JPH08182339A - 共振形直流交流変換装置 - Google Patents
共振形直流交流変換装置Info
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- JPH08182339A JPH08182339A JP6338836A JP33883694A JPH08182339A JP H08182339 A JPH08182339 A JP H08182339A JP 6338836 A JP6338836 A JP 6338836A JP 33883694 A JP33883694 A JP 33883694A JP H08182339 A JPH08182339 A JP H08182339A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スイッチ素子損失が少なく、ＥＭＩノイズの
発生も少ないモータ駆動用インバータ装置を提供する。 【構成】半波電圧共振昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回
路を基として、そのスイッチイング素子３と並列に、分
配制御用サイリスタ９〜14と平滑コンデンサ６〜８を直
列にしたものを共振コンデンサ５を介して接続し、サイ
リスタ９〜14と平滑コンデンサ６〜８の接続点より出力
を取り出し誘導電動機15を駆動するものである。
発生も少ないモータ駆動用インバータ装置を提供する。 【構成】半波電圧共振昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータの回
路を基として、そのスイッチイング素子３と並列に、分
配制御用サイリスタ９〜14と平滑コンデンサ６〜８を直
列にしたものを共振コンデンサ５を介して接続し、サイ
リスタ９〜14と平滑コンデンサ６〜８の接続点より出力
を取り出し誘導電動機15を駆動するものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は主に誘導電動機駆動用直
流交流変換装置であって、比較的小容量で高周波動作を
行ない、電磁ノイズの少ないことが要求されるものに適
するものである。
流交流変換装置であって、比較的小容量で高周波動作を
行ない、電磁ノイズの少ないことが要求されるものに適
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来より使用されている共振形直
流交流変換器の１例を示すもので、主として小容量の直
流電源として用いられており、昇降圧形半波電圧共振Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータと言われるものである。図４におい
て１は直流電源、２は共振リアクトル、３はスイッチン
グ素子、４は逆並列ダイオード、５は共振コンデンサ、
20は変圧器、21は整流ダイオード、22は平滑コンデン
サ、23は負荷装置である。
流交流変換器の１例を示すもので、主として小容量の直
流電源として用いられており、昇降圧形半波電圧共振Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータと言われるものである。図４におい
て１は直流電源、２は共振リアクトル、３はスイッチン
グ素子、４は逆並列ダイオード、５は共振コンデンサ、
20は変圧器、21は整流ダイオード、22は平滑コンデン
サ、23は負荷装置である。
【０００３】この回路の動作はよく知られており、例え
ば電気情報通信学会研究会資料ＰＥ90−14 松尾他「リ
アクトル電流連続および不連続領域における昇降圧形電
圧共振ＤＣ−ＤＣコンバータの統一的動作解析」（199
0）などに詳しく記載されており、ここでは詳述しない
が、図５に動作波形の１例を示す。この回路の動作は複
雑で、回路定数や入出力電圧などの動作条件により種々
の動作モードを取り、図５とは異なる波形となる場合も
ある。
ば電気情報通信学会研究会資料ＰＥ90−14 松尾他「リ
アクトル電流連続および不連続領域における昇降圧形電
圧共振ＤＣ−ＤＣコンバータの統一的動作解析」（199
0）などに詳しく記載されており、ここでは詳述しない
が、図５に動作波形の１例を示す。この回路の動作は複
雑で、回路定数や入出力電圧などの動作条件により種々
の動作モードを取り、図５とは異なる波形となる場合も
ある。
【０００４】図４の（Ａ）はスイッチング素子３のオン
信号であり、ハイレベル時点弧信号が与えられ導通状態
となる。（Ｂ）は共振リアクトル２の電流波形で、時刻
ｔ0 にてスイッチング素子３が導通すると、直流電源１
