JPWO2018043062A1 - サージ抑制回路及びインバータ駆動モータシステム - Google Patents

サージ抑制回路及びインバータ駆動モータシステム Download PDF

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Abstract

インバータＩＮＶの出力端にケーブル１００を介して接続されたモータＭをインバータＩＮＶにより駆動するために、インバータＩＮＶの出力端とケーブル１００との間に接続されるサージ抑制回路、及び、このサージ抑制回路を用いたモータ駆動システムに関する。サージ抑制回路３００は、インダクタンスＬと、このインダクタンスＬと並列に接続される抵抗Ｒとを備え、抵抗Ｒの抵抗値が、ケーブル１００の零相成分のインピーダンスと整合するように、または、零相成分のインピーダンスより小さくなるように設定する。これにより、直流電圧中性点端子のない低圧・小容量のインバータに適用可能とし、かつ、インバータの出力端への接続のみによってサージ電圧の零相成分を低減可能としたサージ抑制回路及びインバータ駆動モータシステムを提供する。

Description

本発明は、半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子ともいう）からなるインバータにより出力電圧波形を制御し、ケーブルを介してモータに電力を供給するインバータ駆動モータシステムにおける、サージ電圧の抑制技術に関する。
図８は、この種のインバータ駆動モータシステムの概略構成図である。
図８において、インバータＩＮＶの入力側は、平滑コンデンサＣｄｃ、コンバータ（整流回路）ＣＯＮＶ及びトランスＴＲを順次介して商用電源等の三相交流電源ＡＣに接続されている。また、インバータＩＮＶの出力側は、ケーブル１００を介してモータＭに接続されている。なお、Ｄ１〜Ｄ６は整流用のダイオード、Ｓ１〜Ｓ６はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子である。
このインバータ駆動モータシステムにおいて、三相交流電源ＡＣからトランスＴＲを介して入力された三相交流電圧は、コンバータＣＯＮＶにより直流電圧に変換される。この直流電圧は、直流中間回路の平滑コンデンサＣｄｃにより平滑されてインバータＩＮＶに供給される。
インバータＩＮＶは、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御されるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のオン・オフ動作により、入力された直流電圧を任意の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換してモータＭに供給し、このモータＭを所望の速度で回転させる。なお、図８では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する制御回路の図示を省略してある。
コンバータＣＯＮＶは、図示するようなダイオード整流回路だけでなく、インバータＩＮＶと同様にＩＧＢＴ等のスイッチング素子を用いて構成しても良い。その場合のコンバータは、ＰＷＭ制御によって交流電圧を直流電圧に変換する、いわゆるＰＷＭコンバータとして機能する。
この種のモータシステムにおいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、例えば数［ｋＨｚ］〜十数［ｋＨｚ］の周波数でオン・オフされることが多い。その場合、インバータＩＮＶの出力電圧は立ち上がりと立ち下がりが急峻なパルス電圧となる。一方、モータＭのインピーダンスは、ケーブル１００の特性インピーダンスに比べて極めて大きく、インバータＩＮＶのインピーダンスは、ケーブル１００の特性インピーダンスに比べて極めて小さい。
このため、インバータＩＮＶからモータＭに電力が供給されると、モータＭの受電端で電圧が正反射し、インバータＩＮＶの出力端では負の反射が発生する。これにより、インバータＩＮＶの出力端の約２倍程度の波高値及び振幅を有する電圧が、サージ電圧としてモータＭの受電端に印加されることになる。
