５Ｃとスイッチング回路５Ｄが同時にオン）することで、負荷８を流れる電流はスイッチング回路５Ａ，５Ｂを介して還流（あるいはスイッチング回路５Ｃ，５Ｄを介して還流）する。各スイッチング回路のこれらの動作により、直流電源２からの直流電力は所望の電圧と周波数の単相交流電力に変換されて負荷８へ供給される。
【０００４】
なお、符号１３は正極側導体３と大地間の浮遊容量であり、同様に符号１４は負極側導体４と大地間の浮遊容量，符号１６は第１相導体６と大地間の浮遊容量，符号１７は第２相導体７と大地間の浮遊容量である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図４に図示の回路で、スイッチング回路５Ａがオンしているときの第１相導体６は正極電位であるが、スイッチング回路５Ｃがオンしているときは負極電位に変化する。同様に第２相導体７は、スイッチング回路５Ｂがオンのときに正極電位で、スイッチング回路５Ｄがオンのときは負極電位に変化する。また正極側導体３と負極側導体４には、各スイッチング回路が動作したときのスイッチングサージ電圧分の電圧変動が発生する。このスイッチング動作毎に、各導体の浮遊容量１３，１４，１６，１７と接地コンデンサ１を介して高周波振動電流がループ状に流れる。この高周波振動電流の経路は、例えば負極側導体４→浮遊容量１４→大地→接地コンデンサ１→負極側導体４であり、あるいは正極側導体３→浮遊容量１３→浮遊容量１４→負極側導体４である。負荷側でも同様に浮遊容量１６，１７を経由する高周波振動電流が流れる。
【０００６】
この高周波振動電流に伴って電磁ノイズが放射されて周囲に悪影響を及ぼしている。そこでこの電磁ノイズの放射を抑制するために、装置全体をシールド材で覆うと、装置が大形化するし、高価なシールド材を使用しなければならない欠点もある。そこでＩＧＢＴが動作する際の電圧変化率を低減させることで、電磁ノイスの発生の抑制を図ることになる。しかしＩＧＢＴの電圧変化率を低減することはその動作速度を遅くすることであって、これによりＩＧＢＴのスイッチング損失が増大するから、損失に伴って発生する熱を除去するための冷却装置（冷却体９や冷却ファン等）の容量の増大を招き、装置全体を大形化する欠点があるし、装置の変換効率が低下する不都合もある。
【０００７】
そこでこの発明の目的は、半導体スイッチ素子の動作速度を遅くせずに、電磁シールドも設置せずに、電力変換装置の動作時に放射される電磁ノイズを低減することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、この発明の電力変換装置の導体構造は、
半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体は、各電源側導体同士が接近した配置にすると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体も、各負荷側導体同士が接近した配置にする。
【０００９】
半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体のそれぞれを接地した導体に近接して敷設すると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体のそれぞれも接地した導体に近接して敷設する。
半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体は、各電源側導体同士が接近し且つ各電源側導体のそれぞれが接地した導体に近接する配置にすると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体も、各負荷側導体同士が接近し且つ各負荷側導体のそれぞれが接地した導体に近接する配置にする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図５は高周波のループ電流で生じる電界を求める数式を説明する説明図であって、Ａ点の電界Ｅは下記の数式１で表される。但しｆは周波数，ｉ１ は高周波ループ電流，ｒはこの高周波ループ電流からＡ点までの距離，Ｓ１ は高周波ループ電流で囲まれる面の面積である。
【００１１】
【数１】
この数式１から明らかなように、高周波ループ電流ｉ１ で囲まれる部分の面積Ｓ１ を小さくすることで、放射される電磁ノイズを低減できる。
図１は本発明の第１実施例を表した主回路接続図であるが、この図１に記載の接地コンデンサ１，直流電源２，電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５，負荷８および冷却体９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１２】
この第１実施例では、直流電源２とＰＷＭインバータ５を接続する正極側導体２１と負極側導体２２は、従来とは異なって両者を可能なかぎり接近させて敷設する。またＰＷＭインバータ５と負荷８を接続する第１相導体２３と第２相導体２４も、両者を可能なかぎり接近させて敷設するが、このときの各導体と大地との間にはその静電容量が従来とは異なる浮遊容量２６，２７，２８，２９が存在することになる。
【００１３】