よりエネルギーが供給され、電流はほぼ直線的に上昇す
る。時刻ｔ1 においてスイッチング素子がオフされる
と、共振リアクル２と共振コンデンサ５の直列共振回路
が形成される。
信号であり、ハイレベル時点弧信号が与えられ導通状態
となる。（Ｂ）は共振リアクトル２の電流波形で、時刻
ｔ0 にてスイッチング素子３が導通すると、直流電源１
よりエネルギーが供給され、電流はほぼ直線的に上昇す
る。時刻ｔ1 においてスイッチング素子がオフされる
と、共振リアクル２と共振コンデンサ５の直列共振回路
が形成される。
【０００５】図５の（Ｂ）の共振リアクトル電流と図５
の（Ｃ）の共振コンデンサ電圧は正弦波状の共振波形と
なる。変圧器20の２次電圧が出力電圧を越える領域時刻
ｔ2〜ｔ3 で（Ｄ）に示す２次電流が流れ負荷装置23に
電力が供給される。時刻ｔ4 において共振コンデンサ５
の電圧が零となると、以後逆並列ダイオード４が導通
し、ｔ4 から共振リアクトル２の電流が再び正となるｔ
5 の区間でスイッチング素子３にオン信号を与えること
により無電圧状態でオンさせることができ、オン時のス
イッチング損失をなくすることができる。このスイッチ
ング損失低減がこの回路の大きな特徴であり、このため
諸回路素子の小形化が計れる高周波数動作が可能とな
る。
の（Ｃ）の共振コンデンサ電圧は正弦波状の共振波形と
なる。変圧器20の２次電圧が出力電圧を越える領域時刻
ｔ2〜ｔ3 で（Ｄ）に示す２次電流が流れ負荷装置23に
電力が供給される。時刻ｔ4 において共振コンデンサ５
の電圧が零となると、以後逆並列ダイオード４が導通
し、ｔ4 から共振リアクトル２の電流が再び正となるｔ
5 の区間でスイッチング素子３にオン信号を与えること
により無電圧状態でオンさせることができ、オン時のス
イッチング損失をなくすることができる。このスイッチ
ング損失低減がこの回路の大きな特徴であり、このため
諸回路素子の小形化が計れる高周波数動作が可能とな
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図４の回路は直流入力
直流出力のＤＣ−ＤＣコンバータでありＤＣ−ＤＣコン
バータとしては良い回路方式であるが、この原理機能を
多相交流を得るインバータに適用することは困難であっ
た。
直流出力のＤＣ−ＤＣコンバータでありＤＣ−ＤＣコン
バータとしては良い回路方式であるが、この原理機能を
多相交流を得るインバータに適用することは困難であっ
た。
【０００７】本発明はこの回路の応用により直流入力多
相交流出力の直流交流変換装置に適用せんとするもので
ある。その目的とするところは、図４の共振コンデンサ
５の電流を正負別個に多相回路に分配し、この分配電流
を平滑コンデンサにより電圧に変換して多相の出力電圧
を得んとするものである。
相交流出力の直流交流変換装置に適用せんとするもので
ある。その目的とするところは、図４の共振コンデンサ
５の電流を正負別個に多相回路に分配し、この分配電流
を平滑コンデンサにより電圧に変換して多相の出力電圧
を得んとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】つまり、その目的を達成
するための手段は、直流電源より多相交流出力を得る装
置において、直流電源に共振リアクトルと逆並列ダイオ
ードを並置した第一のスイッチング素子を接続し、その
第一のスイッチング素子の両端より共振コンデンサを介
して平滑コンデンサと第二のスイッチング素子の直列体
を接続し、平滑コンデンサと第二のスイッチング素子の
接続点より多相交流出力を得るようにしたものである。
するための手段は、直流電源より多相交流出力を得る装
置において、直流電源に共振リアクトルと逆並列ダイオ
ードを並置した第一のスイッチング素子を接続し、その
第一のスイッチング素子の両端より共振コンデンサを介
して平滑コンデンサと第二のスイッチング素子の直列体
を接続し、平滑コンデンサと第二のスイッチング素子の
接続点より多相交流出力を得るようにしたものである。
【０００９】
【作用】その作用は、次に述べる実施例において併せて
説明する。
説明する。
【００１０】
【実施例】以下、図面を用いて発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の共振形直流交流変換装置の構成を示
すものであり、図４と同一符号のものは同一のものを示
し、逆阻止形スイッング素子，平滑コンデンサ，負荷装
置などの多相回路は３相の例で示している。６〜８はそ
れぞれ各相の平滑コンデンサ，９〜14は各相の逆並列接
続された逆阻止形スイッチング素子，15は負荷装置であ
り、具体的には誘導電動機などである。