モータＭの受電端に印加されたサージ電圧は、モータＭの内部を伝搬してモータＭの線間や対地間の絶縁破壊を引き起こしたり、部分放電によって巻線の絶縁部の寿命を低下させたりする原因となる。また、モータＭの受電端付近の巻線は、印加されるサージ電圧の分担比率が高く、特にサージ電圧の立ち上りが急峻であるほど分担比率は高くなる。従って、インバータＩＮＶのスイッチング速度が速い場合は、モータＭの受電端付近における巻線の絶縁ストレスが高く、絶縁劣化や絶縁破壊が起こりやすくなる。
このため、上記サージ電圧を効果的に抑制する技術の実現が、従来から求められている。
ここで、従来のサージ電圧抑制技術を説明する前に、零相成分と対称成分とについて説明する。
所定の電位を基準とした三相電圧は、各相電圧の瞬時値を加算した値に（１／３）を乗じた第１の成分と、各相電圧の瞬時値の加算値から第１の成分を減算した第２の成分とに分離することができる。上記の第１の成分は零相成分と呼ばれており、三相三線式回路では、回路の浮遊容量等を介して大地に流れる電流の原因となる電圧成分である。そして、大地に対する三相のサージ電圧を加算してもゼロにはならないので、サージ電圧には零相成分が含まれている。
図８に示したモータシステムにおいて、モータＭの受電端におけるサージ電圧を理論計算した結果を図９に示す。この計算例は、図８におけるコンバータをＰＷＭコンバータとしてインバータと共にＰＷＭ制御し、インバータから断面積が５．５［ｍｍ２］で長さが１００［ｍ］の３心シールド付ケーブルを介して接続された誘導モータを駆動するシステムを対象としている。
図９のサージ電圧に含まれる零相成分は、インバータのスイッチング動作に伴って発生する成分とコンバータのＰＷＭ整流動作に伴って発生する成分とを含んでおり、両成分が重畳したサージ電圧がモータの受電端に印加される。
一方、前述した第２の成分の三相電圧は対称成分と呼ばれており、各相の瞬時値を加算するとゼロになる。この対称成分に関しては、インバータのスイッチング動作に伴って発生する成分がサージ電圧としてモータの受電端に印加される。
このようなサージ電圧を抑制する方法としては、図１０に示す方法がある。図１０では、インバータＩＮＶの出力側にローパスフィルタ等からなるサージ抑制回路２００を挿入し、インバータＩＮＶの出力電圧の変化率を緩和してサージ電圧を除去している。
また、他の方法としては、特許文献１に記載されている方法がある。特許文献１においては、直流電源ラインにコンデンサを接続し、直流電源ラインの配線インダクタンスとコンデンサとによって構成したＬＣ共振回路（タンク回路）の作用によりスイッチングサージを除去している。
しかし、これらの従来技術は、サージ電圧の対称成分に対しては抑制効果が認められるものの、サージ電圧の零相成分を抑制することは困難であった。
一方、特許文献２には、サージ電圧の零相成分にも抑制効果のあるサージ抑制回路を構成するために、零相成分及び対称成分の両方についてケーブルとインピーダンスを整合させ、サージ抑制回路の一端をモータの受電端に接続して他端をインバータの直流電圧中性点に接続する方法が開示されている。このサージ抑制回路は、受電端の各相にそれぞれ一端が接続された抵抗の他端を、コンデンサを介してスター結線し、その接続点を直流電圧中性点に接続している。
特開２０１０−４１７９０号公報（段落［００１７］〜［００２６］、図１等） 特許第５１４５７６２号公報（段落［００２２］〜［００２８］、図１，図２等）
特許文献２に記載されたサージ抑制回路を適用するには、インバータに直流電圧中性点端子があることが前提となる。しかし、特に低圧・小容量のインバータでは、中性点端子がないものが一般的である。
また、このサージ抑制回路では、一端をモータの受電端に接続して他端をインバータの直流電圧中性点端子に接続するため、施工規模が大きくなって接続作業に多くの手間や時間を必要としていた。
そこで、本発明の解決課題は、直流電圧中性点端子のない低圧・小容量のインバータへの適用が可能であり、かつ、インバータの出力端への接続のみによってサージ電圧の零相成分を低減可能としたサージ抑制回路を提供することにある。また、本発明の解決課題は、このサージ抑制回路を備えたインバータ駆動モータシステムを提供することにある。
上記課題を解決するため、本発明のサージ抑制回路は、インバータの出力端にケーブルを介して接続されたモータを前記インバータにより駆動するモータ駆動システムに使用され、かつ前記出力端と前記ケーブルとの間に接続して使用される。
