CN108684212A - 浪涌抑制电路和逆变器驱动马达系统 - Google Patents

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Abstract

涉及一种为了通过逆变器INV对经由线缆100与逆变器INV的输出端连接的马达M进行驱动而连接于逆变器INV的输出端和线缆100之间的浪涌抑制电路和使用了该浪涌抑制电路的马达驱动系统。浪涌抑制电路300具有电感L和与该电感L并联的电阻R，电阻R的电阻值被设定为与线缆100的零相成分的阻抗相匹配或小于零相成分的阻抗。据此，提供一种可应用于无直流电压中性点端子的低压·小容量的逆变器，并且仅通过连接于逆变器的输出端即可降低浪涌电压的零相成分的浪涌抑制电路和逆变器驱动马达系统。

Description

浪涌抑制电路和逆变器驱动马达系统
技术领域
本发明涉及一种通过由半导体开关元件(下面，简称开关元件)构成的逆变器(也称反相器(inverter))对输出电压波形进行控制，并经由线缆(cable)向马达供给电力的逆变器驱动马达系统中的浪涌电压(也称冲击电压(surge voltage))的抑制技术。
背景技术
图8是该种逆变器驱动马达系统的概略构成图。
图8中，逆变器INV的输入侧依次经由平滑电容器(也称滤波电容器)Cdc、转换器(整流电路)CONV、及变压器TR与商用电源等三相交流电源AC连接。此外，逆变器INV的输出侧经由线缆100与马达M连接。需要说明的是，D1～D6是整流用二极管，S1～S6是IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor)等开关元件。
该逆变器驱动马达系统中，从三相交流电源AC经由变压器TR而输入的三相交流电压通过转换器CONV被转换为直流电压。该直流电压被直流中间电路的平滑电容器Cdc滤波后被供给至逆变器INV。
逆变器INV例如通过受PWM(Pulse Width Modulation)控制的开关元件S1～S6的开(on)·关(off)动作，使输入的直流电压转换为任意大小和频率的三相交流电压并将其供给至马达M，由此使该马达M以预期的速度进行旋转。需要说明的是，图8中，省略了用于控制开关元件S1～S6的控制电路的图示。
转换器CONV不仅可使用如图所示的二极管整流电路构成，还可与逆变器INV同样地使用IGBT等开关元件构成。此时的转换器发挥通过PWM控制使交流电压转换为直流电压的所谓的PWM转换器的功能。
该种马达系统中，开关元件S1～S6例如大多以数[kHz]～十数[kHz]的频率被进行开·关。此时，逆变器INV的输出电压为上升和下降都很急剧的脉冲电压。另外，马达M的阻抗(impedance)与线缆100的特性阻抗(又称特征阻抗)相比极大，而逆变器INV的阻抗与线缆100的特性阻抗相比则极小。
为此，从逆变器INV向马达M供给电力后，电压在马达M的受电端进行正反射，而在逆变器INV的输出端则发生负的反射。据此，具有逆变器INV的输出端的大约2倍左右的波高值和振幅的电压作为浪涌电压而被施加至马达M的受电端。
就被施加至马达M的受电端的浪涌电压而言，在马达M的内部进行传递会引起马达M的线间和/或对地间的绝缘损坏，或者部分放电会降低卷线(也称绕线(winding))的绝缘部的寿命。此外，马达M的受电端付近的绕线分担被施加的浪涌电压的分担率较高，尤其是浪涌电压的上升越急剧，分担率越高。所以，在逆变器INV的开关速度较快的情况下，马达M的受电端付近的绕线的绝缘应力(insulation stress)较高，容易引起绝缘恶化和/或绝缘损坏。
为此，以往一直需要一种可有效抑制上述浪涌电压的技术。
这里，在对以往的浪涌电压抑制技术进行说明之前，先对零相成分和对称成分进行说明。
以预定电位为基准的三相电压可被分离为各相电压的瞬时值之和(加算值)乘以(1/3)的第1成分和各相电压的瞬时值之和减去第1成分的第2成分。上述第1成分被称为零相成分，在三相三线式电路中其是产生经由电路的杂散电容(stray capacitance)等流向大地的电流的原因的电压成分。另外，即使再加算上相对于大地的三相的浪涌电压也不能变为零，所以浪涌电压中包括了零相成分。
图8所示的马达系统中马达M的受电端的浪涌电压的理论计算结果示于图9。该计算例以将图8中的转换器作为PWM转换器并与逆变器一起进行PWM控制，由此从逆变器对经由剖面面积为5.5[mm2]且长度为100[m]的三芯屏蔽线缆而连接的感应马达进行驱动的系统为对象。
图9的浪涌电压中所含的零相成分包括伴随逆变器的开关动作而产生的成分和伴随转换器的PWM整流动作而产生的成分，两种成分叠加了的浪涌电压被施加至马达的受电端。
另外，上述的第2成分的三相电压被称为对称成分，各相的瞬时值之和为零。就该对称成分而言，伴随逆变器的开关动作而产生的成分作为浪涌电压而被施加至马达的受电端。
作为抑制这样的浪涌电压的方法存在一种图10所示的方法。图10中，将由低通滤波器等构成的浪涌抑制电路200插入逆变器INV的输出侧，由此可缓和逆变器INV的输出电压的变化率并去除浪涌电压。
此外，作为其他的方法还存在一种专利文献1中记载的方法。专利文献1中，直流电源线上连接电容器，通过由直流电源线的配线电感(inductance)和电容器所构成的LC谐振电路(谐振槽路(tank circuit))的作用可去除开关浪涌。