る。図１は本発明の共振形直流交流変換装置の構成を示
すものであり、図４と同一符号のものは同一のものを示
し、逆阻止形スイッング素子，平滑コンデンサ，負荷装
置などの多相回路は３相の例で示している。６〜８はそ
れぞれ各相の平滑コンデンサ，９〜14は各相の逆並列接
続された逆阻止形スイッチング素子，15は負荷装置であ
り、具体的には誘導電動機などである。
【００１１】図２は図１の装置の各部動作波形を示すも
のであり、（Ｅ）はスイッチング素子３のオン信号であ
り、ハイレベル時点弧信号が与えられ導通状態となる。
（Ｆ）は共振リアクトル12の電流波形、（Ｇ），（Ｈ）
はそれぞれ平滑コンデンサ６，７の電流波形、（Ｉ），
（Ｊ）はそれぞれ平滑コンデンサ６，７の電圧波形であ
る。
のであり、（Ｅ）はスイッチング素子３のオン信号であ
り、ハイレベル時点弧信号が与えられ導通状態となる。
（Ｆ）は共振リアクトル12の電流波形、（Ｇ），（Ｈ）
はそれぞれ平滑コンデンサ６，７の電流波形、（Ｉ），
（Ｊ）はそれぞれ平滑コンデンサ６，７の電圧波形であ
る。
【００１２】時刻ｔ0 において、スイッチング素子３が
導通すると、図４の回路と同様に直流電源１よりエネル
ギーが供給され電流がほぼ直線的に上昇する。時刻ｔ1
において、スイッチング素子３をオフさせ、同時に、あ
るいは前もって逆阻止形スイッチング素子９に点弧信号
を与えて導通状態にしておくものとする。
導通すると、図４の回路と同様に直流電源１よりエネル
ギーが供給され電流がほぼ直線的に上昇する。時刻ｔ1
において、スイッチング素子３をオフさせ、同時に、あ
るいは前もって逆阻止形スイッチング素子９に点弧信号
を与えて導通状態にしておくものとする。
【００１３】ｔ1 以前に直流電源１→共振リアクトル２
→スイッチング素子３→直流電源１の経路で流れていた
電流は直流電源１→共振リアクトル２→共振コンデンサ
５→平滑コンデンサ６→逆阻止形スイッング素子９→直
流電源１の経路へ転流する。この電流により図２の
（Ｉ）に示す如く平滑コンデンサ６の電圧が上昇する
が、共振コンデンサ５の容量に比べて平滑コンデンサ６
の容量は十分大きく選定しておくので、この電圧上昇は
わずかである。
→スイッチング素子３→直流電源１の経路で流れていた
電流は直流電源１→共振リアクトル２→共振コンデンサ
５→平滑コンデンサ６→逆阻止形スイッング素子９→直
流電源１の経路へ転流する。この電流により図２の
（Ｉ）に示す如く平滑コンデンサ６の電圧が上昇する
が、共振コンデンサ５の容量に比べて平滑コンデンサ６
の容量は十分大きく選定しておくので、この電圧上昇は
わずかである。
【００１４】時刻ｔ2 以後では共振リアクトル２と共振
コンデンサ５による直列共振回路の逆スイングにより共
振リアクトル２の電流は負方向、すなわち、図１におい
て左から右へ流れるようになる。このときあらかじめ逆
阻止形スイッチング素子12を導通状態としておけば、こ
の負方向電流は平滑コンデンサ７に流れ、図２の（Ｊ）
に示す如くこの電圧を負方向に増大させる。
コンデンサ５による直列共振回路の逆スイングにより共
振リアクトル２の電流は負方向、すなわち、図１におい
て左から右へ流れるようになる。このときあらかじめ逆
阻止形スイッチング素子12を導通状態としておけば、こ
の負方向電流は平滑コンデンサ７に流れ、図２の（Ｊ）
に示す如くこの電圧を負方向に増大させる。
【００１５】時刻ｔ2 において逆阻止形スイッチング素
子９の電流は零となるので自然消弧し、オフ時のスイッ
チング損失は発生しない。時刻ｔ4 において平滑コンデ
ンサ７と共振コンデンサ５電圧の合計が零となると、逆
阻止形スイッチング素子12と平滑コンデンサ７，共振コ
ンデンサ５に流れていた電流は逆並列ダイオードに転流
し、逆阻止形スイッチング素子12は自然消弧する。
子９の電流は零となるので自然消弧し、オフ時のスイッ
チング損失は発生しない。時刻ｔ4 において平滑コンデ
ンサ７と共振コンデンサ５電圧の合計が零となると、逆
阻止形スイッチング素子12と平滑コンデンサ７，共振コ
ンデンサ５に流れていた電流は逆並列ダイオードに転流
し、逆阻止形スイッチング素子12は自然消弧する。
【００１６】時刻ｔ3 からｔ4 の間にスイッチング素子
３にオン信号を与えておけば図４の回路と同様に無電圧
状態でオンし、オン時のスイッチング損失は発生しな
い。時刻ｔ4 以後、共振コンデンサ５に再び正方向電流
が流れるが、この時の電流は平滑コンデンサ８と逆阻止
形スイッチング素子13へ分配したものとして図２の
（Ｊ）には示していない。時刻ｔ5 からの負電流はｔ2
以後と同様に逆阻止形スイッチング素子12と平滑コンデ
ンサ７への分配したものとして図２の（Ｈ），（Ｊ）に
示している。
