JPH11233286A - インバータ式ｘ線高電圧装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 電源設備容量及び電源高調波の低減が可能
で，小型で安価な，より信頼性の高いインバータ式Ｘ線
高電圧装置を提供する。 【解決手段】 二組のスイッチングモジュールを直列お
よび並列に接続したスイッチングモジュール直列接続体
と，前記スイッチングモジュール直列接続体の接続点に
交流リアクトルの一端を接続し、該リアクトルの他の一
端と前記コンデンサ直列接続体の接続点に交流電源を接
続してコンバータ回路を構成し、上記二組のスイッチン
グモジュールをパルス幅変調制御して上記交流電源の電
圧と電流の位相を一致させると共に前記コンデンサ直列
接続体の両端の電圧を設定値に制御するパルス幅変調制
御回路を具備し、前記コンデンサ直列接続体の両端の電
圧をインバータ回路に入力し、このインバータ回路の出
力電圧を高電圧変圧器で昇圧し、この高電圧変圧器の出
力電圧を整流した直流高電圧をＸ線管に印加する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、商用の交流電源を
コンバータ回路で直流に変換し、その直流をインバータ
回路を用いて高周波の交流に変換し、その出力電圧を高
電圧変圧器で昇圧すると共に整流して直流の高電圧を発
生し、これをＸ線管に印加してＸ線を放射するインバー
タ式Ｘ線高電圧装置に係り、特に上記交流電源の設備容
量と高調波の低減とコンバータ回路，インバータ回路及
び高電圧変圧器の小型化に好適なインバータ式Ｘ線高電
圧装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータ式Ｘ線高電圧装置は、商用の
交流電源からの交流電圧を交流リアクトルを介して、サ
イリスタまたはダイオードで構成された全波整流回路を
用いたコンバータ回路により直流電圧に変換し、これを
平滑コンデンサで平滑してインバータ回路に入力する。

【０００３】このインバータ回路は、例えば特開昭６３
−１９０５５６号公報に記載されているように、共振コ
ンデンサと高電圧変圧器の漏れインダクタンスとの共振
現象を利用してインバータ回路の位相差や周波数を制御
することにより、負荷であるＸ線管に直流の高電圧（以
下、管電圧と呼ぶことにする）を印加するものである。
すなわち、インバータ回路から出力された高周波の交流
電圧を前記高電圧変圧器で昇圧し、これを高電圧整流回
路で直流に変換してＸ線管に印加する。インバータ回路
は実際の管電圧を検出し、これと目標値をインバータ制
御回路に入力してインバータの位相差や周波数を求めこ
れを制御する。

【０００４】管電流は、フィラメント加熱回路によって
Ｘ線管のフィラメントの温度を調節して制御する。この
ようなＸ線高電圧装置は、一般Ｘ線撮影装置から循環器
Ｘ線撮影装置，Ｘ線ＣＴ装置等に広く適用されている
が、最近の医用Ｘ線高電圧装置は、性能面だけでなく、
設置面積の縮減，小型軽量化に対する要求が益々強まる
一方である。なかでも高電圧変圧器が装置体積に占める
割合は大きく、高電圧変圧器を小型化することが装置の
小型化に有効であるために、インバータ回路の高周波化
を図ってきたが、更に小型化を図るためにはインバータ
回路の電流を低減してこの回路のスイッチング素子には
電流容量の小さいものを用い、高電圧変圧器の巻数比を
少なくしてこの変圧器の小型化を図る必要がある。

【０００５】上記巻数比を少なくすることは、高電圧変
圧器の漏れ磁束が一次巻線等に鎖交して発生する渦電流
損の損失低減につながり、効率が向上し、これによって
インバータ回路の電流も低減し、そのスイッチング素子
の電流容量低減にも効果がある。さらに高電圧変圧器の
漏れインダクタンスも低減し、さらなる高周波化による
高電圧変圧器の小型化も期待できる。上記インバータ回
路のスイッチング素子の電流容量と高電圧変圧器の巻数
比は、前記インバータ回路の入力電圧，すなわち上記交
流電源電圧を全波整流した電圧の大きさ（交流電源の線
間電圧ピーク値を最大電圧として、ほぼ０（Ｖ）〜線間
電圧×√２（Ｖ）の範囲で、インバータ回路へ供給する
電力が大きい場合はこれより電圧は下がる）で決まるた
め、前記スイッチング素子の電流容量と高電圧変圧器の
巻数比の低減によるインバータ回路と高電圧変圧器の小
型化には限界があった。