そして、このサージ抑制回路は、インダクタンスと、このインダクタンスと並列に接続される抵抗とを備え、この抵抗の抵抗値が、前記ケーブルの零相成分のインピーダンスと整合するように設定されている。
また、本発明のサージ抑制回路は、前記抵抗の抵抗値が、前記ケーブルの零相成分のインピーダンスより小さくなるように設定されている。
なお、前記インダクタンスの値Ｌは、数式１を満足することが望ましい。
Figure 2018043062
 ここで、
Ｌｃ：ケーブルの零相成分のインダクタンス値
Ｃｃ：ケーブルの零相成分のキャパシタンス値
ｌｃ：ケーブルの長さ
Ｒ：サージ抑制回路の抵抗値
また、前記ケーブル、または、前記インバータの出力端と前記ケーブルとを接続する接続線を、中空の磁性体に貫通または巻回することが望ましい。
更に、前記ケーブル、または、前記インバータの出力端と前記ケーブルとを接続する接続線を、中空の磁性体に貫通または巻回すると共に、前記磁性体に抵抗素子を巻回することが望ましい。
また、本発明のインバータ駆動モータシステムは、モータに電力を供給するインバータと、前記モータと前記インバータとを接続するケーブルと、前記インバータの出力端と前記ケーブルとの間に接続された何れかの前記サージ抑制回路と、を備えている。
本発明においては、インバータの出力電圧をサージ抑制回路のインピーダンスとケーブルの特性インピーダンスとにより分圧する。このため、ケーブルへの印加電圧のうちスイッチング素子のスイッチングに伴って急峻に変化する成分は、サージ抑制回路の抵抗成分とケーブルの特性インピーダンスとが等しい場合にインバータの出力電圧の半分になる。そして、その後、ケーブルへの印加電圧は、サージ抑制回路の抵抗とインダクタンスとの並列回路によって決まる時定数に従って緩やかに上昇する。
一方、モータの受電端では、ケーブルの特性インピーダンスに対してモータのインピーダンスが高いため、モータの受電端では、インピーダンスの不整合による反射が生じる。
このため、ケーブルに印加された電圧値と同等の反射電圧が発生し、モータの受電端に印加される電圧は、ケーブルに印加される電圧に対して最大で２倍となる。
ところで、前述したように、インバータの出力電圧はサージ抑制回路のインピーダンスとケーブルの特性インピーダンスとによって分圧され、この分圧された電圧がケーブルに印加されている。このため、モータ受電端への印加電圧のうちスイッチング素子のスイッチングに伴って急峻に変化する成分は、インバータの出力電圧と同等程度になり、サージ抑制回路がない場合の半分程度まで低下する。そして、モータ受電端への印加電圧は、ケーブルへの印加電圧と同様に、サージ抑制回路の抵抗とインダクタンスによる並列回路によって決まる時定数によって緩やかに上昇する。
更に、モータ受電端により反射した成分は、ケーブルを介してインバータ出力端に戻る。本発明では、サージ抑制回路によりケーブルとインバータとのインピーダンス不整合が緩和されているため、負の反射は小さくなる。従って、インバータ出力端における反射電圧成分は大幅に低減され、この反射電圧成分が再びケーブルを介してモータに伝搬することにより生じるモータ受電端の電圧変動も抑制される。
このようにして、本発明のサージ抑制回路によれば、モータ受電端に印加されるサージ電圧のうち、スイッチング素子のスイッチングに伴って急峻に変化する成分はインバータの出力電圧値程度になり、従来に比べて約１／２まで減少する。同時に、緩やかに上昇する電圧成分によって決まるサージ電圧のピーク値も低減する。すなわち、電圧上昇速度を緩やかにすることで、絶縁ストレスの大きいモータ受電端付近の巻線の電圧分担比率を低下させると共に、サージ電圧のピーク値も低減することが可能となる。
更に、インバータ出力端における負の反射が起こりにくくなるため、モータ受電端での正反射との組み合わせによって起こる、モータ受電端における反射電圧の振幅値が小さくなる。これにより、モータ受電端に高電圧が印加される時間が短くなり、巻線に加わる絶縁ストレスを低下させることができる。
加えて、本発明によれば、直流電圧中性点端子のない低圧・小容量のインバータを用いたシステムにも適用可能である。また、インバータの出力端にサージ抑制回路を接続するだけで作業が完了するため、接続作業に要する手間や時間を削減することができる。