３にオン信号を与えておけば図４の回路と同様に無電圧
状態でオンし、オン時のスイッチング損失は発生しな
い。時刻ｔ4 以後、共振コンデンサ５に再び正方向電流
が流れるが、この時の電流は平滑コンデンサ８と逆阻止
形スイッチング素子13へ分配したものとして図２の
（Ｊ）には示していない。時刻ｔ5 からの負電流はｔ2
以後と同様に逆阻止形スイッチング素子12と平滑コンデ
ンサ７への分配したものとして図２の（Ｈ），（Ｊ）に
示している。
【００１７】以上述べた如く、共振コンデンサ５に流れ
る正，負方向電流を、逆阻止形スイッチング素子９〜14
を選択導通させるように各相回路へ分配するが、電圧を
最も上昇させたい相に正方向電流を、最も下降させたい
相に負方向電流を分配することにより各相の電圧、すな
わち、平滑コンデンサ６〜８の電圧を任意に制御するこ
とができる。
る正，負方向電流を、逆阻止形スイッチング素子９〜14
を選択導通させるように各相回路へ分配するが、電圧を
最も上昇させたい相に正方向電流を、最も下降させたい
相に負方向電流を分配することにより各相の電圧、すな
わち、平滑コンデンサ６〜８の電圧を任意に制御するこ
とができる。
【００１８】また、スイッチング素子３の動作周波数を
各相電圧の周波数よりもはるかに高くすることにより、
例えば、各相電圧の周波数を50Hzとすると、スイッチン
グ素子３の動作周波数を10 KHz以上とするとこによりき
め細かな波形制御が行なえる。 例えば、図１の負荷装
置を誘導電動機15とすると、歪率の小さな正弦波で駆動
することが望ましく、平滑コンデンサ６〜８の電圧が正
弦波となるように制御する。図３は本発明が適用された
三相出力相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗをシミュレーションに
より求めた一例で、共振リアクトル２＝60μＨ，共振コ
ンデンサ５＝ 2.2μＦ，平滑コンデンサ６〜７＝22μ
Ｆ，直流電源１＝ 270Ｖ，出力周波数＝50Hzの場合であ
る。これにより三相出力電圧の制御が良好に行われるこ
とがわかる。
各相電圧の周波数よりもはるかに高くすることにより、
例えば、各相電圧の周波数を50Hzとすると、スイッチン
グ素子３の動作周波数を10 KHz以上とするとこによりき
め細かな波形制御が行なえる。 例えば、図１の負荷装
置を誘導電動機15とすると、歪率の小さな正弦波で駆動
することが望ましく、平滑コンデンサ６〜８の電圧が正
弦波となるように制御する。図３は本発明が適用された
三相出力相電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗをシミュレーションに
より求めた一例で、共振リアクトル２＝60μＨ，共振コ
ンデンサ５＝ 2.2μＦ，平滑コンデンサ６〜７＝22μ
Ｆ，直流電源１＝ 270Ｖ，出力周波数＝50Hzの場合であ
る。これにより三相出力電圧の制御が良好に行われるこ
とがわかる。
【００１９】
【発明の効果】本発明の装置で使用するスイッチング素
子は無電圧状態でオンしてオン時のスイッチング損失が
なく、逆阻止形スイッング素子は無電流状態で自然消弧
しオフ時のスイッチング損失が発生しない。このように
共振形直流交流変換機の特徴であるスイッチング素子損
失を大巾に低減できるため冷却系統が簡素化されて小形
高効率が計れ、また、主としてエネルギー蓄積素子であ
るリアクトル，コンデンサ類の小形化が計れる高周波化
が可能となる。
子は無電圧状態でオンしてオン時のスイッチング損失が
なく、逆阻止形スイッング素子は無電流状態で自然消弧
しオフ時のスイッチング損失が発生しない。このように
共振形直流交流変換機の特徴であるスイッチング素子損
失を大巾に低減できるため冷却系統が簡素化されて小形
高効率が計れ、また、主としてエネルギー蓄積素子であ
るリアクトル，コンデンサ類の小形化が計れる高周波化
が可能となる。
【００２０】高周波化と平滑コンデンサの容量を大きく
選ぶことにより、１パルスの電流による平滑コンデンサ
の電圧変化が小さくなり、きめ細かな波形制御が可能と
なる。また、誘導電動機駆動に適した低歪の３相正弦波
を発生することも可能である。
選ぶことにより、１パルスの電流による平滑コンデンサ
の電圧変化が小さくなり、きめ細かな波形制御が可能と
なる。また、誘導電動機駆動に適した低歪の３相正弦波
を発生することも可能である。
【００２１】共振回路により諸スイッチング素子の電
圧、電流波形が大部分正弦波状のゆるやかなものとなる
ため、ハードスイッチングに比べて電磁ノイズを低減で
きることも大きな特徴である。
圧、電流波形が大部分正弦波状のゆるやかなものとなる
ため、ハードスイッチングに比べて電磁ノイズを低減で
