JP2001204136A

JP2001204136A - Ｐｗｍインバータ装置

Info

Publication number: JP2001204136A
Application number: JP2000010409A
Authority: JP
Inventors: Yoshihide Kanehara; 好秀金原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-01-19
Filing date: 2000-01-19
Publication date: 2001-07-27

Abstract

(57)【要約】【課題】小型の素子を使用し、抵抗損失が少な
く、アースへの漏れ電流が無く、モータの受電端子間
（ノーマルモード）と、受電端子とアース間（コモンモ
ード）の両方のサージ電圧を低減できるＰＷＭインバー
タ装置を得る。【解決手段】インバータから給電線を介して電力を
誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ装置において、
高周波領域で給電線の特性インピーダンスに等しいイン
ピーダンスを有し、インバータと給電線の間に直列に接
続された抵抗回路を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチングに
より出力波形を制御し、給電線を介して誘導性負荷に電
力を供給するインバータ装置の、誘導性負荷の受電端子
に発生するサージ電圧の抑制方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ装置としては、例えば
「ＰＷＭインバータモータの過電圧」（日本能率協会’
９７モータ技術シンポジウムＢ−２）に開示されたも
のが知られており、図１７、１８に示される。図１７
は、インバータ１の出力を、ケーブル２を介して、モー
タ３等の誘導性負荷に電力を供給する装置である。イン
バータ１は三相交流電圧Ｒ、Ｓ、Ｔを整流し、さらにコ
ンデンサＣ１の直流電圧を、スイッチング素子ＴＲ１〜
ＴＲ６によりパルス幅変調（ＰＷＭ）によるスイッチン
グを行なうことによって、Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０を出力し、
その出力電圧を例えば正弦波状に制御する。

【０００３】この正弦波の周波数は５０〜６０Ｈｚであ
る場合が多い。ＰＷＭの変調周波数（キャリア周波数）
はその１０倍以上が必要であるが、キャリア周波数によ
る音の発生などから、さらに高いキャリア周波数に設定
されることが多い。通常その周波数は人間の耳に聞こえ
ない１５ｋＨｚ程度に設定されることが多い。

【０００４】このような高い周波数でスイッチングする
素子ＴＲ１〜ＴＲ６としては、近年ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦ
ＥＴ等の高速スイッチング素子が使用され、その速いス
イッチングにより１５ｋＨｚにおいてもスイッチング損
失の少ない高効率のインバータを構成することが可能に
なっている。

【０００５】図１８（ａ）はインバータ１の出力Ｕ０−
Ｖ０間の電圧波形を示し、図１８（ｂ）はモータ３の受
電端子Ｕ２−Ｖ２間の電圧波形を示している。給電線２
は３本構成の長さ１００ｍの電力ケーブルである。図１
８（ｂ）に示すように、モータ３の受電端子にはインバ
ータ出力電圧の約１．５倍のサージ電圧１００が加わっ
ている。

【０００６】すなわち、長い給電線でモータ等の誘導性
負荷を高速のＰＷＭスイッチングで駆動するとサージ電
圧が発生し、モータの巻線等の絶縁破壊が発生するなど
の不具合がある。

【０００７】図１９は、４線給電線４を介したインバー
タ１とモータ３との一般的な接続状態を示す。４線給電
線４は図２０（ａ）のように、多数の絶縁電線５を保護
皮膜６により１本の多芯電力ケーブルとして使用するも
ののうち、線の数が４本のものである。図２０（ｂ）は
その４芯ケーブルの断面を示している。導体７は、断面
において対称に配置されるものが多い。従って、この４
芯ケーブルの各線間には静電容量が分布し、導体のイン
ダクタンスとともに、固有の伝送インピーダンスを持っ
ている。通常の電気配線では、Ｕ相（赤）、Ｖ相
（白）、Ｗ相（黒）、アース（緑）で配線する。

【０００８】図１９のインバータ出力Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０
とアースＥ０を４線給電線に接続し、この４線給電線４
の他端をモータ３の受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２、Ｅ２に
それぞれ接続する。４線給電線４は数メートル程度の短
い時は問題無いが、距離が長くなると図１７、図１８で
示した時と同じように、モータの受電端子間Ｕ２、Ｖ
２、Ｗ２には、サージ電圧が発生する。これをノーマル
モードと呼ぶ。また、この受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２の
それぞれとアース線Ｅ２との間にもサージ電圧が発生す
る。これをコモンモードと呼ぶ。

【０００９】図２１はこのインバータ出力電圧および給
電線間と給電線・アース間に発生するサージ電圧を示し
ている。図２１において、（ａ）はインバータ出力Ｖ０
とアースＥ０間の出力電圧を示し、（ｂ）はインバータ
出力Ｕ０−Ｖ０間の出力電圧を示す。また、（ｃ）はモ
ータ受電端子Ｖ２とアースＥ２間の電圧を示し、（ｄ）
はモータ受電端子Ｕ２−Ｖ２間の電圧を示す。ケーブル
長は４７５ｍである。図に示される通り、サージ電圧は
（ｄ）のごとくモータの受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２間だ
けではなく、（ｃ）のように受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２
のそれぞれとアースＥ２間にも発生する。

【００１０】図２１では、受電端子とアース間のサージ
電圧を１０１、受電端子間のサージ電圧を１０２で示し
ているが、両者とも２倍近いサージ電圧が発生してい
る。従って、線間だけでなく、アース線との間のサージ
電圧、すなわちモータ３のケースと巻線間の絶縁に対し
ても問題となる。

【００１１】図２２は、ＬＣフィルタを使用した従来例
であり、図１７、１８と同じく、日本能率協会’９７モ
ータ技術シンポジウムＢ−２「ＰＷＭインバータモ
ータの過電圧」に示されている。

【００１２】インバータの出力を３線給電線２によりサ
ージ抑制フィルタ１０を通してモータ３に接続する。サ
ージ抑制フィルタ１０に使用するインダクタＬ１、Ｌ
２、Ｌ３は、比較的大きな静電容量のコンデンサＣ１、
Ｃ２、Ｃ３が線間を高周波において短絡するのを防止す
るだけのインダクタンスが必要であり、この例では２ｍ
Ｈを使用している。Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ
３による共振現象を防ぐための抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３が
インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３にそれぞれ接続されてい
る。

【００１３】そして、図２３に示すように、給電線２側
にサージ電圧が加わっても、モータ３側の立ち上がり時
間が遅く、ローパスフィルタとして動作するので、モー
タ３にはサージ電圧が加わらないというものである。つ
まり、サージ抑制フィルタ１０の給電線２側にはサージ
電圧が発生しており、このサージ電圧を減衰させる作用
を有するフィルタなのである。