【０００６】そこで、このような場合には、交流電源電
圧を昇圧する（例えば前記交流電源電圧が２００Ｖの場
合には４００Ｖに昇圧する）変圧器を前記交流電源とコ
ンバータ回路との間に接続して、この変圧器の出力電圧
を全波整流回路で整流してインバータ回路に入力すれば
良いが、前記交流電源電圧を昇圧する変圧器には大容量
のものが必要となるので装置の大型化と大幅なコストア
ップを招き好ましくない。他の方法としては、図３に示
す倍電圧整流回路を用いてインバータ回路の入力電圧を
高くする方法があるが、これもインバータの入力電圧は
全波整流時の２倍までしか高めることができず、インバ
ータ回路の入力電圧をこれ以上高くして小型化するにし
ても限界がある。

【０００７】また、従来のサイリスタまたはダイオード
で構成された全波整流式のコンバータ回路を用いたイン
バータ式Ｘ線高電圧装置には、力率の低下と電源高調波
の問題がある。すなわち、コンバータ回路のサイリスタ
のゲート制御信号の位相が交流電源電圧の位相に対して
遅れ位相で与えられるために、例えば図４に示すよう
に、電流波形は電圧波形よりもφだけ位相が遅れ、力率
が低下していた。このため無効電力が大きく、交流電源
の設備容量はその分だけ大きくせざるを得ない。

【０００８】更に、交流電源の相電流波形も歪み、高調
波成分が多く、これによって高調波電流の電源系統への
流入，延いては同電源系統に接続された他の機器へ障害
が及ぶこともある。

【０００９】そこで、インバータ回路の入力電圧を所定
の値まで高くし、かつ力率改善と電源高調波の低減がで
きるコンバータ回路を用いたインバータ式Ｘ線高電圧装
置が特開平７−２６３１７５号公報や特開平７−２７２
８９１号公報に公開されている。これらの公報には、イ
ンバータ回路の入力電圧を高くするとともに交流電源の
電圧と電流の位相の遅れを無くして力率改善と電源高調
波の低減ができるパルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御
と略記）のフルブリッジ型や混合ブリッジ型のコンバー
タ回路を用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置が提案され
ている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
特開平７−２６３１７５号及び特開平７−２７２８９１
号公報のＰＷＭ制御コンバータ回路を用いたインバータ
式Ｘ線高電圧装置には以下のような問題点があった。

【００１１】（１）特開平７−２６３１７５号公報のコ
ンバータ回路の問題点 このコンバータ回路は、自己消弧可能なスイッチング素
子，例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジ
スタ）からなる４つのスイッチング素子を組み合わせて
フルブリッジ型を構成するので、スイッチング素子の数
が多く経済性に難点がある。

【００１２】（２）特開平７−２７２８９１号公報のコ
ンバータ回路の問題点 このコンバータ回路は、フルブリッジ型の４アームのう
ちの交流側又は直流側の２アームのみに自己消弧可能な
スイッチング素子を用いるもので（混合ブリッジ型），
自己消弧可能なスイッチング素子の数は少なく経済性の
点でメリットがある。

【００１３】しかし、コンバータ回路の負荷電力を電源
側に返す電力回生ができないためインバータ回路の入力
電力となるコンバータ回路の出力電圧を下げたい時に下
げられない点，及び交流電源の相電流のゼロ付近におい
て電流波形を正弦波とすることができないため（この電
流波形を図６に示す）、上記フルブリッジ型と比較する
と力率が低く、電源高調波も大きくなるという欠点があ
る。

【００１４】（３）特開平７−２６３１７５号及び特開
平７−２７２８９１号公報に共通の問題点 １．通常、商用の交流電源にはＶ相接地のものが用いら
れ、上述したフルブリッジ型，混合ブリッジ型の昇圧機
能を有するＰＷＭ制御方式コンバータ回路に対しては、
コンバータ回路のブリッジを構成する二組の自己消弧可
能なスイッチング素子の直列接続体のうちの任意の一方
の直列接続体の接続点を接地する。このことから、コン
バータ回路の直流出力の正側の端子は、直流出力電圧を
ＶＤＣとして、前記接地点から見てゼロボルトからＶＤ
Ｃボルトまでの範囲で、またコンバータ回路の直流出力
の負側の端子は、−ＶＤＣボルトからゼロボルトの範囲
で大きく変化し、上記スイッチング素子のスイッチング
によって前記電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）が大きいの
で、これによって発生するノイズによる誤動作を起こす
ことも多く、その対策に多くの労力が費やされる。