然而，就这些现有技术而言，尽管具有可抑制浪涌电压的对称成分的抑制效果，但却难以抑制浪涌电压的零相成分。
另外，专利文献2中，为了构成也具有抑制浪涌电压的零相成分的抑制效果的浪涌抑制电路，还公开了一种针对零相成分和对称成分这两者使线缆和阻抗进行匹配，使浪涌抑制电路的一端与马达的受电端连接，并使另一端与逆变器的直流电压中性点连接的方法。该浪涌抑制电路中，对一端分别与受电端的各相连接了的电阻的另一端经由电容器进行星形连接(star connection)，并将其连接点连接至直流电压中性点。
[现有技术文献]
[专利文献]
[专利文献1](日本)特开2010－41790号公报(段落[0017]～[0026]、图1等)
[专利文献2](日本)专利第5145762号公报(段落[0022]～[0028]、图1、图2等)
发明内容
[发明要解决的课题]
为了应用专利文献2中记载的浪涌抑制电路，其前提为逆变器中具有直流电压中性点端子。然而，尤其就低压·小容量(capacity)的逆变器而言，一般都是不存在中性点端子的逆变器。
此外，该浪涌抑制电路中，一端连接至马达的受电端，另一端连接至逆变器的直流电压中性点端子，所以施工规模较大，连接操作费时费力。
因此，本发明要解决的课题在于，提供一种不仅可应用于无直流电压中性点端子的低压·小容量的逆变器，而且仅通过连接至逆变器的输出端就可减少浪涌电压的零相成分的浪涌抑制电路。此外，本发明要解决的课题还在于，提供一种具有该浪涌抑制电路的逆变器驱动马达系统。
[用于解决课题的手段]
为了解决上述课题，本发明的浪涌抑制电路使用在通过逆变器对经由线缆连接至所述逆变器的输出端的马达进行驱动的马达驱动系统中，并且通过连接在所述输出端和所述线缆之间而使用。
此外，该浪涌抑制电路具备电感和与该电感并联的电阻，该电阻的电阻值被设定为与所述线缆的零相成分的阻抗相匹配。
另外，本发明的浪涌抑制电路被设定为所述电阻的电阻值小于所述线缆的零相成分的阻抗。
需要说明的是，所述电感的值L优选满足式1。
[式1]
这里，
Lc：线缆的零相成分的电感值，
Cc：线缆的零相成分的电容值，
lc：线缆的长度，
R：浪涌抑制电路的电阻值。
此外，优选为，使所述线缆或连接所述逆变器的输出端和所述线缆的连接线贯穿中空的磁性体或卷绕于其上。
另外，优选为，使所述线缆或连接所述逆变器的输出端和所述线缆的连接线贯穿中空的磁性体或卷绕于其上，并使电阻元件卷绕在所述磁性体上。
此外，本发明的逆变器驱动马达系统具有向马达提供电力的逆变器、连接所述马达和所述逆变器的线缆、及连接于所述逆变器的输出端和所述线缆之间的任意一个所述浪涌抑制电路。
[发明效果]
本发明中，对逆变器的输出电压通过浪涌抑制电路的阻抗和线缆的特性阻抗进行分压。为此，就施加至线缆的施加电压中的伴随开关元件的开关而急剧变化的成分而言，在浪涌抑制电路的电阻成分和线缆的特性阻抗相等的情况下为逆变器的输出电压的一半。另外，之后，施加至线缆的施加电压按照由浪涌抑制电路的电阻和电感的并联电路所确定的时间常数(time constant)缓慢上升。
此外，就马达的受电端而言，与线缆的特性阻抗相比马达的阻抗较高，所以马达的受电端会产生基于阻抗的不匹配的反射。
为此，会产生与施加至线缆的电压值相同的反射电压，这样施加至马达的受电端的电压最大可变为施加至线缆的电压的2倍。
另外，如前所述，逆变器的输出电压被浪涌抑制电路的阻抗和线缆的特性阻抗进行分压，该分压了的电压被施加在线缆上。为此，就施加至马达受电端的施加电压中的伴随开关元件的开关而急剧变化的成分而言，大致与逆变器的输出电压相同，可降低至无浪涌抑制电路的情况下的一半左右。此外，就施加至马达受电端的施加电压而言，也与施加至线缆的施加电压同样地，按照由基于浪涌抑制电路的电阻和电感的并联电路所确定的时间常数缓慢上升。
另外，由马达受电端反射的成分经由线缆返回逆变器输出端。本发明中，通过浪涌抑制电路可缓和线缆和逆变器的阻抗不匹配，所以负的反射会变小。因此，会大幅度降低逆变器输出端的反射电压成分，并也会抑制该反射电压成分再经由线缆传递至马达而产生的马达受电端的电压变动(波动)。
这样，根据本发明的浪涌抑制电路，施加至马达受电端的浪涌电压中的伴随开关元件的开关而急剧变化的成分大致为逆变器的输出电压值，与以往相比减少至大约1/2。同时，也可降低由缓慢上升的电压成分所确定的浪涌电压的峰值。即，通过使电压上升速度放缓，不仅可减小绝缘应力较大的马达受电端付近的绕线的电压分担率，而且还可降低浪涌电压的峰值。
此外，逆变器输出端难以发生负的反射，所以与马达受电端的正反射相组合而发生的马达受电端的反射电压的振幅值变小。据此，施加至马达受电端的高电压的施加时间变短，可降低施加至绕线的绝缘应力。
另外，根据本发明，也可应用于使用了无直流电压中性点端子的低压·小容量的逆变器的系统。此外，仅通过将浪涌抑制电路连接至逆变器的输出端即可完成操作，所以可减少连接操作所需的劳力和时间。
附图说明
[图1]应用了本发明的各实施例的逆变器驱动马达系统的构成图。
[图2]对实施例1的马达受电端的零相浪涌电压进行理论计算时的波形图。
[图3]对实施例2的马达受电端的零相浪涌电压进行理论计算时的波形图。
[图4]实施例3中式7所示的Vc的峰值Vcmax除以逆变器输出端的开路电压Vi后的值和式7的底数e的指数之间的关系图。