本発明の各実施例が適用されるインバータ駆動モータシステムの構成図である。 実施例１におけるモータ受電端の零相サージ電圧を理論計算した場合の波形図である。 実施例２におけるモータ受電端の零相サージ電圧を理論計算した場合の波形図である。 実施例３において、数式７に示すＶｃのピーク値Ｖｃｍａｘをインバータ出力端の開放電圧Ｖｉによって除した値と、数式７における底ｅのべき数との関係を示す図である。 実施例４に係るサージ抑制回路の説明図である。 磁性体の特性の一例を示す図である。 実施例５に係るサージ抑制回路の説明図である。 従来のインバータ駆動モータシステムの概略構成図である。 図８のモータ受電端におけるサージ電圧を理論計算した場合の波形図である。 サージ抑制回路を備えた従来のインバータ駆動モータシステムの概略構成図である。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、図１〜図７は、あくまで本発明の実施形態を説明するためのものであり、これらによって本発明の技術的範囲は何ら限定されない。
図１は、実施例１を始めとした各実施例のサージ抑制回路が適用されるインバータ駆動モータシステムの構成図である。
このモータシステムが図８と異なる点は、インバータＩＮＶの出力端と、モータＭに電力を供給するケーブル１００の一端との間に、以下に説明するサージ抑制回路３００を接続した点にある。
実施例１に係るサージ抑制回路３００は、ケーブル１００の零相成分についての特性インピーダンスＺｃと整合するように値が設定された抵抗Ｒと、この抵抗Ｒに並列に接続された零相リアクトルＬと、の並列回路によって構成されている。
ここで、抵抗Ｒの値（符号Ｒは、部品の符号だけでなく抵抗値としても用いるものとする）は、数式２のように設定する。
Figure 2018043062
 なお、Ｌｃ：ケーブル１００の零相成分のインダクタンス値、Ｃｃ：ケーブル１００の零相成分のキャパシタンス値である。
例えば、断面積が５．５［ｍｍ２］の３心シールド付ケーブルの回路定数実測値は、Ｌｃ＝１８６［ｎＨ／ｍ］、Ｃｃ＝２８２［ｐＦ／ｍ］であるため、ＲをＺｃにほぼ等しい２６［Ω］とする。なお、この抵抗Ｒには、セメント抵抗器、巻線抵抗器、ホウロウ抵抗器等の何れを用いてもよい。
また、サージ抑制回路３００の零相リアクトルＬの値（符号Ｌは、部品の符号だけでなくインダクタンス値としても用いるものとする）の目安は、前述した数式１を満足するものとする。この零相リアクトルＬは、フェライトコア等によって構成されたものでも良い。
図１では、抵抗Ｒ及び零相リアクトルＬからなるサージ抑制回路３００を単一の素子として示しているが、複数の素子を並列または直列に接続して構成しても良い。つまり、最適なサージ抑制効果が得られるように抵抗Ｒ及び零相リアクトルＬの数量や接続方法を選択すれば良い。
次に、このサージ抑制回路３００の作用を、図１におけるモータＭの受電端の零相サージ電圧（サージ電圧の零相成分）を理論計算した一例（図２）を参照しながら説明する。この計算は、インバータＩＮＶから、前記同様に断面積が５．５［ｍｍ２］で長さが１００［ｍ］の３心シールド付ケーブルを介して誘導モータに電力を供給して行っている。また、インバータＩＮＶの出力端とケーブル１００との間に、２６［Ω］の抵抗Ｒと３０［μＨ］の零相リアクトルＬとの並列回路により構成されるサージ抑制回路３００を接続したシステムを対象としている。
インバータＩＮＶのスイッチング素子がスイッチングすると、インバータＩＮＶの出力端の零相電圧に変動が生じる。
図２に破線で示すように、サージ抑制回路３００を有しない図８の従来技術では、インバータＩＮＶの出力端電圧がそのままケーブル１００に印加されて伝搬する。これに対し、サージ抑制回路３００を備えた実施例１によれば、インバータＩＮＶの出力端電圧が、サージ抑制回路３００のインピーダンスとケーブル１００の特性インピーダンスとによって分圧される。
ここで、サージ抑制回路３００は、前述したように抵抗Ｒと零相リアクトルＬとの並列回路によって構成されている。このため、ケーブル１００に印加される電圧の初期値は、インバータＩＮＶの出力端電圧をサージ抑制回路３００の抵抗値（２６［Ω］）とケーブル１００の特性インピーダンス値（２６［Ω］）とによって分圧した値、すなわち、インバータＩＮＶの出力端電圧の０．５倍の値となる。そして、時間の経過と共に、サージ抑制回路３００が有する時定数（Ｒ／Ｌ）に依存して、ケーブル１００への印加電圧は上昇する。