【００１５】２．上記ＰＷＭ制御方式のコンバータ回路
を用いたインバータ式Ｘ線高電圧装置においては、コン
バータ回路とインバータ回路は、ＩＧＢＴとそれに逆並
列に接続されたダイオードを含むスイッチングモジュー
ルを組み合わせて構成し、これらのコンバータ回路とイ
ンバータ回路は別々に配置していた。また、前記スイッ
チングモジュールは耐電圧と電流容量に応じたサイズを
持っており、それ相応のスペースを要するために、前記
スイッチングモジュールのサイズが主回路全体のサイズ
をほぼ決定しており、小型化にも限界があった。また、
前記各スイッチングモジュールは別個に配置されていた
ため、それらを接続する配線にインダクタンス成分が存
在し、これがスイッチング時のサージ電圧を大きくさせ
ると共にスイッチング損失を大きくしていた。このた
め、サージ電圧を抑制する手段やスイッチング素子を冷
却する手段の実装が大がかりとなるものであった。

【００１６】本発明の目的は、電源設備容量及び電源高
調波を低減することが可能で、小型で安価な，より信頼
性の高いインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することに
ある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的は、交流電源を
受電しこれを整流するコンバータ回路と、このコンバー
タ回路の出力電圧を高周波の交流に交換するインバータ
回路と，このインバータ回路の出力電圧を昇圧する高電
圧変圧器と，この高電圧変圧器の出力電圧を整流する高
電圧整流回路と，この高電圧整流回路の出力電圧である
直流電圧を印加してＸ線を放射するＸ線管とを備えたイ
ンバータ式Ｘ線高電圧装置において、上記コンバータ回
路は、自己消弧可能なスイッチング素子とこのスイッチ
ング素子と逆並列に接続されたダイオードから成る二組
のスイッチングモジュールを直列に接続したスイッチン
グモジュール直列接続体と、このスイッチングモジュー
ル直列接続体と並列に二つのコンデンサを直列に接続し
たコンデンサ直列接続体とで構成され、前記スイッチン
グモジュール直列接続体の接続点に交流リアクトルの一
端を接続し、この交流リアクトルの他の一端と前記コン
デンサ直列接続体の接続点に上記交流電源を接続し、こ
の交流電源の電圧と位相差及び前記コンデンサ直列接続
体の両端の電圧の設定値との誤差に応じて上記二組のス
イッチングモジュールをパルス幅変調制御して前記交流
電源の電圧と電流の位相を一致させると共に前記コンデ
ンサ直列接続体の両端の電圧を設定値に制御するパルス
幅変調制御回路を具備し、前記コンデンサ直列接続体の
両端の電圧を上記インバータ回路に入力することによっ
て達成される。

【００１８】このように構成されたインバータ式Ｘ線高
電圧装置は、二つの自己消弧可能なスイッチング素子及
びダイオードと二つのコンデンサと一つの交流リアクト
ルとから成る最少の回路構成のコンバータ回路で交流電
源の電流と電圧の位相差及び二つのコンデンサの両端電
圧（インバータ回路の入力電圧）の設定値との誤差に応
じて前記スイッチング素子をパルス幅変調制御し、交流
電源の電流と電圧の位相を一致させると共に上記インバ
ータ回路の入力電圧を設定値と等しくなるように制御す
る。これにより、交流電源の電流と電圧の位相が一致
し、かつ電流波形は歪みのない正弦波となる。従って、
力率は改善されて皮相電力は小さくなり、電源設備容量
を小さくでき、かつ電源高調波も除去される。

【００１９】上記のコンバータ回路は、従来のフルブリ
ッジ型や混合ブリッジ型のパルス幅変調制御方式のコン
バータ回路と比較しても、小型軽量・安価にでき、１相
をダイオードで構成した混合ブリッジ型とは異なって、
電力回生ができ、相電流がゼロ付近でも相電流波形をよ
り正弦波に近づけることができるので、特に透視時のよ
うに長時間にわたってＸ線を曝射する場合には電力消費
量を低減できるので有利となる。