【００１４】しかし、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３は２
ｍＨという大きなインダクタンスであり、モータに流れ
る電流と同じ電流が流れるので、大きくて重いインダク
タになってしまう欠点がある。また、この大きなインダ
クタンスによる電圧降下は、モータへの供給電圧を下げ
ることになり、モータ３の最大トルク出力を制限する欠
点がある。

【００１５】さらに、インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３の電
圧降下によりその端子には電圧が発生し、抵抗Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３に消費されるが、インバータのＰＷＭキャリア
周波数での高周波スイッチング電圧がそのまま加わり、
そのうえ電圧降下分の電圧も加わるので、抵抗Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３の消費電力は相当大きなものになる。このこと
は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の冷却のために大きなスペー
スを必要とし、また、インバータの出力を増加しなけれ
ばならない等の欠点がある。

【００１６】図２４は実公平２−２３１１４号公報に示
されている従来の例である。インバータ１にＬＣＲフィ
ルタ１１を設け、３線給電線によりモータ等の負荷に電
力を供給するものである。この例においては、給電線長
が２００ｍ程度の時、Ｌが６０μＨ、Ｃが０．２μＦ、
Ｒが３０Ωを使用している。そして、ＣＲの直列体の共
通点１５を接地している。コンデンサＣは０．２μＦと
設定されているがこの値は比較的大きく、抵抗Ｒの３０
Ωでの消費電力も大きい。また、共通点１２からアース
に流れる電流は漏れ電流となり、かなり大きな電流がも
れ電流となってしまう欠点がある。この漏れ電流は、交
流電源の接地に流れ、漏電ブレーカ等の誤動作の原因と
もなる欠点がある。また、インバータの出力電流を増加
させ、スイッチング素子等に負担がかかり、損失が増加
する等の欠点がある。

【００１７】図２５は特開平６−０３８５４３号公報に
示されている従来の例である。ＬＣＲからなるフィルタ
回路１２をＰＷＭインバータ１の出力端に設け、３線給
電線２を介してモータ３に給電したものである。ＬＣＲ
からなるフィルタ回路１２によりインバータ１の出力電
圧の立ち上がりをゆるやかにしてサージ電圧を抑制しよ
うとするものである。しかし、そのためには大きなイン
ダクタＬとコンデンサＣが必要となり、それに伴う抵抗
Ｒの損失も大きくなってしまう欠点がある。

【００１８】図２６はインバータ１と３線給電線２の間
にリアクトルＬを設け、給電線２とモータ３の間に給電
線２のインダクタンス分に相当する線路リアクトルＬＬ
と、抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路を接続している。
しかし、線路リアクトルＬＬのインダクタンスはリアク
トルＬに比べてはるかに小さいため、線路リアクトルＬ
を小さくすることはできない。そのためリアクトルＬは
大きく、重く、また抵抗での損失も大きいという欠点が
ある。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】従来のサージ電圧抑制
回路は以上のように構成されているので、インダクタが
大きく、重く、抵抗の損失が大きく、アースに漏れ電流
が流れるといった問題点がある。また、モータの受電端
子とアース間のコモンモードのサージ電圧が抑制できな
い等の問題点があった。

【００２０】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、小型軽量のインダクタを使用し、
抵抗の損失が少なく、アースへの漏れ電流が無く、４線
給電線においても、モータの受電端子間（ノーマルモー
ド）と受電端子とアース間（コモンモード）の両方のサ
ージ電圧を低減できるＰＷＭインバータ駆動機器のサー
ジ電圧抑制回路を得ることを目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】第１の発明に係るＰＷＭ
インバータ装置は、

【００２２】インバータから給電線を介して電力を誘導
性負荷に供給するＰＷＭインバータ装置において、高周
波領域で給電線の特性インピーダンスに等しいインピー
ダンスを有し、前記インバータと前記給電線の間に直列
に接続された抵抗回路を備えるものである。

【００２３】前記抵抗回路は、前記インバータと前記給
電線の間に直列接続された抵抗を並列に接続したコモン
モードチョークコイルと、該コモンモードチョークコイ
ルに直列接続された、抵抗とインダクタの並列体とを有
するものであってもよい。

【００２４】また、前記給電線はアース線を含まず、前
記抵抗回路は、前記インバータと前記給電線の間に直列
接続された、抵抗を並列に接続したコモンモードチョー
クコイルと、該コモンモードチョークコイルに直列接続
された、抵抗とインダクタの並列体とを有するものであ
ってもよい。

【００２５】さらに、前記抵抗回路は、前記インバータ
と前記給電線の間の前記インバータ出力線およびアース
にそれぞれ直列接続された、抵抗とインダクタの並列体
からなるものであってもよい。

【００２６】第２の発明に係るＰＷＭインバータ装置
は、

【００２７】インバータから給電線を介して電力を誘導
性負荷に供給するＰＷＭインバータ装置において、高周
波領域で給電線のコモンモードの特性インピーダンスに
等しいインピーダンスを有し、前記インバータと前記給
電線の間に直列に接続された第１の抵抗回路と、高周波
領域で給電線のノーマルモードの特性インピーダンスに
等しいインピーダンスを有し、前記給電線と前記誘導性
負荷との間に並列に接続された第２の抵抗回路とを備え
るものである。

【００２８】前記第１の抵抗回路は、前記インバータと
前記給電線の間に直列接続された、抵抗を並列に接続し
たコモンモードチョークコイルを有し、前記第２の抵抗
回路は、前記給電線と前記誘導性負荷の間に並列接続さ
れた、コンデンサと抵抗からなる高周波成分終端器を有
するものであってもよい。

【００２９】また、前記第１の抵抗回路は、前記インバ
ータと前記給電線の間のアース線のみに直列接続され
た、抵抗とインダクタの並列体を有し、前記第２の抵抗
回路は、前記給電線と前記誘導性負荷の間に並列接続さ
れた、コンデンサと抵抗からなる高周波成分終端器を有
するものであってもよい。

【００３０】第３の発明に係るＰＷＭインバータ装置
は、

【００３１】インバータからインバータ出力線と給電線
を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ
装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの特
性インピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前記
インバータ出力線と前記給電線の間に直列に接続された
第１の抵抗回路と、高周波領域で給電線のノーマルモー
ドの特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有
し、前記インバータ出力線と所定の仮想接地点の間に並
列に接続された第２の抵抗回路とを備えるものである。

【００３２】また、インバータの交流電圧の入力線にそ
れぞれ接続しているコンデンサを備え、前記第１の抵抗
回路は、前記インバータと給電線の間に直列接続された
コモンモードチョークコイルと、抵抗とインダクタの並
列体とを有し、前記第２の抵抗回路は、前記コモンモー
ドチョークコイルと給電線の間に並列接続されたコンデ
ンサと抵抗の直列体を有し、前記コンデンサと抵抗の直
列体の共通接続点が、前記インバータの交流電圧の入力
線にそれぞれ接続しているコンデンサに接続されたもの
であってもよい。