このようにしてケーブル１００に印加された電圧が、ケーブル１００を伝搬してモータＭの受電端に到達すると、ケーブル１００の特性インピーダンスとモータＭの入力インピーダンスとによって決まる反射が起こる。理論計算したケーブル１００とモータＭとの組み合わせでは、反射係数の初期値は約０．８５である。このため、モータＭの受電端に印加されるサージ電圧初期値は、ケーブル１００を伝搬した電圧成分と反射電圧成分との合成値となり、その値は、インバータＩＮＶの出力端電圧の約０．９倍（＝０．５×（１＋０．８５））となる。
そして、時間の経過と共にケーブル１００への印加電圧が上昇すると、それに伴ってモータＭの受電端電圧も上昇する。この受電端電圧の上昇は、反射波がケーブル１００を一往復する時間（本計算例では、１００［ｍ］の３心シールドケーブルを１往復する時間：約１．４５［μｓ］）にわたって継続し、電圧上昇終了時におけるモータＭの受電端電圧は、インバータＩＮＶの出力端電圧の最大値の約１．４倍となる。
その後のモータＭの受電端電圧は、ケーブル１００のインバータＩＮＶ側の端部とモータＭ側の端部とにおける反射と、サージ抑制回路３００の抵抗値Ｒ及びインダクタンス値Ｌ等により、徐々にインバータＩＮＶの出力端電圧と同等の値に収束する。
また、モータＭの受電端電圧がインバータＩＮＶの出力端電圧＋２０［％］を超える時間を高電圧印加時間とすると、実施例１のようにサージ抑制回路３００を接続した場合の高電圧印加時間は、図２に示すごとく約２．５［μｓ］となる。
以上述べたように、また、図２からも確認できる通り、実施例１では、インバータＩＮＶの出力端とケーブル１００の一端との間に所定の抵抗値Ｒ及びインダクタンス値Ｌを有するサージ抑制回路３００を備えている。これにより、モータＭの受電端に印加されるサージ電圧のうち、インバータＩＮＶのスイッチング動作に伴って急峻に変化する成分は、インバータＩＮＶの出力電圧値の約０．９倍となり、従来技術（図９）の約１．８５倍に対して約５０［％］に低減される。
また、サージ電圧最大値は、インバータＩＮＶの出力電圧値の約１．３倍となり、従来技術（図９）の約１．８５倍に対して約７０［％］に低減される。更に、高電圧印加時間は約２．５［μｓ］となり、従来技術（図９）の約６［μｓ］に対して約４０［％］に低減される。
次に、本発明の実施例２を説明する。
この実施例２が実施例１と異なるところは、実施例１では、サージ抑制回路３００の抵抗値Ｒが、ケーブル１００の零相成分についての特性インピーダンスＺｃと整合するように設定されているのに対し、実施例２では、数式３に示すように、抵抗値ＲがＺｃ以下に設定されていることである。
Figure 2018043062
 数式３において、前記同様に、Ｌｃ：ケーブルの零相成分のインダクタンス値、Ｃｃ：ケーブルの零相成分のキャパシタンス値である。
また、サージ抑制回路３００のインダクタンス値Ｌの目安は、実施例１と同様に数式１により設定する。
実施例２によれば、実施例１に比べて、サージ抑制回路３００の抵抗値Ｒの範囲が広くなるため、設計自由度が向上するという利点がある。
続いて、実施例２におけるサージ抑制回路３００の作用を、図１におけるモータＭの受電端の零相サージ電圧を理論計算した一例（図３）を参照しながら説明する。なお、この計算は、インバータＩＮＶから、実施例１と同様に断面積が５．５［ｍｍ２］で長さが１００［ｍ］の３心シールド付ケーブルを介して誘導モータに電力を供給して行っている。また、インバータＩＮＶの出力端とケーブル１００との間に、１５［Ω］の抵抗Ｒと３０［μＨ］の零相リアクトルＬとの並列回路からなるサージ抑制回路３００を接続したシステムを対象としている。
実施例２において、インバータＩＮＶの出力端からケーブル１００に印加される電圧の初期値は、インバータＩＮＶの出力端電圧をサージ抑制回路３００の抵抗値（１５［Ω］）とケーブル１００の特性インピーダンス値（２６［Ω］）とによって分圧した値、すなわち、インバータＩＮＶの出力端電圧の約０．６３倍の値となる。そして、この電圧は、時間の経過と共に、サージ抑制回路３００の抵抗値Ｒ及びインダクタンス値Ｌによる時定数（Ｒ／Ｌ）に依存して上昇する。