【００２０】そして、通常、交流電源にはＶ相接地のも
のが用いられ、上記のフルブリッジ型，混合ブリッジ型
のコンバータ回路に対しては、コンバータ回路の片側の
ブリッジの中点を接地する。このことから、上記フルブ
リッジ型，混合ブリッジ型コンバータ回路の正側の出力
端子は、直流出力電圧をＶＤＣとして、アースから見て
ゼロボルトからＶＤＣボルトまでの範囲で、またコンバ
ータ回路の負側の出力端子は、−ＶＤＣボルトからゼロ
ボルトの範囲で大きく変化してスイッチングノイズを発
生し、このノイズで誤動作を起こすこともあった。しか
し、本構成とすることにより、コンバータ回路の平滑コ
ンデンサ（コンデンサ直列接続体）の中点をアース電位
に落とすことができるので、コンバータ回路の正側の出
力端子は、直流出力電圧をＶＤＣとして、アースから見
ておおよそゼロボルトからＶＤＣ／２ボルトまでの範囲
で、またコンバータ回路の負側の出力端子は、−ＶＤＣ
／２ボルトからゼロボルトの範囲でしか変化しないこと
になる。つまり、フルブリッジ型，混合ブリッジ型と比
較してその変化範囲はほぼ二分の一で収まることにな
り、スイッチングノイズに対してもそれだけ強い回路方
式とする事ができる点で有利となる。

【００２１】また、上記コンバータ回路の昇圧機能を利
用して、インバータ回路の入力電圧を最適な値まで高く
する。これによって、高電圧変圧器の巻数比を少なくす
ることによる小型化のみならず、この高電圧変圧器の漏
れ磁束も小さくしなって電力損失が低減して効率が向上
する。そして、この効率向上とインバータ回路の入力電
圧を高くすることによる回路の電流低減によりインバー
タ回路も小型化することができ、さらにスイッチングノ
イズも低減するので信頼性も向上する。

【００２２】また、自己消弧可能なスイッチング素子と
このスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード
から成る二組のスイッチングモジュールを直列に接続し
たスイッチングモジュール直列接続体を二組並列に接続
若しくは一組で上記インバータ回路を構成し、これらの
二組並列に接続若しくは一組のスイッチングモジュール
を直列接続体と上記コンバータ回路のスイッチングモジ
ュール直列接続体と並列に接続して三相スイッチングモ
ジュール若しくは単相スイッチングモジュールを構成す
る。

【００２３】このように構成された三相スイッチングモ
ジュール若しくは単相スイッチングモジュールを用いて
コンバータ回路及びインバータ回路を構成することによ
り、主回路部品に要するスペースとコストが低減でき、
その上、コンバータ回路とインバータ回路間の配線のイ
ンダクタンスが低減して、スイッチング時のサージ電圧
の低減による信頼性向上とスイッチング素子の損失低減
によるこの素子の冷却実装の簡単化を図ることができ
る。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施例を説明する。図１は、本発明によるインバータ式Ｘ
線高電圧装置の第１の実施例を示す構成図である。この
Ｘ線高電圧装置は、商用電源を直流に変換するコンバー
タ回路の出力電圧（直流電圧）をインバータ回路を用い
て高周波の交流電圧に変換し、その出力電圧を変圧器で
昇圧した後整流して直流の高電圧をＸ線管に印加してＸ
線を放射するもので、コンバータ回路１と，インバータ
回路２と，高電圧変圧器３と，高電圧整流回路４と，高
電圧ケーブル５と，Ｘ線管６と，コンバータ制御回路９
及びインバータ制御回路１０等で構成される。

【００２５】次に上記構成要素のそれぞれの機能につい
て簡単に説明する。上記コンバータ回路１は、直流電圧
を供給する装置であり、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用
の交流電源３０の交流電圧を整流するものである。イン
バータ回路２は、上記コンバータ回路１から出力された
直流電圧を受電して高周波の交流電圧に変換すると共に
管電圧を制御するものである。インバータ回路２は、上
記コンバータ回路１から出力された直流電圧を受電して
高周波の交流電圧に変換すると共に管電圧を制御するも
のである。