【００３３】第４の発明に係るＰＷＭインバータ装置
は、

【００３４】インバータからインバータ出力線と給電線
を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ
装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの特
性インピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前記
インバータ出力線と所定の仮想接地点の間に直並列に接
続された第１の抵抗回路と、高周波領域で給電線のノー
マルモードの特性インピーダンスに等しいインピーダン
スを有し、前記インバータ出力線に並列に接続された第
２の抵抗回路とを備えるものである。

【００３５】また、インバータの交流電圧の入力線にそ
れぞれ接続しているコンデンサを備え、前記第１の抵抗
回路は、前記インバータと前記給電線の間に直列接続さ
れた、コモンモードチョークコイルと、インダクタと、
前記コモンモードチョークコイルおよび前記インダクタ
と前記給電線の間に並列接続された抵抗を有し、前記第
２の抵抗回路は、前記コモンモードチョークコイルおよ
び前記インダクタと前記給電線の間に並列接続された、
コンデンサと抵抗からなる高周波終端器を有し、該高周
波終端器に前記第１の抵抗回路の抵抗を接続し、さら
に、該抵抗が、前記インバータの交流電圧の入力線にそ
れぞれ接続しているコンデンサに接続されたものであっ
てもよい。

【００３６】第５の発明に係るＰＷＭインバータ装置
は、

【００３７】インバータからインバータ出力線と給電線
を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ
装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの特
性インピーダンスに比べ高いインピーダンスを有し、前
記インバータと前記給電線の間に直列接続されたインピ
ーダンス素子と、高周波領域で給電線のノーマルモード
の特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有し、
前記インバータ出力線に直列に接続された抵抗回路とを
備えるものである。

【００３８】前記インピーダンス素子は、前記インバー
タと前記給電線の間に直列接続されたコモンモードチョ
ークコイルを有し、前記抵抗回路は、前記インバータと
前記給電線の間に直列接続された、抵抗とインダクタン
スの並列体を有するものであってもよい。

【００３９】第６の発明に係るＰＷＭインバータ装置
は、

【００４０】インバータからインバータ出力線と給電線
を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ
装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの特
性インピーダンスに比べ高いインピーダンスを有し、前
記インバータと前記給電線の間に直列接続されたインピ
ーダンス素子と、高周波領域で給電線のノーマルモード
の特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有し、
前記インバータ出力線に並列に接続された抵抗回路とを
備えるものである。

【００４１】前記インピーダンス素子は、前記インバー
タと前記給電線の間に直列接続されたコモンモードチョ
ークコイルとインダクタとを有し、前記抵抗回路は、前
記コモンモードチョークコイルおよび前記インダクタと
前記給電線の間に並列接続された、コンデンサと抵抗か
らなる高周波終端器を有するものであってもよい。

【００４２】

【発明の実施の形態】以下、図を参照しながらこの発明
の実施の形態について説明する。

【００４３】実施の形態１図１から図５はこの発明の実施の形態１およびその応用
を示すものである。

【００４４】図１では、インバータ１の出力Ｕ０、Ｖ
０、Ｗ０にコモンモードチョークコイルＬ１０の別巻線
に抵抗Ｒ１０を接続したものと、抵抗Ｒ１１とインダク
タＬ１１、抵抗１２とインダクタＬ１２、抵抗１３とイ
ンダクタＬ１３の並列体を、前記コモンモードチョーク
コイルＬ１０と直列に接続し、アースＥ０を含めた４本
を４線給電線４によりモータ３に給電する。アース線Ｅ
２はモータのケースに接続する。モータのケースはアー
スする場合もあるが、一般的にはケーブルのアース線を
接続し、アースしないことの方が多い。

【００４５】図３は、単相インバータ２１の場合を示し
たものである。インバータ２１の出力Ｕ０、Ｖ０にコモ
ンモードチョークコイルＬ１４の別巻線に抵抗Ｒ１４を
接続したものと、抵抗Ｒ１５とインダクタＬ１５、抵抗
Ｒ１６とインダクタＬ１６の並列体を前記コモンモード
チョークコイルＬ１４と直列に接続し、アースＥ０を含
めた３本を３線給電線により単相モータ２３に給電す
る。アース線Ｅ２はモータのケースに接続する。モータ
のケースは図１の場合と同様にアースしないことの方が
多い。

【００４６】図４は図１と同等の動作をするものである
が、コモンモードチョークコイルＬ１７に並列に抵抗Ｒ
１７、Ｒ１８、Ｒ１９を接続したものを使用している。
図１のように別巻線に抵抗Ｒ１０を接続しても、図４の
ようにコモンモードチョークコイルＬ１７に並列に抵抗
Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９を接続しても結合度が高いので
同等の特性が得られる。なお、抵抗Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ
１９の抵抗値は、それらの並列抵抗値が抵抗Ｒ１０と等
しくなるように設定する。

【００４７】インダクタＬ２０、Ｌ２１、Ｌ２２は結合
する別巻線を有し、この別巻線に抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、
Ｒ１３を接続しているが、図１の回路と同等の特性が得
られる。図４の回路にならえば、単相、３相だけでなく
多相のインバータにも同様に構成できる。

【００４８】次に、動作について説明する。インダクタ
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３はインバータの出力電流が流れ
るので、あまり大きな値であってはならない。目安とし
て、給電線４の特性インピーダンスに比べてサージ電圧
の周波数成分におけるインピーダンスが高い必要があ
る。

【００４９】給電線４の１線と他の線との間の特性イン
ピーダンスは６０Ω程度であるので、インダクタンスに
よるリアクタンスは、サージ電圧の周波数においてこの
特性インピーダンスより十分高く設定すれば良い。給電
線４は導体断面積２ｍｍ²の時、実験から短縮率がｋ＝
０．４６と分かっており、給電線の長さが７５ｍの時の
共振周波数は４６２ｋＨｚである。この周波数でリアク
タンスが６０Ωになるインダクタンスは２１μＨであ
る。従ってＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は５０μＨ以上に設
定すれば十分である。また、給電線が長い時、例えば４
７５ｍの時はインダクタンスは１３１μＨになるから、
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は３００μＨ以上の値で良い。

【００５０】インダクタンス値の大きい方がサージ抑制
能力は優れているが、電流が大きいと、電圧降下が大き
くなり、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の損失が大きくな
るので必要最低限に選ぶべきである。目安としては、給
電線の長さ（ｍ）をμＨに読み替えた値、例えば７５ｍ
の時７５μＨ、４７５ｍの時４７５μＨ程度のインダク
タンスが適当であると考えられる。