[图5]实施例4的浪涌抑制电路的说明图。
[图6]表示磁性体的特性的一例的图。
[图7]实施例5的浪涌抑制电路的说明图。
[图8]以往的逆变器驱动马达系统的概略构成图。
[图9]对图8的马达受电端的浪涌电压进行理论计算时的波形图。
[图10]具备浪涌抑制电路的以往的逆变器驱动马达系统的概略构成图。
具体实施方式
下面，结合附图对本发明的实施方式进行说明。需要说明的是，图1～图7仅用于说明本发明的实施方式，这些附图对本发明的技术范围没有任何限定。
[实施例1]
图1是使用了以实施例1为首的各实施例的浪涌抑制电路的逆变器驱动马达系统的构成图。
该马达系统与图8的不同点在于，逆变器INV的输出端和向马达M供给电力的线缆100的一端之间连接了下面所说明的浪涌抑制电路300。
实施例1的浪涌抑制电路300由电阻R和零相电抗器(reactor)L的并联电路构成，该电阻R被设定了与针对线缆100的零相成分的特性阻抗Zc相匹配的值，该零相电抗器L与该电阻R并联。
这里，电阻R的值(符号R不仅作为部件的符号而使用，还作为电阻值而使用)如式2进行设定。
[式2]
需要说明的是，Lc：线缆100的零相成分的电感值，Cc：线缆100的零相成分的电容值。
例如，剖面面积为5.5[mm2]的三芯屏蔽线缆的电路常数实测值为Lc＝186[nH/m]、Cc＝282[pF/m]，所以R为大致等于Zc的26[Ω]。需要说明的是，该电阻R可使用水泥(cement)电阻器、绕线电阻器、珐琅(enamel)电阻器等的任意一个。
此外，浪涌抑制电路300的零相电抗器L的值(符号L不仅作为部件的符号而使用，还作为电感值而使用)的基准满足上述式1。该零相电抗器L可由铁氧体磁芯(ferritecore)等构成。
图1中示出了由电阻R和零相电抗器L构成的作为单一元件的浪涌抑制电路300，但也可通过并联或串联多个(plural)元件而构成。即，只要以能获得最佳浪涌抑制效果的方式选择电阻R和零相电抗器L的数量和/或连接方法即可。
接着，参照对图1中的马达M的受电端的零相浪涌电压(浪涌电压的零相成分)进行理论计算的一例(图2)来说明该浪涌抑制电路300的作用。该计算通过从逆变器INV经由与上述同样地剖面积为5.5[mm2]且长度为100[m]的三芯屏蔽线缆向感应马达供给电力而进行。并且，以逆变器INV的输出端和线缆100之间连接了由26[Ω]的电阻R和30[μH]的零相电抗器L的并联电路所构成的浪涌抑制电路300的系统为对象。
一旦逆变器INV的开关元件进行开关，逆变器INV的输出端的零相电压就会出现变动。
如图2中虚线所示，在不存在浪涌抑制电路300的图8的现有技术中，逆变器INV的输出端电压原样施加至线缆100并进行传递。然而，根据具备浪涌抑制电路300的实施例1，逆变器INV的输出端电压被浪涌抑制电路300的阻抗和线缆100的特性阻抗进行分压。
这里，浪涌抑制电路300如前所述由电阻R和零相电抗器L的并联电路构成。为此，施加至线缆100的电压的初期值为浪涌抑制电路300的电阻值(26[Ω])和线缆100的特性阻抗值(26[Ω])对逆变器INV的输出端电压进行了分压后的值，即，逆变器INV的输出端电压的0.5倍的值。此外，随着时间的推移，施加至线缆100的施加电压按照浪涌抑制电路300所具有的时间常数(R/L)进行上升。
这样，施加至线缆100的电压沿线缆100传递并到达马达M的受电端后，会发生由线缆100的特性阻抗和马达M的输入阻抗所决定的反射。就理论计算的线缆100和马达M的组合而言，反射系数的初期值大约为0.85。为此，施加至马达M的受电端的浪涌电压初期值为线缆100中所传递的电压成分和反射电压成分的合成值，其值为逆变器INV的输出端电压的大约0.9倍(＝0.5×(1+0.85))。
此外，随着时间的推移施加至线缆100的施加电压上升后，马达M的受电端电压也随之上升。该受电端电压的上升在反射波于线缆100中的一个往返的时间(本计算例中，100[m]的三芯屏蔽线缆中的一个往返的时间：约1.45[μs])内持续进行，电压上升结束时的马达M的受电端电压变为逆变器INV的输出端电压的最大值的大约1.4倍。
就之后的马达M的受电端电压而言，藉由线缆100的逆变器I NV侧的端部和马达M侧的端部的反射、浪涌抑制电路300的电阻值R和电感值L等，会逐渐收敛为与逆变器INV的输出端电压相同的值。
此外，如果将马达M的受电端电压超过逆变器INV的输出端电压+20[％]的时间设为高电压施加时间，则如实施例1那样连接了浪涌抑制电路300的情况下的高电压施加时间如图2所示大约为2.5[μs]。
如上所述，另外，从图2也可确认到，实施例1中，逆变器INV的输出端和线缆100的一端之间具备一个具有预定的电阻值R和电感值L的浪涌抑制电路300。据此，施加至马达M的受电端的浪涌电压中的伴随逆变器INV的开关动作而急剧变化的成分为逆变器INV的输出电压值的大约0.9倍，与现有技术(图9)的大约1.85倍相比，大约降低至50[％]。
此外，浪涌电压最大值为逆变器INV的输出电压值的大约1.3倍，与现有技术(图9)的大约1.85倍相比，大约降低至70[％]。另外，高电压施加时间大约为2.5[μs]，与现有技术(图9)的大约6[μs]相比，大约降低至40[％]。
[实施例2]
接着，对本发明的实施例2进行说明。