ケーブル１００に印加された電圧が、ケーブル１００を伝搬してモータＭの受電端に達すると、ケーブル１００の特性インピーダンスとモータＭの入力インピーダンスとによって決まる反射が起こる。理論計算したケーブル１００とモータＭとの組み合わせでは、反射係数の初期値は約０．８５である。このため、モータＭの受電端に印加されるサージ電圧初期値は、ケーブル１００を伝搬した電圧成分と反射電圧成分との合成値になり、その値は、インバータの出力端電圧の約１．１７倍（０．６３×（１＋０．８５））となる。
その後、ケーブル１００への印加電圧が上昇するに伴ってモータＭの受電端電圧も上昇する。その電圧上昇は、反射波がケーブル１００を一往復する時間（前記同様に約１．４５［μｓ］）、継続し、電圧上昇終了時におけるモータＭの受電端電圧は、インバータＩＮＶの出力端電圧の最大値の約１．４２倍となる。その後のモータＭの受電端電圧は、ケーブル１００のインバータＩＮＶ側の端部とモータＭ側の端部における反射と、サージ抑制回路３００の抵抗値Ｒ及びインダクタンス値Ｌ等により、徐々にインバータＩＮＶの出力端電圧と同等の値に収束する。
また、モータＭの受電端電圧がインバータＩＮＶの出力端電圧＋２０［％］を超える時間を高電圧印加時間とすると、実施例２のようにサージ抑制回路３００を接続した場合の高電圧印加時間は、図３に示すごとく約１．５［μｓ］となる。
以上述べたように、また図３からも確認できる通り、実施例２では、インバータＩＮＶの出力端とケーブル１００の一端との間に所定の抵抗値Ｒ及びインダクタンス値Ｌを有するサージ抑制回路３００を備えている。これにより、モータＭの受電端に印加されるサージ電圧のうち、インバータＩＮＶのスイッチング動作と同様に急峻に変化する成分は、インバータＩＮＶの出力電圧値の約１．１７倍となり、従来技術（図９）の約１．８５倍に対して約６３［％］に低減される。
また、サージ電圧最大値は、インバータＩＮＶの出力電圧値の約１．４２倍となり、従来技術（図９）の約１．８５倍に対して約７７［％］に低減される。更に、高電圧印加時間は約１．５［μｓ］となり、従来技術（図９）の約６［μｓ］に対して約２５［％］に低減される。
実施例３の特徴は、サージ抑制回路３００の零相リアクトルのインダクタンス値Ｌを、数式４のように設定したことにある。なお、この数式４は前述した数式１と同一であるが、理解を容易にするため再掲する。
Figure 2018043062
 前記同様に、Ｌｃ：ケーブル１００の零相成分のインダクタンス値、Ｃｃ：ケーブル１００の零相成分のキャパシタンス値、ｌｃ：ケーブル１００の長さ、Ｒ：サージ抑制回路３００の抵抗値である。
次に、実施例３の作用を、前述した図２を参照しながら説明する。なお、本計算は、実施例１と同様に抵抗値Ｒ＝２６［Ω］、インダクタンス値Ｌ＝３０［μＨ／ｍ］のサージ抑制回路３００を用いており、ケーブル１００に関する回路定数も実施例１と同様（Ｃｃ＝２８２［ｐＦ／ｍ］，Ｌｃ＝１８６［ｎＨ／ｍ］，ｌｃ＝１００［ｍ］）である。
これらの値を数式４に代入すると、Ｌ＞９．４２［μＨ／ｍ］とすればよく、計算対象の条件（Ｌ＝３０［μＨ／ｍ］）はこれを満たしている。
実施例１と同様に、インバータＩＮＶのスイッチングに伴ってケーブル１００に印加される電圧の初期値は、インバータＩＮＶの出力端の電圧をサージ抑制回路３００の抵抗値（２６［Ω］）とケーブル１００の特性インピーダンス値（２６［Ω］）とによって分圧した値、すなわち、インバータＩＮＶの出力端の電圧の０．５倍の値となる。そして、時間の経過と共に、サージ抑制回路３００が有する時定数（Ｒ／Ｌ）に依存して、ケーブル１００に印加される電圧は上昇する。
ここで、インバータＩＮＶの出力端の開放電圧をＶｉ、ケーブル１００に印加される電圧をＶｃ、ケーブル１００にＶｉ／２の電圧が印加されてからの経過時間をｔとおくと、Ｖｃがピーク値となるまでの時間的な推移は、数式５によって表される。
Figure 2018043062
 また、Ｖｃがピーク値となる時間Ｔは、数式６によって表される。
Figure 2018043062
数式５における時間ｔに数式６を代入して求めたＶｃのピーク値Ｖｃｍａｘは、数式７となる。
Figure 2018043062
ここで、数式７に示すピーク値ＶｃｍａｘをインバータＩＮＶの出力端の開放電圧Ｖｉによって除算した値を、数式８に示すＡとし、数式７における底ｅのべき数を、数式９に示すＢとする。これらのＡ，Ｂの関係を図４に示す。