前述したように、高周波ループ電流ｉ１ は、正極側導体２１→浮遊容量２６→大地→浮遊容量２７→負極側導体２２の経路で流れるが、正極側導体２１と負極側導体２２とを極力接近させることにより、高周波ループ電流ｉ１ で囲まれる面の面積Ｓ１ は、図４に図示の従来例の場合に比べて大幅に減少する。よって数式１で得られる電界Ｅも大幅に減少する。
【００１４】
図２は本発明の第２実施例を表した主回路接続図であるが、この図２に記載の接地コンデンサ１，直流電源２，正極側導体３，負極側導体４，電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５，第１相導体６，第２相導体７，負荷８および冷却体９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１５】
この第２実施例では、正極側導体３に近接して接地導体３１を配置する。同様に負極側導体４には接地導体３２を，第１相導体６には接地導体３３を，第２相導体７には接地導体３４をそれぞれ近接して配置する。このとき各導体３，４，６，７と各接地導体３１，３２，３３，３４との間のそれぞれには、従来とは静電容量が異なる浮遊容量３６，３７，３８，３９が存在する。高周波ループ電流が負極側導体４→浮遊容量３７→接地導体３２→大地→接地コンデンサ１→負極側導体４の経路で流れるときに形成される面積Ｓ１ も、図示の従来例の場合に比べて大幅に減少する。
【００１６】
なお図２では、各導体と大地との間隔が接地導体の付加により狭くしているが、各導体を冷却体９などの接地部に接近して敷設すれば、接地導体を付加するのと同様の効果が得られるのは勿論である。
図３は本発明の第３実施例を表した主回路接続図であるが、この図３に記載の接地コンデンサ１，直流電源２，電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５，負荷８および冷却体９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来例回路と同じであり、正極側導体２１，負極側導体２２，第１相導体２３および第２相導体２４の名称・用途・機能は、図１で既述の第１実施例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１７】
この第３実施例は、正極側導体２１と負極側導体２２とを接近させると共に、これら両導体と接地導体４１，４２とを近接させることにより、両導体間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ を縮小させると共に、各導体と大地との間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ も縮小させている。また負荷側の第１相導体２３と第２相導体２４とを接近させると共に、これら両導体に接地導体４３，４４を近接させることにより、両導体間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ を縮小させると共に、各導体と大地との間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ も縮小させている。なお各導体２１，２２，２３，２４と各接地導体４６，４７，４８，４９が接近することで、浮遊容量４６，４７，４８，４９の静電容量が大きくなるが、接地コンデンサ１の静電容量はこれらよりもはるかに大であるため、各浮遊容量の静電容量の増加の影響は無視できる。
【００１８】
この第３実施例の具体的な構造として、例えばバー構造の正極側導体２１と負極側導体２２との間に絶縁板を挿入してサンドイッチ状にし、この全体を絶縁してその上に金属箔を巻き付け、この金属箔を接地することで、高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ が極めて小さい導体構造が得られる。
【００１９】
【発明の効果】
半導体スイッチ素子をオン・オフ動作させることで電力を変換する装置では、この半導体スイッチ素子の動作に伴って高周波数のループ電流が流れて電磁ノイズを放射する。従来はこの電磁ノイズの影響を軽減するために、装置全体をシールド材で覆ったり、あるいは半導体スイッチ素子の動作速度を遅くするなどの対策を施していた。これに対して本発明では、電源側導体同士や負荷側導体同士を極力接近させ，あるいは電源側導体と大地との間隔や負荷側導体と大地との間隔を極力狭めることで、高周波ループ電流が流れる際に形成される面の面積を縮小して放射ノイズの発生を抑制している。よって高価なシールド材が不要で装置全体の大形化を回避できるし、半導体スイッチ素子の動作速度を遅らせる必要がないから、当該半導体スイッチ素子が動作する際の損失が増加せず、冷却装置の大形化を回避できるし、装置の効率低下も回避できる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を表した主回路接続図
【図２】本発明の第２実施例を表した主回路接続図
【図３】本発明の第３実施例を表した主回路接続図
【図４】ＰＷＭインバータの主回路の構成を示した主回路接続図
【図５】高周波のループ電流で生じる電界を求める数式を説明する説明図
【符号の説明】
１ 接地コンデンサ
２ 直流電源
３，２１ 正極側導体