【００５１】このような値のインダクタンスで、インバ
ータの出力電流を流すことのできるインダクタＬ１１、
Ｌ１２、Ｌ１３は、従来の非常に重いインダクタに比
べ、０．１〜１ｋｇと非常に軽く、小型のインダクタで
実現することができ、安価なものとすることができる。

【００５２】図２（ａ）では図１の回路において、イン
バータの出力線間のノーマルモードだけに関して、高周
波におけるサージ電圧を発生させないための、抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２，Ｒ１３の設定方法を説明する。この場合コ
モンモードチョークコイルＬ１０は、ノーマルモードに
はインダクタンスとしては非常に小さく省略できる。

【００５３】インバータ１の出力Ｕ０がスイッチング
し、電圧が立ち上がって負荷側のＵ２に到達し、反射す
ることにより再度インバータ側のＵ１からＲ１１を通
り、インバータ内のスイッチング素子を通って、Ｒ１
２、Ｒ１３に電流が流れる。このＲ１１と、Ｒ１２、Ｒ
１３の並列抵抗値との和が給電線４のノーマルモードの
特性インピーダンスＺｎに等しい時、Ｕ２にサージ電圧
は生じることはなく、インバータ出力電圧が給電線の長
さによって決まる伝播時間だけ遅れてＵ２に現れる。よ
って、給電線４の１線と他の線との間の特性インピーダ
ンスは６０Ω程度であるので、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ
１３はこの２／３の４０Ωに設定する。

【００５４】図２（ｂ）では、図１の回路において、イ
ンバータの出力線全体に対するアース線との間のコモン
モードに関して、高周波におけるサージ電圧を発生させ
ないための抵抗の設定方法を説明する。図１において、
インバータ１の出力に接続するコモンモードチョークコ
イルＬ１０には、別巻線に抵抗Ｒ１０が並列接続されて
いる。この値は、巻数比が同じであれば同一の抵抗値と
して図２（ｂ）のようにインバータ出力にＲ１０として
接続される。巻数が異なる場合は、巻数比の２乗に比例
することは周知のことである。

【００５５】また、図１における抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、
Ｒ１３は、その並列抵抗値Ｒ２０として作用する。従っ
て図２（ｂ）のコモンモードにおけるサージ電圧抑制回
路は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の並列抵抗値Ｒ２０
と抵抗Ｒ１０の和が給電線のアーズに対するコモンモー
ドの特性インピーダンスＺｃと等しくなるように設定す
れば良い。よって以下の式が成り立つ。Ｚｃ＝Ｒ１０＋Ｒ２０＝Ｒ１０＋１／（１／Ｒ１１＋１／Ｒ１２＋１／Ｒ１３）＝Ｒ１０＋２／９・Ｚｎ ∴Ｒ１０＝Ｚｃ−２／９・ＺｎＺｃ＝Ｚｎの時Ｒ１０＝７／９・Ｚｎで設定できる。

【００５６】給電線のコモンモードにおける特性インピ
ーダンスＺｃはアース線と、他の３本の線との間の特性
インピーダンスであるが、これは図２（ａ）で示したノ
ーマルモードの特性インピーダンスＺｎとほぼ同等であ
るので、Ｚｃ＝６０Ωである場合、Ｒ１０＝６０−２／９×６０＝４６．７Ω

【００５７】Ｒ１０は約４７Ωを接続すれば良い。ただ
し、インバータ内のスイッチング素子等による高周波に
おける抵抗成分や、回路配線における抵抗成分が少し加
わるので、実際には抵抗Ｒ１０を４３〜４５Ω程度に小
さめに設定する方が良い場合がある。

【００５８】コモンモードチョークコイルＬ１０は、ア
モルファスコア等の高等磁率のコアを使用するので、少
ない巻数で高いインダクタンスが容易に得られる。

【００５９】また、コモンモードチョークコイルＬ１０
はインバータの出力線Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０に流れる電流の
和をゼロにする効果がある。そのためにはインダクタン
ス値をかなり大きくする必要があり、サージ電圧の周波
数において、特性インピーダンスＺｃの１０倍程度以上
が望ましい。仮に給電線のコモンモード特性インピーダ
ンスＺｃの２０倍とすれば、給電線の長さが７５ｍのと
き４００μＨ、給電線の長さが４７５ｍのとき２５００
μＨ程度になる。

【００６０】この値は小型のアモルファスコアに数ター
ンすれば容易に得られ、インバータの出力電流の和が流
れるので、その電流値は非常に小さく、磁気飽和するこ
とが少ないので、小型、低コストのコモンモードチョー
クコイルとすることができる。

【００６１】以上述べたようにノーマルモード、コモン
モードのそれぞれにおいてサージ電圧を抑制することが
できるこのサージ電圧抑制回路を、インバータと給電線
の間に設けることにより、４線給電線による長距離配線
が容易にできる効果がある。

【００６２】また、モータのケースは、アース線Ｅ２を
接続するが、ケースをアースしてもしなくてもサージ抑
制効果に特に影響することはなく、Ｅ０とＥ２の電圧差
も少ないので、アース工事は省略することができる。ま
た、他の機械などに取り付けられていて、この機械がア
ースされていても、サージ抑制効果には影響しない等の
特徴がある。

【００６３】図３は単相インバータの場合を示すが、図
１と同様の方式で各素子の設定をすればよい。給電線２
４の特性インピーダンスをＺｎ，Ｚｃとすると、Ｒ１５
またはＲ１６＝Ｚｎ／２、Ｒ１４＝Ｚｃ−Ｚｎ／４、Ｚ
ｃ＝Ｚｎの時、Ｒ１４＝３／４・Ｚｎと設定すればよ
い。

【００６４】図４も図１と同様に考えられる。Ｒ１７、
Ｒ１８、Ｒ１９はそれらの並列抵抗値がＲ１０と等しく
なるようにする。Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９が等しい時、
抵抗値をＲ１０の３倍に設定する。

【００６５】図５はインバータ１の出力を、３線給電線
２を使用し、モータ３に電力供給する場合である。モー
タ３はアース線が無いのでケースをアースするのが一般
的である。この３線給電線２は、鉄パイプ等のダクト内
や、設備のアースされた金属部分に沿わせて配線する場
合が多い。このような時、破線で示したアース線は実際
には存在しないが、配線方法によって各出力線Ｕ、Ｖ、
Ｗと伝送線路を構成する。この場合コモンモードの特性
インピーダンスＺｃが図１の４線給電線の場合と異なり
高くなる傾向にあるが、抵抗Ｒ１０を前述の方式で算出
した抵抗値に設定することで、モータ３の受電端子にお
けるサージ電圧をノーマルモード、コモンモード両者に
おいて抑制することができる。