Figure 2018043062
Figure 2018043062
 図４によれば、数式９のＢが増加するに伴い、Ｖｃと比例関係にある数式８のＡは指数関数的に増加し、１に収束していくことが判る。
ところで、サージ抑制回路３００によるサージ電圧のピーク値の低減効果は、数式８のＡが小さいほど大きく、１に近づくほど小さくなる。そこで、図４に示した関係から、数式８のＡが１に収束する前の定数範囲として、サージ抑制回路３００の定数を数式１０，数式１１（数式１０の等価変換式）のように設定する。これにより、有意なサージ電圧ピーク値の低減効果を得ることができる。
Figure 2018043062
Figure 2018043062
次に、本発明の実施例４を、図５を参照しつつ説明する。この実施例４は、中空の磁性体に、インバータＩＮＶの出力端とモータＭの受電端とを接続するケーブル、または、インバータＩＮＶの出力端とケーブルとを接続する接続線を貫通させることにより、実施例１〜３に示したサージ抑制回路３００を構成する。
図５（ａ）は、実施例４の一例に係るサージ抑制回路を示している。図５（ａ）において、１００は３心のケーブル、１０１は三相各相のケーブル心線、１０２はシース、３０１はケーブル１００を貫通させたソフトフェライト等の磁性体である。
この例において、磁性体３０１は、三相の加算値すなわち零相成分に対してインダクタンスとして作用する零相リアクトルを構成している。
また、図５（ｂ）は、実施例４の他の例に係るサージ抑制回路を示している。図５（ｂ）において、１０３は三相各相の接続線であり、各相の接続線１０３はケーブル心線及びシースを備えている。また、３０２は、これらの接続線１０３を貫通させたソフトフェライト等の磁性体であり、図５（ａ）と同様に、三相の加算値すなわち零相成分に対してインダクタンスとして作用する零相リアクトルを構成している。
ところで、磁性体は、交流によって励磁するとコアロスが発生する。また、磁性体の透磁率は周波数依存性があり、ある一定以上の周波数を超えると透磁率が低下する。
図６は、このような磁性体の特性の一例をインピーダンスと周波数との関係として示したものである。図６によれば、磁性体は、０．１［ＭＨｚ］以下の周波数帯域では周波数の増加に比例してインピーダンスが増加するインダクタンスの特性を有し、０．２［ＭＨｚ］以上の周波数帯域では、周波数依存性の小さい抵抗の特性を有することが判る。すなわち、磁性体は、理想的なインダクタンスと抵抗との並列回路によって構成される回路と類似したインピーダンス特性を持っていることが判る。
実施例４では、上記の磁性体の特性を利用して、磁性体３０１または３０２にケーブル１００または接続線１０３等の全相の電力線を貫通させる。これにより、インダクタンスと抵抗との並列回路と同等なインピーダンス特性を有するサージ抑制回路を構成している。
なお、図５では、１個の磁性体３０１または３０２に電力線を貫通させているが、本発明はこの構成に限定されず、例えば以下のような変形例でもよい。
・電力線のターン数を増やす（磁性体に対し、電力線を巻回する）。
・磁性体の数量を増やす。
・異なる種類の磁性体を組み合わせる。
・複数の導体を並列に接続して電力線の一相を構成する。
・単相インバータによるモータ駆動システムでは、単相の電力線を中空の磁性体に貫通または巻回する。
・アース線やシールドを備えたケーブルを用い、その際は、アース線やシールドを除く電力線のみを磁性体に貫通または巻回する。
次いで、本発明の実施例５を、図７を参照しつつ説明する。実施例５が実施例４と異なるところは、磁性体に抵抗素子の両端を巻回した点にある。
図７において、３０３は磁性体３０２に巻回された抵抗素子である。なお、図７は、図５（ｂ）の構成に抵抗素子３０３を付加したものに相当するが、図５（ａ）の構成に抵抗素子３０３を付加しても良い。
実施例４において説明したように、磁性体はインダクタンス及び抵抗の特性を併せ持つ。そして、磁性体への電力線の巻回数を変える、異種の磁性体を組み合わせる、等の方法により、サージ抑制回路の回路定数を変更することができる。
しかしながら、電力線の巻回数や磁性体の種類を変更すると、インダクタンス成分及び抵抗成分の両方が変化するため、所望の回路定数を得ることが困難な場合があると考えられる。