该实施例2与实施例1的不同点在于，实施例1中，浪涌抑制电路300的电阻值R被设定为与针对线缆100的零相成分的特性阻抗Zc相匹配，而实施例2中，如式3所示，电阻值R被设定为Zc以下(小于等于Zc)。
[式3]
式3中，与上述同样地，Lc：线缆的零相成分的电感值，Cc：线缆的零相成分的电容值。
此外，浪涌抑制电路300的电感值L的基准与实施例1同样地基于式1进行设定。
根据实施例2，与实施例1相比，浪涌抑制电路300的电阻值R的范围较宽，所以具有可提高设计自由度的优点。
接着，参照对图1中的马达M的受电端的零相浪涌电压进行理论计算的一例(图3)来说明实施例2中的浪涌抑制电路300的作用。需要说明的是，该计算通过从逆变器INV经由与实施例1同样地剖面积为5.5[mm2]且长度为100[m]的三芯屏蔽线缆向感应马达供给电力而进行。并且，以逆变器INV的输出端和线缆100之间连接了由15[Ω]的电阻R和30[μH]的零相电抗器L的并联电路所构成的浪涌抑制电路300的系统为对象。
实施例2中，从逆变器INV的输出端施加至线缆100的电压的初期值为浪涌抑制电路300的电阻值(15[Ω])和线缆100的特性阻抗值(26[Ω])对逆变器INV的输出端电压进行了分压后的值，即，逆变器INV的输出端电压的大约0.63倍的值。此外，该电压随着时间的推移按照基于浪涌抑制电路300的电阻值R和电感值L的时间常数(R/L)进行上升。
施加至线缆100的电压在线缆100中传递并到达马达M的受电端后，会发生由线缆100的特性阻抗和马达M的输入阻抗所决定的反射。就理论计算的线缆100和马达M的组合而言，反射系数的初期值大约为0.85。为此，施加至马达M的受电端的浪涌电压初期值为线缆100中所传递的电压成分和反射电压成分的合成值，其值为逆变器的输出端电压的大约1.17倍(0.63×(1+0.85))。
之后，随着施加至线缆100的电压的上升，马达M的受电端电压也上升。该电压上升在反射波于线缆100中的一个往返的时间(与上述同样地大约为1.45[μs])内持续进行，电压上升结束时的马达M的受电端电压变为逆变器INV的输出端电压的最大值的大约1.42倍。就之后的马达M的受电端电压而言，藉由线缆100的逆变器INV侧的端部和马达M侧的端部的反射、浪涌抑制电路300的电阻值R和电感值L等，逐渐收敛为与逆变器INV的输出端电压相同的值。
此外，如果将马达M的受电端电压超过逆变器INV的输出端电压+20[％]的时间设为高电压施加时间，则如实施例2那样连接了浪涌抑制电路300的情况下的高电压施加时间如图3所示大约为1.5[μs]。
如上所述，另外，从图3也可确认到，实施例2中，逆变器INV的输出端和线缆100的一端之间具备一个具有预定的电阻值R和电感值L的浪涌抑制电路300。据此，施加至马达M的受电端的浪涌电压中的与逆变器INV的开关动作同样地急剧变化的成分为逆变器INV的输出电压值的大约1.17倍，与现有技术(图9)的大约1.85倍相比，降低至大约63[％]。
此外，浪涌电压最大值为逆变器INV的输出电压值的大约1.42倍，与现有技术(图9)的大约1.85倍相比，降低至大约77[％]。另外，高电压施加时间大约为1.5[μs]，与现有技术(图9)的大约6[μs]相比，降低至大约25[％]。
[实施例3]
实施例3的特征在于，浪涌抑制电路300的零相电抗器的电感值L如式4进行了设定。需要说明的是，该式4与上述式1相同，但为了容易理解又进行了记载。
[式4]
与上述同样地，Lc：线缆100的零相成分的电感值，Cc：线缆100的零相成分的电容值，lc：线缆100的长度，R：浪涌抑制电路300的电阻值。
接着，参照上述的图2对实施例3的作用进行说明。需要说明的是，本计算与实施例1同样地使用了电阻值R＝26[Ω]、电感值L＝30[μH/m]的浪涌抑制电路300，并且与线缆100相关的电路常数也与实施例1同样(Cc＝282[pF/m]，Lc＝186[nH/m]，lc＝100[m])。
将这些值代入式4后，只要L＞9.42[μH/m]即可，计算对象的条件(L＝30[μH/m])满足该式。
与实施例1同样地，伴随逆变器INV的开关而施加至线缆100的电压的初期值为浪涌抑制电路300的电阻值(26[Ω])和线缆100的特性阻抗值(26[Ω])对逆变器INV的输出端的电压进行了分压后的值，即，逆变器INV的输出端的电压的0.5倍的值。另外，随着时间的推移，施加至线缆100的电压按照浪涌抑制电路300所具有的时间常数(R/L)进行上升。
这里，如果事先将逆变器INV的输出端的开路电压(open circuit voltage)设为Vi，将施加至线缆100的电压设为Vc，并将从Vi/2的电压被施加至线缆100开始的经过时间设为t，则至Vc变为峰值为止的时间推移可由式5表示。
[式5]
Vc＝Vi(2-e-tR/L)/2
此外，Vc变为峰值的时间T可由式6表示。
[式6]
式5中的时间t代入式6所求得的Vc的峰值Vcmax如式7所示。[式7]
这里，将式7所示的峰值Vcmax除以逆变器INV的输出端的开路电压Vi后的值设为式8所示的A，并将式7中的底数e的指数设为式9所示的B。A和B的关系示于图4。
[式8]
[式9]
根据图4可知，随着式9的B的增加，与Vc具有比例关系的式8的A呈指数函数增加，并逐渐收敛为1。