４，２２ 負極側導体
５ 電力変換装置としてのＰＷＭインバータ
５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ スイッチング回路
６，２３ 第１相導体
７，２４ 第２相導体
８ 負荷
９ 冷却体
１３，１４，１６，１７ 浮遊容量
２６，２７，２８，２９ 浮遊容量
３１，３２，３３，３４ 接地導体
３６，３７，３８，３９ 浮遊容量
４１，４２，４３，４４ 接地導体
４６，４７，４８，４９ 浮遊容量
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体スイッチ素子で構成している電力変換装置が動作する際に放射される電磁ノイズを低減できる電力変換装置の導体構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】
各種の電力変換装置が実用に供されているが、ここでは直流電力をパルス幅変調制御により所望の電圧と周波数の交流電力に変換するＰＷＭインバータを例にして、本発明の内容を以下に記述する。
図４はＰＷＭインバータの主回路の構成を示した主回路接続図である。この図４において、電源２Ａと平滑コンデンサ２Ｂとでなる直流電源２と電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５とは正極側導体３と負極側導体４により接続され、このＰＷＭインバータ５と負荷８とは第１相導体６と第２相導体７により接続される。前記ＰＷＭインバータ５は、半導体スイッチ素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下ではＩＧＢＴと略記する）とダイオードとを逆並列接続して得られるスイッチング回路の４組を単相ブリッジ接続して構成している。これら４組のスイッチング回路５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄは冷却体９に絶縁して搭載され、これら各スイッチング回路が発生する熱を冷却体９から大気中へ放散するのであるが、この冷却体９は接地されている。更に直流電源２も、その一端を接地コンデンサ１を介して接地する。
【０００３】
ＰＷＭインバータ５を構成するスイッチング回路５Ａとスイッチング回路５Ｄをオンすると、直流電源２→正極側導体３→スイッチング回路５Ａ→第１相導体６→負荷８→第２相導体７→スイッチング回路５Ｄ→負極側導体４→直流電源２の経路で、負荷８へ正極電流を供給する。次いでスイッチング回路５Ａと５Ｄをオフにしてスイッチング回路５Ｂとスイッチング回路５Ｃをオンにすると、直流電源２→正極側導体３→スイッチング回路５Ｂ→第２相導体７→負荷８→第１相導体６→スイッチング回路５Ｃ→負極側導体４→直流電源２の経路で、負荷８へ負極電流が流れる。更にスイッチング回路５Ａとスイッチング回路５Ｂが同時にオン（あるいはスイッチング回路５Ｃとスイッチング回路５Ｄが同時にオン）することで、負荷８を流れる電流はスイッチング回路５Ａ，５Ｂを介して還流（あるいはスイッチング回路５Ｃ，５Ｄを介して還流）する。各スイッチング回路のこれらの動作により、直流電源２からの直流電力は所望の電圧と周波数の単相交流電力に変換されて負荷８へ供給される。
【０００４】
なお、符号１３は正極側導体３と大地間の浮遊容量であり、同様に符号１４は負極側導体４と大地間の浮遊容量，符号１６は第１相導体６と大地間の浮遊容量，符号１７は第２相導体７と大地間の浮遊容量である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図４に図示の回路で、スイッチング回路５Ａがオンしているときの第１相導体６は正極電位であるが、スイッチング回路５Ｃがオンしているときは負極電位に変化する。同様に第２相導体７は、スイッチング回路５Ｂがオンのときに正極電位で、スイッチング回路５Ｄがオンのときは負極電位に変化する。また正極側導体３と負極側導体４には、各スイッチング回路が動作したときのスイッチングサージ電圧分の電圧変動が発生する。このスイッチング動作毎に、各導体の浮遊容量１３，１４，１６，１７と接地コンデンサ１を介して高周波振動電流がループ状に流れる。この高周波振動電流の経路は、例えば負極側導体４→浮遊容量１４→大地→接地コンデンサ１→負極側導体４であり、あるいは正極側導体３→浮遊容量１３→浮遊容量１４→負極側導体４である。負荷側でも同様に浮遊容量１６，１７を経由する高周波振動電流が流れる。
【０００６】
この高周波振動電流に伴って電磁ノイズが放射されて周囲に悪影響を及ぼしている。そこでこの電磁ノイズの放射を抑制するために、装置全体をシールド材で覆うと、装置が大形化するし、高価なシールド材を使用しなければならない欠点もある。そこでＩＧＢＴが動作する際の電圧変化率を低減させることで、電磁ノイスの発生の抑制を図ることになる。しかしＩＧＢＴの電圧変化率を低減することはその動作速度を遅くすることであって、これによりＩＧＢＴのスイッチング損失が増大するから、損失に伴って発生する熱を除去するための冷却装置（冷却体９や冷却ファン等）の容量の増大を招き、装置全体を大形化する欠点があるし、装置の変換効率が低下する不都合もある。
【０００７】