これに対し、実施例５では、抵抗素子３０３の両端を磁性体３０２に巻回することで、サージ抑制回路の抵抗成分の値のみを変更することができる。従って、容易に、しかも少ない回路素子により、所望の回路定数のサージ抑制回路を構成することが可能である。
なお、抵抗素子３０３としては、ホウロウ抵抗やセメント抵抗等を用いることができる。
上述した実施形態において、インバータＩＮＶのスイッチング素子としては、図１に示したＩＧＢＴ以外にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）等の自己消弧形デバイスを用いても良い。また、コンバータＣＯＮＶは、ダイオード整流回路以外に、スイッチング素子及びその制御回路によって構成されたＰＷＭコンバータ等でも良い。
本発明に係るサージ抑制回路及びインバータ駆動モータシステムは、数式２または３、更には数式４を満足する構成のサージ抑制回路をインバータＩＮＶの出力端付近に接続すれば良く、コンバータやインバータの構成及びその制御方式等は何ら限定されるものではない。
加えて、本発明に係るサージ抑制回路及びインバータ駆動モータシステムは、上述した実施形態に何ら限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内において種々の変更が可能である。
本発明は、これまで説明したいわゆる２レベルインバータに限らず、３レベル等のマルチレベルインバータを用いたモータシステムにも利用することができ、三相インバータに限らず、単相インバータにも適用可能である。また、本発明は、１台のコンバータから複数台のインバータに配電してモータを駆動するモータシステムにも適用することができる。
ＡＣ：三相交流電源
ＴＲ：トランス
ＣＯＮＶ：コンバータ
Ｃｄｃ：平滑コンデンサ
ＩＮＶ：インバータ
Ｍ：モータ
Ｄ１〜Ｄ６：ダイオード
Ｓ１〜Ｓ６：半導体スイッチング素子
１００：ケーブル
１０１：ケーブル心線
１０２：シース
１０３：接続線
３００：サージ抑制回路
３０１，３０２：磁性体
３０３：抵抗素子

Claims (6)

  1. インバータの出力端にケーブルを介して接続されたモータを前記インバータにより駆動するモータ駆動システムに使用されるサージ抑制回路であって、前記出力端と前記ケーブルとの間に接続されるサージ抑制回路において、
    前記サージ抑制回路は、インダクタンスと、前記インダクタンスと並列に接続される抵抗とを備え、
    前記抵抗の抵抗値が、前記ケーブルの零相成分のインピーダンスと整合するように設定されていることを特徴とするサージ抑制回路。
  2. インバータの出力端にケーブルを介して接続されたモータを前記インバータにより駆動するモータ駆動システムに使用されるサージ抑制回路であって、前記出力端と前記ケーブルとの間に接続されるサージ抑制回路において、
    前記サージ抑制回路は、インダクタンスと、前記インダクタンスと並列に接続される抵抗とを備え、
    前記抵抗の抵抗値が、前記ケーブルの零相成分のインピーダンスより小さくなるように設定されていることを特徴とするサージ抑制回路。
  3. 前記インダクタンスの値Ｌが、数式１を満足することを特徴とする請求項１または２に記載のサージ抑制回路。
    Figure 2018043062
     ここで、
    Ｌｃ：ケーブルの零相成分のインダクタンス値
    Ｃｃ：ケーブルの零相成分のキャパシタンス値
    ｌｃ：ケーブルの長さ
    Ｒ：サージ抑制回路の抵抗値
  4. 前記ケーブル、または、前記インバータの出力端と前記ケーブルとを接続する接続線を、中空の磁性体に貫通または巻回して構成したことを特徴とする請求項１または２に記載のサージ抑制回路。
  5. 前記ケーブル、または、前記インバータの出力端と前記ケーブルとを接続する接続線を、中空の磁性体に貫通または巻回すると共に、前記磁性体に抵抗素子を巻回して構成したことを特徴とする請求項１または２に記載のサージ抑制回路。
  6. モータに電力を供給するインバータと、
    前記モータと前記インバータとを接続するケーブルと、
    前記インバータの出力端と前記ケーブルとの間に接続された請求項１または２に記載のサージ抑制回路と、
    を備えたことを特徴とするインバータ駆動モータシステム。
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