【００２６】高電圧変圧器３は、上記インバータ回路２
からの交流電圧を昇圧するものであり、その一次側がイ
ンバータ回路２の出力に接続されている。Ｘ線管６は、
上記高電圧整流回路４からの出力電圧を高電圧ケーブル
５を介してＸ線を放射するもので、高電圧整流回路４の
出力側に接続されている。さらに、上記コンバータ回路
１は、上記交流電源３０の電流と電圧の位相及びコンバ
ータ回路１の出力電圧の設定値と実際の出力電圧との差
に応じて前記コンバータ回路１のスイッチング素子であ
るＩＧＢＴ１３，１４をパルス幅変調制御し、前記交流
電源３０の電流と電圧の位相を一致させると同時に、前
記コンバータ回路１の出力電圧を前記設定値に一致させ
るように制御信号Ｓ１を生成するものである。

【００２７】また、上記インバータ制御回路１０は、目
標管電圧信号Ｖｒと管電圧検出信号Ｖｘを入力して目標
管電圧信号Ｖｒと管電圧検出信号Ｖｘとを比較演算し上
記Ｘ線管６の管電圧が目標管電圧と一致するように制御
信号Ｓ２を生成するものである。なお、２６はインバー
タ回路２の出力側に挿入された共振用コンデンサで、高
電圧変圧器３の漏れインダクタンスの影響で高周波の電
流が上記高電圧変圧器３の巻線に十分に流れないことを
改善する目的で挿入してあり、上記の必要のない場合は
挿入しなくてもよい。

【００２８】続いて、本発明の要部であるコンバータ回
路１及びインバータ回路２の構成と機能について図１を
用いて説明する。１１，１２は商用電源３０の片側の１
相を中点として直列接続されコンデンサ，１３〜１８は
電力用半導体スイッチ，ここではＩＧＢＴであり、１９
〜２４はＩＧＢＴ１３〜１８にそれぞれ逆並列に接続さ
れたダイオードである。これらＩＧＢＴ１３，１４及び
ダイオード１９，２０とはコンデンサ１１，１２と共に
コンバータ回路１を構成し、またＩＧＢＴ１５〜１８及
びダイオード２１〜２４とはインバータ回路２を構成し
ている。そして、本実施例においては、コンバータ回路
１及びインバータ回路２に用いるスイッチングモジュー
ル（ＩＧＢＴとこれと逆並列接続のダイオード）には同
種のものが適用でき、しかもそれらの向きを揃えること
ができるため、ＩＧＢＴとそれに逆並列接続されたダイ
オードの組が合計６個（２組の直列接続体を３組並列接
続）内蔵された三相スイッチングモジュール２５を適用
して小型化とコスト低減を図っている。また、このよう
に三相スイッチングモジュールを適用することによりコ
ンバータ回路１とインバータ回路２との間の配線のイン
ダクタンス分を低減してスイッチングによるサージ電圧
を低減し、これによってスイッチング損失も低減してい
る。

【００２９】そして、７は相間に挿入されたコンデンサ
であり、コンバータ回路１のスイッチングによる高周波
の電源変動が電源側に戻ることを防ぐ目的で設けられて
おり、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
８は商用電源３０とコンバータ回路２との間に挿入した
交流リアクトルであり、後述するようにコンバータ回路
１に昇圧機能を持たせると同時に、コンバータ回路１の
スイッチングによって生じる電圧変動が電源側に戻らな
いように設けたものである。以下、上述の構成の本発明
装置の要部における動作を説明するが、コンバータ回路
１以降の動作は従来装置と同様であるので、その説明は
省略する。

【００３０】本発明装置は、自己消弧可能なスイッチン
グ素子を用いてコンバータ回路１を構成した点に大きな
特徴があるので、このコンバータ回路１の動作を図２を
用いて説明する。

【００３１】図２には、この回路における全ての動作モ
ードを示してある。相電流の向きについて分類すれば、
（ａ）と（ｂ）は相電流が正の時であり、（ｃ）と
（ｄ）は相電流が負の場合である。また、スイッチの動
作状態で分類すれば（ａ）と（ｃ）は、上側のスイッチ
がオン、下側のスイッチがオフの状態であり、（ｂ）と
（ｄ）は、上側のスイッチがオフ、下側のスイッチがオ
ンの状態である。そして、コンデンサ１１あるいは１２
の充電，放電の動作で言えば（ａ）と（ｄ）がコンデン
サを充電（出力電圧が増加）するモードであり、（ｂ）
と（ｃ）はコンデンサが放電（出力電圧が減少：電源側
に電力を回生するモード）するモードである。なお、こ
のコンバータ制御の基本的なアルゴリズムとしては上側
のスイッチ１３と下側のスイッチ１４とは交互にオン／
オフを繰り返す動作である。