【００６６】実施の形態２図６は、この発明の実施の形態２を示す図であり、図１
〜５に示した実施の形態と同じ構成には、同じ符号を付
し、その説明は省略する。以後の実施の形態についても
同様である。図６において、インバータ出力線Ｕ０、Ｖ
０、Ｗ０とアースに、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ
２４とインダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３、Ｌ２４との
並列体を接続して、４線給電線４によりモータ３へ給電
される。

【００６７】抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３とインダクタ
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は図１および図２（ａ）の回路
において説明した値と同様に設定すればよい。Ｌ２４は
Ｌ１１〜Ｌ１３と同じ値でよい。

【００６８】図７はコモンモードに対し抵抗成分の等価
回路を示したもので、抵抗Ｒ２０は図２（ｂ）における
説明と同じく、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の並列抵抗であ
る。従ってコモンモードの特性インピーダンスがＺｃで
あれば、Ｒ２４＝Ｚｃ−Ｒ２０＝Ｚｃ−２／９・ＺｎＺｃ＝Ｚｎの時は、Ｒ２４＝７／９・Ｚｎで設定することができる。

【００６９】この図６によるサージ電圧抑制回路は、４
線給電線のノーマルモード、コモンモードのどちらに対
してもサージ電圧を抑制できる。またインダクタと抵抗
の接続が簡単で、小型、軽量、安価に製造できるもので
ある。

【００７０】実施の形態３図８はこの発明の実施の形態３を示す図である。図８に
おいて、インバータ出力線Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０に、別巻線
に抵抗Ｒ２５を並列接続したコモンモードチョークコイ
ルＬ２５を接続し、アースＥ０とともに４線給電線４に
よりモータ３に給電される。アースＥ２はモータケース
に接続する。また、モータ３の受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ
２には、抵抗とコンデンサによるサージ吸収回路として
の高周波成分終端器２６を接続する。

【００７１】図９（ａ），（ｂ），（ｃ）にこの高周波
成分終端器２６の例を示す。図９（ａ）はコンデンサと
抵抗による直列回路をＹ結線したもので、Ｃ３１、Ｒ３
１、Ｃ３２、Ｒ３２、Ｃ３３、Ｒ３３によりノーマルモ
ードのサージ電圧を吸収する。コンデンサＣ３１、Ｃ３
２、Ｃ３３はノーマルモードの特性インピーダンスＺｎ
に対してモータ３の駆動周波数におけるリアクタンスが
十分大きく、またＰＷＭキャリア周波数に対してリアク
タンスが十分小さい値に設定する。

【００７２】ここで、Ｚｎ＝１／ωＣよりＣ＝１／ωＺｃ＝１／２πｆＺｎ給電線の長さ７５ｍの時、共振周波数４６２ｋＨｚ、ノ
ーマルモード特性インピーダンスＺｎ＝６０Ωを計算す
ると、Ｃ＝１／（２π×４６２×１０³×６０）＝０．００５
７μＦ給電線の長さ４７５ｍの時、共振周波数７３ｋＨｚ、ノ
ーマルモード特性インピーダンスＺｎ＝６０Ωを計算す
ると、Ｃ＝１／（２π×７３×１０³×６０）＝０．０３６μ
Ｆ以上の値の約１０倍を目安として、給電線の長さ７５ｍ
の時０．０５μＦ、給電線の長さ４７５ｍの時０．４μ
Ｆ程度が必要である。

【００７３】抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３は線間のサー
ジ電圧に対して、給電線のノーマルモードの特性インピ
ーダンスＺｎと同等になればよいので、２／３・Ｚｎに
設定する。

【００７４】給電線が長くなると、共振周波数が低くな
るので、コンデンサＣ３１、Ｃ３２、Ｃ３３の値が大き
くなり、ＰＷＭキャリア周波数のインバータ出力電圧が
サージ電圧とともに抵抗に加わるので、抵抗Ｒ３１、Ｒ
３２、Ｒ３３の消費電力が大きくなる。ある程度のサー
ジ電圧が加わることを許すと、コンデンサＣ３１、Ｃ３
２、Ｃ３３は小さくすることができるので、消費電力が
問題になる場合は静電容量を小さめに設定する。

【００７５】図９（ｂ）は図９（ａ）の抵抗Ｒ３１、Ｒ
３２、Ｒ３３をＹΔ変換したものであるからＲ３４、Ｒ
３５、Ｒ３６は２Ｚｎとなる。

【００７６】図９（ｃ）は図９（ａ）の全体をＹΔ変換
したものであるから、Ｃ３４、Ｃ３５、Ｃ３６はＣ３
１、Ｃ３２、Ｃ３３に比べて１／３であり、Ｒ３７、Ｒ
３８、Ｒ３９は２Ｚｎとなる。

【００７７】図８のコモンモードチョークコイルＬ２５
に接続する抵抗Ｒ２５はコモンモードの給電線の特性イ
ンピーダンスＺｃと同じ設定にする。またコモンモード
チョークコイルは図１にて説明したものと同等でよい。

【００７８】モータ３のケースをアースしなくても、サ
ージ抑制としては影響が無いので、接地の工事を省くこ
とができる。

【００７９】実施の形態４図１０はこの発明の実施の形態４を示す図である。図１
０において、モータ３の受電端子に図８と同じ高周波成
分終端器２６を接続し、インバータ１のアースＥ０と給
電線４のアース線との間に抵抗Ｒ４０とインダクタＬ４
０の並列体を接続したものである。インダクタＬ４０は
給電線４のコモンモードの特性インピーダンスＺｃに比
べ、十分大きく設定する。図１の説明で述べたように給
電線の長さ（ｍ）をμＨに置き換えたものでよく、サー
ジ電圧をある程度許せばさらに小さなインダクタンスで
あってもよい。抵抗Ｒ４０は特性インピーダンスＺｃと
同じでよい。

【００８０】実施の形態５図１１はこの発明の実施の形態５を示す図である。図１
１において、インバータ１の出力にコモンモードチョー
クコイルＬ２６を接続し、さらに抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、
Ｒ１３、インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３の並列体を
直列に接続し、４線給電線によりモータ３に給電する。
さらに、コモンモードチョークコイルＬ２６と給電線４
との間の各線に、コンデンサと抵抗の直列体を接続し、
各直列体の共通接続部は、３相交流電源Ｒ、Ｓ、ＴにＹ
接続した３個のコンデンサＣ４４、Ｃ４５、Ｃ４６の共
通接続部Ａの仮想接地点に接続する。Ｃ４４、Ｃ４５、
Ｃ４６は直列体のコンデンサＣ４１、Ｃ４２、Ｃ４３に
比べ十分大きければよい。