然而，就浪涌抑制电路300带来的浪涌电压的峰值的降低效果而言，式8的A越小越大，越接近1越小。所以，可根据图4所示的关系，如式10、式11(式10的等价变换公式)那样设定浪涌抑制电路300的常数，作为式8的A收敛为1之前的常数范围。据此，可获得有意义的浪涌电压峰值的降低效果。
[式10]
[式11]
[实施例4]
接着，参照图5对本发明的实施例4进行说明。该实施例4通过使连接逆变器INV的输出端和马达M的受电端的线缆或连接逆变器INV的输出端和线缆的连接线贯穿中空的磁性体构成实施例1～3所示的浪涌抑制电路300。
图5的(a)示出了实施例4的一例的浪涌抑制电路。图5的(a)中，100为三芯线缆，101为三相各相的线缆芯线，102为护套(sheath)，301为使线缆100贯穿了的软磁铁氧体(soft ferrite)等磁性体。
该例中，磁性体301构成了相对于三相之和(三相的加算值)即零相成分作为电感而发挥作用的零相电抗器。
此外，图5的(b)示出了实施例4的另一例的浪涌抑制电路。图5的(b)中，103为三相各相的连接线，各相的连接线103具备线缆芯线和护套。此外，302为使这些连接线103贯穿了的软磁铁氧体等磁性体，与图5的(a)同样地，也构成了针对三相之和即零相成分作为电感而发挥作用的零相电抗器。
顺便说明一下，磁性体被交流励磁后会发生磁芯损耗(core loss)。此外，磁性体的透磁率(也称磁导率(magnetic permeability))具有频率依存性，超过一定以上的频率后透磁率会下降。
图6中作为阻抗和频率的关系示出了这样的磁性体的特性的一例。根据图6可知，磁性体在0.1[MHz]以下的频域内具有阻抗与频率的增加成比例地进行增加的电感的特性，在0.2[MHz]以上的频域内具有频率依存性较小的电阻的特性。即，可知磁性体具有与由理想电感和电阻的并联电路所构成的电路相似的阻抗特性。
实施例4中，利用上述磁性体的特性，使线缆100或连接线103等全相的电力线贯穿磁性体301或302。据此，构成了具有与电感和电阻的并联电路同等的阻抗特性的浪涌抑制电路。
需要说明的是，图5中，尽管使电力线贯穿了一个磁性体301或302，但本发明并不限定于该构成，例如还可为如下的变形例。
·增加电力线的圈数(number of turns)(使电力线卷绕在磁性体上)。
·增加磁性体的数量。
·对不同种类的磁性体进行组合。
·并联多个导体以构成电力线的一相。
·在基于单相逆变器的马达驱动系统中，使单相电力线贯穿中空的磁性体或卷绕在其上。
·使用具备接地线和/或护套的线缆，此时，仅将不含接地线和/或护套的电力线贯穿于磁性体或卷绕在其上。
[实施例5]
接着，参照图7对本发明的实施例5进行说明。实施例5与实施例4的不同点在于，使电阻元件的两端卷绕在磁性体上。
图7中，303为卷绕在磁性体302上的电阻元件。需要说明的是，图7相当于在图5的(b)的结构中附加了电阻元件303的图，但也可在图5的(a)的结构中附加电阻元件303。
如实施例4中所说明的那样，磁性体兼具电感和电阻的特性。此外，通过改变卷绕至磁性体的电力线的卷绕数、组合使用不同种类的磁性体等的方法，还可改变浪涌抑制电路的电路常数。
然而，一旦改变了电力线的卷绕数和/或磁性体的种类，电感成分和电阻成分这两着都会发生变化，所以也存在难以获得预期的电路常数的情况。
相对于此，实施例5中，通过使电阻元件303的两端卷绕在磁性体302上，可仅改变浪涌抑制电路的电阻成分的值。所以，可容易地而且还可通过较少的电路元件来构成具有预期电路常数的浪涌抑制电路。
需要说明的是，作为电阻元件303可使用珐琅电阻、水泥电阻等。
上述实施方式中，作为逆变器INV的开关元件，除了图1所示的IGBT以外，也可使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)等自消弧装置。此外，转换器CONV除了二极管整流电路以外，还可为由开关元件和其控制电路所构成的PWM转换器等。
就本发明的浪涌抑制电路和逆变器驱动马达系统而言，只要将具有满足式2或式3并且还满足式4的结构的浪涌抑制电路连接至逆变器INV的输出端付近即可，对转换器和/或逆变器的结构及其控制方式等没有任何限定。
另外，本发明的浪涌抑制电路和逆变器驱动马达系统并不限定于上述实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内还可进行各种各样的变更。
[工业实用性]
本发明不限定于至此所说明的所谓的2电平逆变器(2-level inverter)，也可应用于使用了3电平等的多电平(multi-level inverter)逆变器的马达系统，另外，也不限定于三相逆变器，还可应用于单相逆变器。此外，本发明也可应用于从一台转换器向多台逆变器进行配电以驱动马达的马达系统。
[符号说明]
AC：三相交流电源
TR：变压器
CONV：转换器
Cdc：平滑电容器
INV：逆变器
M：马达
D1～D6：二极管
S1～S6：半导体开关元件
100：线缆
101：线缆芯线
102：护套
103：连接线
300：浪涌抑制电路
301、302：磁性体
303：电阻元件
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.(修改后)一种浪涌抑制电路，在通过逆变器对经由线缆与所述逆变器的输出端连接的马达进行驱动的马达驱动系统中使用，并连接于所述输出端和所述线缆之间，所述浪涌抑制电路的特征在于，