そこでこの発明の目的は、半導体スイッチ素子の動作速度を遅くせずに、電磁シールドも設置せずに、電力変換装置の動作時に放射される電磁ノイズを低減することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するために、この発明の電力変換装置の導体構造は、
半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体は、各電源側導体同士が接近した配置にすると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体も、各負荷側導体同士が接近した配置にする。
【０００９】
半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体のそれぞれを接地した導体に近接して敷設すると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体のそれぞれも接地した導体に近接して敷設する。
半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体は、各電源側導体同士が接近し且つ各電源側導体のそれぞれが接地した導体に近接する配置にすると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体も、各負荷側導体同士が接近し且つ各負荷側導体のそれぞれが接地した導体に近接する配置にする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図５は高周波のループ電流で生じる電界を求める数式を説明する説明図であって、Ａ点の電界Ｅは下記の数式１で表される。但しｆは周波数，ｉ１ は高周波ループ電流，ｒはこの高周波ループ電流からＡ点までの距離，Ｓ１ は高周波ループ電流で囲まれる面の面積である。
【００１１】
【数１】
図１は本発明の第１実施例を表した主回路接続図であるが、この図１に記載の接地コンデンサ１，直流電源２，電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５，負荷８および冷却体９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１２】
この第１実施例では、直流電源２とＰＷＭインバータ５を接続する正極側導体２１と負極側導体２２は、従来とは異なって両者を可能なかぎり接近させて敷設する。またＰＷＭインバータ５と負荷８を接続する第１相導体２３と第２相導体２４も、両者を可能なかぎり接近させて敷設するが、このときの各導体と大地との間にはその静電容量が従来とは異なる浮遊容量２６，２７，２８，２９が存在することになる。
【００１３】
前述したように、高周波ループ電流ｉ１ は、正極側導体２１→浮遊容量２６→大地→浮遊容量２７→負極側導体２２の経路で流れるが、正極側導体２１と負極側導体２２とを極力接近させることにより、高周波ループ電流ｉ１ で囲まれる面の面積Ｓ１ は、図４に図示の従来例の場合に比べて大幅に減少する。よって数式１で得られる電界Ｅも大幅に減少する。
【００１４】
図２は本発明の第２実施例を表した主回路接続図であるが、この図２に記載の接地コンデンサ１，直流電源２，正極側導体３，負極側導体４，電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５，第１相導体６，第２相導体７，負荷８および冷却体９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１５】
この第２実施例では、正極側導体３に近接して接地導体３１を配置する。同様に負極側導体４には接地導体３２を，第１相導体６には接地導体３３を，第２相導体７には接地導体３４をそれぞれ近接して配置する。このとき各導体３，４，６，７と各接地導体３１，３２，３３，３４との間のそれぞれには、従来とは静電容量が異なる浮遊容量３６，３７，３８，３９が存在する。高周波ループ電流が負極側導体４→浮遊容量３７→接地導体３２→大地→接地コンデンサ１→負極側導体４の経路で流れるときに形成される面積Ｓ１ も、図示の従来例の場合に比べて大幅に減少する。
【００１６】
なお図２では、各導体と大地との間隔が接地導体の付加により狭くしているが、各導体を冷却体９などの接地部に接近して敷設すれば、接地導体を付加するのと同様の効果が得られるのは勿論である。
図３は本発明の第３実施例を表した主回路接続図であるが、この図３に記載の接地コンデンサ１，直流電源２，電力変換装置としてのＰＷＭインバータ５，負荷８および冷却体９の名称・用途・機能は、図４で既述の従来例回路と同じであり、正極側導体２１，負極側導体２２，第１相導体２３および第２相導体２４の名称・用途・機能は、図１で既述の第１実施例回路と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１７】