【００８１】コモンモードチョークコイルＬ２６のイン
ダクタンスと、コンデンサＣ４１、Ｃ４２、Ｃ４３の静
電容量により、低域ろ過フィルタを形成する。抵抗Ｒ１
１、Ｒ１２、Ｒ１３は高周波で波形が振動しないための
抵抗である。

【００８２】この低域ろ過フィルタを形成するコモンモ
ードチョークコイルＬ２６と、コンデンサＣ４１、Ｃ４
２、Ｃ４３は、インバータ出力Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の中性
点電圧の電圧変化ｄｖ／ｄｔを低くして、モータ３の受
電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とＥ２間のコモンモードのサー
ジ電圧を抑制するものである。具体的には、給電線４の
長さで決まる共振周波数成分が十分低減できる低域ろ過
フィルタであればよい。

【００８３】また、ＰＷＭキャリア周波数が十分低減で
きる低域ろ過フィルタであれば、中性点電圧の変動が抑
制され、モータ３の巻線からケースへ浮遊静電容量によ
り漏洩電流が流れるのを低減できる効果がある。抵抗Ｒ
１１、Ｒ１２、Ｒ１３、インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ
１３は図１において説明したものと同様にして設定す
る。

【００８４】この場合もモータ３のケースは、アースし
なくても同等の動作をする。

【００８５】実施の形態６図１２はこの発明の実施の形態６を示す図である。図１
２において、インバータ１の出力にコモンモードチョー
クコイルＬ２６を接続し、さらにインダクタＬ１１、Ｌ
１２、Ｌ１３を直列に接続し、また、このコモンモード
チョークコイルＬ２６とインダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ
１３の直列接続と給電線４との間の各線に、コンデンサ
と抵抗の直列体で構成される高周波成分終端器２７を接
続し、４線給電線４によりモータ３に給電する。また、
高周波成分終端器２７の各直列体の共通接続部に抵抗Ｒ
４４を接続し、３相交流電源Ｒ、Ｓ、ＴにＹ接続した３
個のコンデンサＣ４４、Ｃ４５、Ｃ４６の共通接続部Ａ
の仮想接地点に接続する。コンデンサＣ４４、Ｃ４５、
Ｃ４６は直列体のコンデンサＣ３１、Ｃ３２、Ｃ３３に
比べ十分大きければよい。

【００８６】コンデンサＣ３１、Ｃ３２、Ｃ３３と抵抗
Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３により構成されるノーマルモー
ドの高周波成分終端器２７は図８ａと同等のものであ
る。従って、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３は給電線のノ
ーマルモードの特性インピーダンスＺｎの２／３であれ
ばよい。また、抵抗Ｒ４４は給電線のコモンモードの特
性インピーダンスＺｃから抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３
の並列抵抗値を差し引いた値である。

【００８７】また、コモンモードチョークコイルＬ２６
のインダクタンスと、コンデンサＣ３１、Ｃ３２、Ｃ３
３の静電容量により低域ろ過フィルタを形成する。抵抗
Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ３３は高周波で波形が振動しないた
めの抵抗として作用する。

【００８８】この低域ろ過フィルタを形成するコモンモ
ードチョークコイルＬ２６と、コンデンサＣ３１、Ｃ３
２、Ｃ３３は、インバータ出力Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０の中性
点電圧の電圧変化ｄｖ／ｄｔを低くして、モータ３の受
電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とＥ２間のコモンモードのサー
ジ電圧を抑制するものである。

【００８９】インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３は図１
において説明したものと同様にして設定する。

【００９０】なお、この場合もモータ３のケースは、ア
ースしなくても同等の動作をする。

【００９１】実施の形態７図１３はこの発明の実施の形態７を示す図である。図１
３において、コモンモードチョークコイルＬ２６のイン
ダクタンス値を給電線４のコモンモードの特性インピー
ダンスＺｃに比べてかなり大きくすることにより、給電
線４のコモンモードの電流を流れないようにして、モー
タ３の受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とＥ２間のコモンモー
ドのサージ電圧を抑制する。従ってＬ２６のインダクタ
ンス値はかなり大きなものが必要になるが、コモンモー
ドチョークコイルであるので、高透磁率のコアを巻くこ
とにより比較的容易に得られる。

【００９２】ノーマルモードのサージ電圧は、抵抗Ｒ１
１、Ｒ１２、Ｒ１３、インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１
３の並列体により抑制する。

【００９３】図１３の回路は以上述べたように構成され
ているので、図１１などに比べて部品数が少なく作成が
容易である。なお、この場合も、モータ３のケースはア
ースしても、しなくても同等の動作をする。

【００９４】実施の形態８図１４はこの発明の実施の形態８を示す図である。図１
４において、コモンモードチョークコイルＬ２６のイン
ダクタンス値を給電線４のコモンモードの特性インピー
ダンスＺｃに比べてかなり大きくすることにより、給電
線４のコモンモードの電流を流れないようにして、モー
タ３の受電端子Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とＥ２間のコモンモー
ドのサージ電圧を抑制する。従ってＬ２６のインダクタ
ンス値はかなり大きなものが必要になるが、コモンモー
ドチョークコイルであるので、高透磁率のコアを巻くこ
とにより比較的容易に得られる。

【００９５】また、インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３
は図１のものと同等のものが使用できる。

【００９６】また、コモンモードチョークコイルＬ２６
とインダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３の直列接続したも
のと、給電線４との間の各線に、コンデンサと抵抗体か
らなる直列体で構成される高周波成分終端器２６を接続
し、４線給電線４によりモータ３に給電するものであ
る。この高周波成分終端器２６は図９（ａ）に示したも
のと同等である。

【００９７】図１４の回路は以上述べたように構成され
ているので、両方のモードのサージ電圧を抑制する効果
がある。なお、この場合もモータ３のケースはアースし
ても、しなくても同等の動作をする。

【００９８】実施の形態９図２０（ｂ）における給電線（多芯ケーブル）の断面に
おいて、赤をＵ相、白をＶ相、黒をＷ相、緑をアースＥ
に接続した場合、Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｅ、Ｕ−Ｅ間は
Ｖ−Ｅ、Ｕ−Ｗ間に比べて距離が近く、すなわち、アー
スＥ相に対してＵ相、Ｗ相のコモンモードの特性インピ
ーダンスよりＶ相の特性インピーダンスが高くなるの
で、図１に設定した定数では合わない場合が起こる。