所述浪涌抑制电路是对伴随构成所述逆变器的开关元件的开关而急剧变化的成分进行抑制的浪涌抑制电路，并具有电感和与所述电感并联的电阻，
所述电阻的电阻值被设定为与所述线缆的零相成分的阻抗相匹配，并且，
所述电感的值L满足下面的式1，
[式1]
这里，
Lc：线缆的零相成分的电感值，
Cc：线缆的零相成分的电容值，
lc：线缆的长度，
R：浪涌抑制电路的电阻值。
2.(修改后)一种浪涌抑制电路，在通过逆变器对经由线缆与所述逆变器的输出端连接的马达进行驱动的马达驱动系统中使用，并连接于所述输出端和所述线缆之间，所述浪涌抑制电路的特征在于，
所述浪涌抑制电路是对伴随构成所述逆变器的开关元件的开关而急剧变化的成分进行抑制的浪涌抑制电路，并具有电感和与所述电感并联的电阻，
所述电阻的电阻值被设定为小于所述线缆的零相成分的阻抗，并且，
所述电感的值L满足下面的式1，
[式1]
这里，
Lc：线缆的零相成分的电感值，
Cc：线缆的零相成分的电容值，
lc：线缆的长度，
R：浪涌抑制电路的电阻值。
3.(修改后)如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，其特征在于，
使所述线缆或连接所述逆变器的输出端和所述线缆的连接线贯穿中空的磁性体或卷绕在该磁性体上，由此构成所述浪涌抑制电路。
4.(修改后)如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，其特征在于，
使所述线缆或连接所述逆变器的输出端和所述线缆的连接线贯穿中空的磁性体或卷绕在该磁性体上，并使电阻元件卷绕在所述磁性体上，由此构成所述浪涌抑制电路。
5.(修改后)一种逆变器驱动马达系统，其特征在于，具有：
逆变器，向马达供给电力；
线缆，连接所述马达和所述逆变器；及
如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，连接于所述逆变器的输出端和所述线缆之间。
6.(删除)
说明或声明(按照条约第19条的修改)
1.修改的内容
(1)在申请时的权利要求1、2中追加了浪涌抑制电路的功能，并分别并入了权利要求3的构成，作为新权利要求1、2。
(2)将申请时的权利要求4～6分别提升为新权利要求3～5。
2.说明
新权利要求1、2中明确了本申请的浪涌抑制电路是对伴随构成逆变器的开关元件的开关而急剧变化的成分进行抑制的电路。该特征没有记载于任何引用文献。此外，新权利要求1、2中还限定了电感的值L满足预定的公式。

Claims (6)

1.一种在通过逆变器对经由线缆与所述逆变器的输出端连接的马达进行驱动的马达驱动系统中使用的浪涌抑制电路，该浪涌抑制电路连接于所述输出端和所述线缆之间，其特征在于，
所述浪涌抑制电路具有电感和与所述电感并联的电阻，
所述电阻的电阻值被设定为与所述线缆的零相成分的阻抗相匹配。
2.一种在通过逆变器对经由线缆与所述逆变器的输出端连接的马达进行驱动的马达驱动系统中使用的浪涌抑制电路，该浪涌抑制电路连接于所述输出端和所述线缆之间，其特征在于，
所述浪涌抑制电路具有电感和与所述电感并联的电阻，
所述电阻的电阻值被设定为小于所述线缆的零相成分的阻抗。
3.如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，其特征在于，
所述电感的值L满足式1，
[式1]
这里，
Lc：线缆的零相成分的电感值，
Cc：线缆的零相成分的电容值，
lc：线缆的长度，
R：浪涌抑制电路的电阻值。
4.如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，其特征在于，
使所述线缆或连接所述逆变器的输出端和所述线缆的连接线贯穿中空的磁性体或卷绕在该磁性体上，由此构成所述浪涌抑制电路。
5.如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，其特征在于，
使所述线缆或连接所述逆变器的输出端和所述线缆的连接线贯穿中空的磁性体或卷绕在该磁性体上，并使电阻元件卷绕在所述磁性体上，由此构成所述浪涌抑制电路。
6.一种逆变器驱动马达系统，其特征在于，具有：
逆变器，向马达供给电力；
线缆，连接所述马达和所述逆变器；及
如权利要求1或2所述的浪涌抑制电路，连接于所述逆变器的输出端和所述线缆之间。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109639129A (zh) * 2018-12-25 2019-04-16 西安理工大学 一种非接触式谐振自耗型emi滤波器及其设计方法

Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60255064A (ja) * 1984-05-29 1985-12-16 Mitsubishi Electric Corp インバ−タ
JPS6122754A (ja) * 1984-07-11 1986-01-31 Fuji Electric Corp Res & Dev Ltd 電力変換装置のノイズ吸収装置