この第３実施例は、正極側導体２１と負極側導体２２とを接近させると共に、これら両導体と接地導体４１，４２とを近接させることにより、両導体間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ を縮小させると共に、各導体と大地との間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ も縮小させている。また負荷側の第１相導体２３と第２相導体２４とを接近させると共に、これら両導体に接地導体４３，４４を近接させることにより、両導体間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ を縮小させると共に、各導体と大地との間を流れる高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ も縮小させている。なお各導体２１，２２，２３，２４と各接地導体４６，４７，４８，４９が接近することで、浮遊容量４６，４７，４８，４９の静電容量が大きくなるが、接地コンデンサ１の静電容量はこれらよりもはるかに大であるため、各浮遊容量の静電容量の増加の影響は無視できる。
【００１８】
この第３実施例の具体的な構造として、例えばバー構造の正極側導体２１と負極側導体２２との間に絶縁板を挿入してサンドイッチ状にし、この全体を絶縁してその上に金属箔を巻き付け、この金属箔を接地することで、高周波ループ電流ｉ１ のループの面積Ｓ１ が極めて小さい導体構造が得られる。
【００１９】
【発明の効果】
半導体スイッチ素子をオン・オフ動作させることで電力を変換する装置では、この半導体スイッチ素子の動作に伴って高周波数のループ電流が流れて電磁ノイズを放射する。従来はこの電磁ノイズの影響を軽減するために、装置全体をシールド材で覆ったり、あるいは半導体スイッチ素子の動作速度を遅くするなどの対策を施していた。これに対して本発明では、電源側導体同士や負荷側導体同士を極力接近させ，あるいは電源側導体と大地との間隔や負荷側導体と大地との間隔を極力狭めることで、高周波ループ電流が流れる際に形成される面の面積を縮小して放射ノイズの発生を抑制している。よって高価なシールド材が不要で装置全体の大形化を回避できるし、半導体スイッチ素子の動作速度を遅らせる必要がないから、当該半導体スイッチ素子が動作する際の損失が増加せず、冷却装置の大形化を回避できるし、装置の効率低下も回避できる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を表した主回路接続図
【図２】本発明の第２実施例を表した主回路接続図
【図３】本発明の第３実施例を表した主回路接続図
【図４】ＰＷＭインバータの主回路の構成を示した主回路接続図
【図５】高周波のループ電流で生じる電界を求める数式を説明する説明図
【符号の説明】
１ 接地コンデンサ
２ 直流電源
３，２１ 正極側導体
４，２２ 負極側導体
５ 電力変換装置としてのＰＷＭインバータ
５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ スイッチング回路
６，２３ 第１相導体
７，２４ 第２相導体
８ 負荷
９ 冷却体
１３，１４，１６，１７ 浮遊容量
２６，２７，２８，２９ 浮遊容量
３１，３２，３３，３４ 接地導体
３６，３７，３８，３９ 浮遊容量
４１，４２，４３，４４ 接地導体
４６，４７，４８，４９ 浮遊容量
Claims (3)
- 半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体は、各電源側導体同士が接近した配置にすると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体も、各負荷側導体同士が接近した配置にすることを特徴とする電力変換装置の導体構造。
- 半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体のそれぞれを接地した導体に近接して敷設すると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体のそれぞれも接地した導体に近接して敷設することを特徴とする電力変換装置の導体構造。
- 半導体スイッチ素子のオン・オフで電力変換を行う電力変換装置へ電力を供給する複数の電源側導体は、各電源側導体同士が接近し且つ各電源側導体のそれぞれが接地した導体に近接する配置にすると共に、前記電力変換装置から負荷へ変換電力を供給する複数の負荷側導体も、各負荷側導体同士が接近し且つ各負荷側導体のそれぞれが接地した導体に近接する配置にすることを特徴とする電力変換装置の導体構造。
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| JP2002248008A JP2004088936A (ja) | 2002-08-28 | 2002-08-28 | 電力変換装置の導体構造 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002248008A JP2004088936A (ja) | 2002-08-28 | 2002-08-28 | 電力変換装置の導体構造 |
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|---|---|
| JP2004088936A true JP2004088936A (ja) | 2004-03-18 |
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