【００９９】図１５は、このコモンモードインピーダン
スの各線による違いを補正するもので、Ｖ相の抵抗Ｒ１
２の値を高くすることにより達成している。すなわち、
Ｒ１２＝５５Ωと設定して、Ｖ相の特性インピーダンス
に合わせるとともに、Ｒ１０を小さくして、給電線４の
コモンモードの特性インピーダンスに合わせることで、
全体のコモンモードでのサージ電圧を抑制する。

【０１００】このように、各線により特性インピーダン
スが異なる場合でも、それに合わせて容易にサージ電圧
抑制回路を設計できる。

【０１０１】図１６（ａ）乃至（ｆ）は、この図１５の
回路図の動作を説明する波形図である。給電線４は３０
０ｍのものを使用している。

【０１０２】図１６（ａ）はインバータ１の出力で、Ｕ
０−Ｖ０、Ｕ０−Ｅ０間の電圧波形である。どちらも同
じ波形をしている。

【０１０３】図１６（ｂ）、（ｃ）はコモンモードチョ
ークコイルＬ１０および抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、
インダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３が無い、所謂無対策
の場合のモータ３の受電端子波形で、図１６（ｂ）はＵ
２−Ｅ２間、図１６（ｃ）はＵ２−Ｖ２間の波形であ
る。インバータ１の出力電圧の２倍近いサージ電圧が両
者ともに出ている。

【０１０４】図１６（ｄ）は図の通りの電圧抑制回路が
挿入された場合の給電線４の入り口Ｕ１−Ｅ１間の電圧
であり、インバータ１の出力電圧とモータ３からの反射
電圧がお互いにうまく打ち消しあっていることが分か
る。

【０１０５】図１６（ｅ）、（ｆ）は図の通りの電圧抑
制回路が挿入された場合のモータ３の受電端子における
電圧波形で、図１６（ｅ）はＵ２−Ｖ２間、図１６
（ｆ）はＵ２−Ｅ２間の波形である。インバータ１の出
力波形にほぼ等しく、サージ電圧が両者とも全く無いき
れいな波形になっていることが分かる。

【０１０６】図１６（ｇ）は、コモンモードチョークコ
イルＬ１０が無く、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、イン
ダクタＬ１１、Ｌ１２、Ｌ１３だけの場合のモータ３の
受電端子における電圧波形である。コモンモードのサー
ジ電圧が完全には取りきれていないことがわかる。

【０１０７】図１６（ｈ）および（ｉ）は、図１３の回
路図の動作を説明する波形図である。コモンモードチョ
ークコイルＬ２６のインダクタンスが１０ｍＨ程度以上
のものを使用している。

【０１０８】図１６（ｈ）はモータ３の受電端子におけ
る電圧波形Ｕ２−Ｖ２であり、インバータ１の出力電圧
とほぼ同じく、サージ電圧が無い波形が得られている。

【０１０９】図１６（ｉ）はモータ３の受電端子におけ
る電圧波形Ｕ２−Ｅ２であり、インバータ１の出力電圧
がコモンモードチョークコイルＬ２６により中性点電圧
の変動が抑制され電圧が１／２程度に下がっているが、
サージ電圧のない波形であることがわかる。

【０１１０】このように図１３の回路によれば、モータ
３の受電端子にサージ電圧を発生させず、インバータの
出力電圧を変えることなく、ほぼ同一の波形を伝達でき
るという優れた効果がある。

【０１１１】

【発明の効果】この発明におけるＰＷＭインバータ駆動
機器のサージ電圧抑制回路は、以上に説明したように構
成されているので、４線給電線を用いて、ＰＷＭ制御イ
ンバータの出力とアースを、モータ等の誘導性負荷に給
電した時に生ずるノーマルモード（線間電圧）とコモン
モード（対アース間電圧）の両方のサージ電圧を抑制す
ることができる。

【０１１２】使用するインダクタは，コモンモードチョ
ークコイルを含めて、アモルファスコア等の高透磁率コ
アを使用するので、少ない巻数で高いインダクタンスが
得られ、小型、軽量であり、電圧降下が少ない。

【０１１３】各素子の定数を大きな値に設定しないの
で、サージ吸収での抵抗損失が少ない。

【０１１４】アース線を接続するだけで、実際にアース
に接地しないので、アースへの漏れ電流が少ない。

【０１１５】各素子が、それぞれ大型にならず、さらに
構成が簡単なので、製造が容易である。

【０１１６】給電線のすべての特性インピーダンスに対
して、さらにあらゆる長さに対しても設定を合わせるこ
とがが可能である。という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の４線給電線による３
相ＰＷＭインバータ装置。

【図２】（ａ）は図１の回路においてノーマルモード
に対応する抵抗の設定方法を説明する等価回路図。
（ｂ）は図１の回路においてコモンモードに対応する抵
抗の設定方法を説明する等価回路図。