JPH06112048A (ja) * 1992-09-25 1994-04-22 Sony Tektronix Corp 発振防止部材
US5990654A (en) * 1998-01-21 1999-11-23 Allen-Bradley Company, Llc Apparatus for eliminating motor voltage reflections and reducing EMI currents
JP2001204136A (ja) * 2000-01-19 2001-07-27 Mitsubishi Electric Corp Ｐｗｍインバータ装置
JP2002057542A (ja) * 2000-08-09 2002-02-22 Soshin Electric Co Ltd 電力変換器用ラインフィルタ
JP2002095264A (ja) * 2000-09-18 2002-03-29 Meidensha Corp Ｐｗｍインバータ
JP2004343832A (ja) * 2003-05-13 2004-12-02 Toshiba Corp マイクロサージ電圧抑制回路
CN1753294A (zh) * 2004-09-22 2006-03-29 松下电器产业株式会社 直流电源装置、控制方法以及压缩机驱动装置
CN1933273A (zh) * 2005-09-12 2007-03-21 上海浩顺科技有限公司 电源波形矫正滤波器
JP2007166708A (ja) * 2005-12-09 2007-06-28 Hitachi Ltd 電力変換装置とそのサージ電圧抑制方法および風力発電システム
JP2008301555A (ja) * 2007-05-29 2008-12-11 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2010148259A (ja) * 2008-12-19 2010-07-01 Yaskawa Electric Corp フィルタ装置および電力変換装置
CN105365600A (zh) * 2015-10-30 2016-03-02 北京理工大学 电动汽车电机驱动系统差模干扰传播路径
CN105846756A (zh) * 2015-01-29 2016-08-10 发那科株式会社 电动机驱动装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5145762A (ja) 1974-10-18 1976-04-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd Insatsudenkyokuhimaku
US5686806A (en) * 1994-12-19 1997-11-11 Trans-Coil, Inc. Low-pass filter and electronic speed control system for electric motors
US5784236A (en) * 1997-05-22 1998-07-21 Tycor International Corp. Variable frequency drive reflected wave suppressors
US6288915B1 (en) 1997-12-23 2001-09-11 Asea Brown Boveri Ag Converter circuit arrangement having a DC intermediate circuit
US6703706B2 (en) * 2002-01-08 2004-03-09 International Business Machines Corporation Concurrent electrical signal wiring optimization for an electronic package
US20050213783A1 (en) * 2004-03-29 2005-09-29 Walsh William J Transmission drive line for low level audio analog electrical signals
JP5145762B2 (ja) 2007-05-09 2013-02-20 富士電機株式会社 サージ抑制回路およびインバータ駆動モータシステム
US7848122B2 (en) * 2008-04-23 2010-12-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Terminator for reducing differential-mode and common-mode voltage reflections in AC motor drives
JP2010041790A (ja) 2008-08-04 2010-02-18 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
WO2011002015A1 (ja) * 2009-07-01 2011-01-06 株式会社安川電機 モータドライブ装置