きることも大きな特徴である。
【図１】本発明の一実施例を示す共振形直流交流変換装
置の構成図である。
置の構成図である。
【図２】図１の各部の動作波形を示す波形図である。
【図３】本発明が適用された三相出力相電圧のシミュレ
ーシヨン波形図である。
ーシヨン波形図である。
【図４】従来の共振形直流交流変換装置を示す構成図で
ある。
ある。
【図５】図４の各部の動作波形を示す波形図である。
１ 直流電源 ２ 共振リアクトル ３ スイッチング素子 ４ 逆並列ダイオード ５ 共振コンデンサ ６ 平滑コンデンサ ７ 平滑コンデンサ ８ 平滑コンデンサ ９ 逆阻止形スイッチング素子 10 逆阻止形スイッチング素子 11 逆阻止形スイッチング素子 12 逆阻止形スイッチング素子 13 逆阻止形スイッチング素子 14 逆阻止形スイッチング素子 15 誘導電動機 20 変圧器 21 整流ダイオード 22 平滑コンデンサ 23 負荷装置
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源より多相交流出力を得る装置に
おいて、直流電源に共振リアクトルと逆並列ダイオード
を並置した第一のスイッチング素子を接続し、その第一
のスイッチング素子の両端より共振コンデンサを介して
平滑コンデンサと第二のスイッチング素子の直列体を接
続し、平滑コンデンサと第二のスイッチング素子の接続
点より多相交流出力を得ることを特徴とする共振形直流
交流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6338836A JPH08182339A (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 共振形直流交流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6338836A JPH08182339A (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 共振形直流交流変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182339A true JPH08182339A (ja) | 1996-07-12 |
Family
ID=18321886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6338836A Pending JPH08182339A (ja) | 1994-12-27 | 1994-12-27 | 共振形直流交流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08182339A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003038982A1 (en) * | 2001-10-31 | 2003-05-08 | Global Thermoelectric Inc. | Transformerless two-phase inverter |
| KR100464050B1 (ko) * | 2002-06-11 | 2005-01-03 | 엘지전자 주식회사 | 유도전동기의 구동회로 |
| CN109120024A (zh) * | 2017-06-22 | 2019-01-01 | 立锜科技股份有限公司 | 具有多重电源路径的充电装置 |
-
1994
- 1994-12-27 JP JP6338836A patent/JPH08182339A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003038982A1 (en) * | 2001-10-31 | 2003-05-08 | Global Thermoelectric Inc. | Transformerless two-phase inverter |
| KR100464050B1 (ko) * | 2002-06-11 | 2005-01-03 | 엘지전자 주식회사 | 유도전동기의 구동회로 |
| CN109120024A (zh) * | 2017-06-22 | 2019-01-01 | 立锜科技股份有限公司 | 具有多重电源路径的充电装置 |
| CN109120024B (zh) * | 2017-06-22 | 2020-06-30 | 立锜科技股份有限公司 | 具有多重电源路径的充电装置 |
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