【図３】本発明の実施の形態１の３線給電線による単
相ＰＷＭインバータ装置。

【図４】本発明の実施の形態１の他の方法による３相
ＰＷＭインバータ装置。

【図５】本発明の実施の形態１の他の方法による３相
ＰＷＭインバータ装置。

【図６】本発明の実施の形態２の４線給電線による３
相ＰＷＭインバータ装置。

【図７】図６の回路においてコモンモードに対応する
抵抗の設定方法を説明する等価回路図。

【図８】本発明の実施の形態３の４線給電線による３
相ＰＷＭインバータ装置。

【図９】高周波成分終端器の例示。

【図１０】本発明の実施の形態４の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ装置。

【図１１】本発明の実施の形態５の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ装置。

【図１２】本発明の実施の形態６の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ装置。

【図１３】本発明の実施の形態７の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ装置。

【図１４】本発明の実施の形態８の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ装置。

【図１５】本発明の実施の形態９の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ装置。

【図１６】本発明の実施の形態９の４線給電線による
３相ＰＷＭインバータ駆動機器のサージ電圧抑制回路の
動作を説明する波形図。

【図１７】従来のＰＷＭインバータ装置を説明する回
路図。

【図１８】従来のＰＷＭインバータ装置の動作を説明
するための波形図。

【図１９】従来のＰＷＭインバータ装置を説明する回
路図。

【図２０】給電線（多芯ケーブル）の構造説明図。
（ａ）は外観、（ｂ）は断面図。

【図２１】従来のＰＷＭインバータ装置の動作を説明
するための波形図。

【図２２】従来のサージ抑制フィルタ回路を持つＰＷ
Ｍインバータ装置。

【図２３】従来のサージ抑制フィルタ回路の動作を説
明する時間応答図。

【図２４】実公平２−２３１１４号公報に示された従
来の「電圧形インバータの負荷側ピーク電圧抑制回
路」。

【図２５】特開平６−３８５４３号公報に示された従
来の「サージ電圧抑制装置」。

【図２６】特開平６−３８５４３号公報に示された従
来の「サージ電圧抑制装置」。

【符号の説明】

１インバータ、２３線給電線、３モータ、４４
線給電線、１０、１１、１２、１３サージ抑制フィル
タ回路、２１単相インバータ、２３単相モータ、２
４３線給電線、２６高周波成分終端器、２７高周
波成分終端器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータから給電線を介して電力を誘導
性負荷に供給するＰＷＭインバータ装置において、高周
波領域で給電線の特性インピーダンスに等しいインピー
ダンスを有し、前記インバータと前記給電線の間に直列
に接続された抵抗回路を備えたことを特徴とするＰＷＭ
インバータ装置。
【請求項２】前記抵抗回路は、前記インバータと前記給
電線の間に直列接続された抵抗を並列に接続したコモン
モードチョークコイルと、該コモンモードチョークコイ
ルに直列接続された、抵抗とインダクタの並列体とを有
することを特徴とする請求項１のＰＷＭインバータ装
置。
【請求項３】前記給電線はアース線を含まず、前記抵抗
回路は、前記インバータと前記給電線の間に直列接続さ
れた、抵抗を並列に接続したコモンモードチョークコイ
ルと、該コモンモードチョークコイルに直列接続され
た、抵抗とインダクタの並列体とを有することを特徴と
する請求項１のＰＷＭインバータ装置。
【請求項４】前記抵抗回路は、前記インバータと前記給
電線の間の前記インバータ出力線およびアースにそれぞ
れ直列接続された、抵抗とインダクタの並列体からなる
ことを特徴とする請求項１のＰＷＭインバータ装置。
【請求項５】インバータからアース線を含む給電線を介
して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ装置
において、高周波領域で給電線のコモンモードの特性イ
ンピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前記イン
バータと前記給電線の間に直列に接続された第１の抵抗
回路と、高周波領域で給電線のノーマルモードの特性イ
ンピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前記給電
線と前記誘導性負荷との間に並列に接続された第２の抵
抗回路とを備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ装
置。
【請求項６】前記第１の抵抗回路は、前記インバータと
前記給電線の間に直列接続された、抵抗を並列に接続し
たコモンモードチョークコイルを有し、前記第２の抵抗
回路は、前記給電線と前記誘導性負荷の間に並列接続さ
れた、コンデンサと抵抗からなる高周波成分終端器を有
することを特徴とする請求項５のＰＷＭインバータ装
置。
【請求項７】前記第１の抵抗回路は、前記インバータと
前記給電線の間のアース線のみに直列接続された、抵抗
とインダクタの並列体を有し、前記第２の抵抗回路は、
前記給電線と前記誘導性負荷の間に並列接続された、コ
ンデンサと抵抗からなる高周波成分終端器を有すること
を特徴とする請求項５のＰＷＭインバータ装置。
【請求項８】インバータからインバータ出力線と給電線
を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバータ
装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの特
性インピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前記
インバータ出力線と前記給電線の間に直列に接続された
第１の抵抗回路と、高周波領域で給電線のノーマルモー
ドの特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有
し、前記インバータ出力線と所定の仮想接地点の間に並
列に接続された第２の抵抗回路とを備えたことを特徴と
するＰＷＭインバータ装置。
【請求項９】インバータの交流電圧の入力線にそれぞれ
接続しているコンデンサを備え、前記第１の抵抗回路
は、前記インバータと給電線の間に直列接続されたコモ
ンモードチョークコイルと、抵抗とインダクタの並列体
とを有し、前記第２の抵抗回路は、前記コモンモードチ
ョークコイルと給電線の間に並列接続された、コンデン
サと抵抗の直列体を有し、前記コンデンサと抵抗の直列
体の共通接続点が、前記インバータの交流電圧の入力線
にそれぞれ接続しているコンデンサに接続されたことを
特徴とする請求項８のＰＷＭインバータ装置。
【請求項１０】インバータからインバータ出力線と給電
線を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバー
タ装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの
特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有し、前
記インバータ出力線と所定の仮想接地点の間に直並列に
接続された第１の抵抗回路と、高周波領域で給電線のノ
ーマルモードの特性インピーダンスに等しいインピーダ
ンスを有し、前記インバータ出力線に並列に接続された
第２の抵抗回路とを備えたことを特徴とするＰＷＭイン
バータ装置。
【請求項１１】インバータの交流電圧の入力線にそれぞ
れ接続しているコンデンサを備え、前記第１の抵抗回路
は、前記インバータと前記給電線の間に直列接続された
コモンモードチョークコイルとインダクタと、前記コモ
ンモードチョークコイルおよび前記インダクタと前記給
電線の間に並列接続された抵抗を有し、前記第２の抵抗
回路は、前記コモンモードチョークコイルおよび前記イ
ンダクタと前記給電線の間に並列接続された、コンデン
サと抵抗からなる高周波終端器を有し、該高周波終端器
に前記第１の抵抗回路の抵抗を接続し、さらに、該抵抗
が、前記インバータの交流電圧の入力線にそれぞれ接続
しているコンデンサに接続されたことを特徴とする請求
項１０のＰＷＭインバータ装置。
【請求項１２】インバータからインバータ出力線と給電
線を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバー
タ装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの
特性インピーダンスに比べ高いインピーダンスを有し、
前記インバータと前記給電線の間に直列接続されたイン
ピーダンス素子と、高周波領域で給電線のノーマルモー
ドの特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有
し、前記インバータ出力線に直列に接続された抵抗回路
とを備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項１３】前記インピーダンス素子は、前記インバ
ータと前記給電線の間に直列接続されたコモンモードチ
ョークコイルを有し、前記抵抗回路は、前記インバータ
と前記給電線の間に直列接続された、抵抗とインダクタ
ンスの並列体を有することを特徴とする請求項１２のＰ
ＷＭインバータ装置。
【請求項１４】インバータからインバータ出力線と給電
線を介して電力を誘導性負荷に供給するＰＷＭインバー
タ装置において、高周波領域で給電線のコモンモードの
特性インピーダンスに比べ高いインピーダンスを有し、
前記インバータと前記給電線の間に直列接続されたイン
ピーダンス素子と、高周波領域で給電線のノーマルモー
ドの特性インピーダンスに等しいインピーダンスを有
し、前記インバータ出力線に並列に接続された抵抗回路
と、を備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
【請求項１５】前記インピーダンス素子は、前記インバ
ータと前記給電線の間に直列接続されたコモンモードチ
ョークコイルとインダクタとを有し、前記抵抗回路は、
前記コモンモードチョークコイルおよび前記インダクタ
と前記給電線の間に並列接続された、コンデンサと抵抗
からなる高周波終端器を有することを特徴とする請求項
１４のＰＷＭインバータ装置。