US8325500B2 (en) * 2010-07-13 2012-12-04 Eaton Corporation Inverter filter including differential mode and common mode, and system including the same
US10158314B2 (en) * 2013-01-16 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Feedforward control of motor drives with output sinewave filter
US10389213B2 (en) * 2016-09-22 2019-08-20 Rockwell Automation Technologies, Inc. Apparatus for reduced voltage stress on AC motors and cables

Patent Citations (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60255064A (ja) * 1984-05-29 1985-12-16 Mitsubishi Electric Corp インバ−タ
JPS6122754A (ja) * 1984-07-11 1986-01-31 Fuji Electric Corp Res & Dev Ltd 電力変換装置のノイズ吸収装置
JPH06112048A (ja) * 1992-09-25 1994-04-22 Sony Tektronix Corp 発振防止部材
US5990654A (en) * 1998-01-21 1999-11-23 Allen-Bradley Company, Llc Apparatus for eliminating motor voltage reflections and reducing EMI currents
JP2001204136A (ja) * 2000-01-19 2001-07-27 Mitsubishi Electric Corp Ｐｗｍインバータ装置
JP2002057542A (ja) * 2000-08-09 2002-02-22 Soshin Electric Co Ltd 電力変換器用ラインフィルタ
JP2002095264A (ja) * 2000-09-18 2002-03-29 Meidensha Corp Ｐｗｍインバータ
JP2004343832A (ja) * 2003-05-13 2004-12-02 Toshiba Corp マイクロサージ電圧抑制回路
CN1753294A (zh) * 2004-09-22 2006-03-29 松下电器产业株式会社 直流电源装置、控制方法以及压缩机驱动装置
CN1933273A (zh) * 2005-09-12 2007-03-21 上海浩顺科技有限公司 电源波形矫正滤波器
JP2007166708A (ja) * 2005-12-09 2007-06-28 Hitachi Ltd 電力変換装置とそのサージ電圧抑制方法および風力発電システム
JP2008301555A (ja) * 2007-05-29 2008-12-11 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2010148259A (ja) * 2008-12-19 2010-07-01 Yaskawa Electric Corp フィルタ装置および電力変換装置
CN105846756A (zh) * 2015-01-29 2016-08-10 发那科株式会社 电动机驱动装置
CN105365600A (zh) * 2015-10-30 2016-03-02 北京理工大学 电动汽车电机驱动系统差模干扰传播路径

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109639129A (zh) * 2018-12-25 2019-04-16 西安理工大学 一种非接触式谐振自耗型emi滤波器及其设计方法
CN109639129B (zh) * 2018-12-25 2021-01-15 西安理工大学 一种非接触式谐振自耗型emi滤波器及其设计方法

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Publication number Publication date
JP6746105B2 (ja) 2020-08-26
DE112017000284B4 (de) 2024-02-22
CN108684212B (zh) 2020-07-21
US20180331650A1 (en) 2018-11-15
JPWO2018043062A1 (ja) 2018-12-13
US10581368B2 (en) 2020-03-03
DE112017000284T5 (de) 2018-09-20
WO2018043062A1 (ja) 2018-03-08

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