【００３２】まず、出力電圧の制御と昇圧動作について
説明する。相電流が正の時について考えると、（ａ）と
（ｂ）の充電／放電モードの時間比を制御することで出
力電圧が制御できるが、スイッチのスイッチングのたび
に電流の経路が変わり、その都度電源電圧はコンデンサ
１１あるいは１２を介して短絡し、相電流が急激に増加
すると同時に交流リアクトル８の両端の電圧は大きく増
加することになる（交流リアクトル８の両端の電圧はＬ
ｕ・ｄｉｕ／ｄｔ、ただしＬｕは交流リアクトル８のイ
ンダクタンスの値）。

【００３３】この状態で、充電モード（ａ）とすること
により、リアクトル８の両端に高い電圧が発生している
ので、これが電源電圧に加わることによってコンデンサ
１１が高い電圧になるまで充電される。これによって交
流電源電圧のピーク値以上の高い電圧を得ること（昇圧
動作：理論的には無限大の電圧が得られるが、実際には
交流リアクトル８やスイッチング素子の損失等によって
制約がある）が可能となる。また相電流の向きが逆
（負）の場合にも上述したものと同様である。

【００３４】次に相電流の制御と高力率化について説明
する。出力圧ＶＤＣの中点ａを基準電位（アース）と
し、上側のスイッチ１３のコレクタ側の電位を＋ＶＤＣ
／２，下側のスイッチ１４のエミッタ側の電位を―ＶＤ
Ｃ／２とする。また、交流電源３０の１周期に対する上
側のスイッチ１３がオンする時間の割合をここではデュ
ーティと呼ぶが、このデューティを制御することがすな
わち上述した充電／放電モードの比率を制御することと
同一である。

【００３５】上側のスイッチ１３と下側のスイッチ１４
の中点ａの電位は、上側のスイッチ１３と下側のスイッ
チ１４がそれぞれ交互にオンするたびに、＋ＶＤＣ／
２，―ＶＤＣ／２となる。従って、デューティを制御す
ると、中点ａの平均電位を＋ＶＤＣ／２〜―ＶＤＣ／２
に制御でき、上記のように中点ａの平均電位を制御する
と、出力電圧のみならず交流リアクトル８に流れる電流
ｉｕも制御できる。また、交流電源電圧を観測し、この
波形と相電流とが同じ位相になるようにパルス幅変調制
御をすることによって、上記交流電源電圧とほぼ同じ位
相の相電流波形とすることが可能となり、コンバータ回
路１は高力率の電力を受電できることになる。なお、本
コンバータ回路１は、相電流の正負が反転する際（例え
ばモード（ａ）→モード（ｃ）に移行する場合）にも同
じ電流経路で相電流の向きを反転させることで電流値を
連続的に制御できるので、相電流値がゼロ付近でも相電
流波形を正弦波状に制御することができる。

【００３６】図５に本発明装置における単相交流電源３
０の相電流とパルス幅変調信号の波形図を示す。このパ
ルス幅変調制御の変調周波数を高くすることや交流側の
フィルタの定数を調節する等により、一層滑らかな正弦
波電流が得られる。

【００３７】このようにしてインバータ回路の入力電圧
を高くして、高電圧変圧器の巻数比の低減及びインバー
タ回路の電流低減を図り、前記高電圧変圧器及びインバ
ータ回路の小型化が可能となる。また、交流電源の電圧
と電流の位相の一致による高力率化と相電流の正弦波化
によって電源設備容量の低減と電源高調波の低減に大き
く寄与するものである。

【００３８】次に、コンバータ回路１とインバータ回路
２を三相スイッチングモジュールで一体化してこれらの
回路の小型化とこれらの回路間の配線インダクタンスの
低減によるスイッチングノイズの低減について説明す
る。通常、電力用半導体スイッチング素子メーカが用意
しているスイッチング素子の耐圧の種類は、１２００Ｖ
の下が６００Ｖであるなど比較的粗くなっているのに対
し、電流定格については例えば５０Ａ，７５Ａ，１００
Ａ，１５０Ａ，２００Ａ，３００Ａ，４００Ａというよ
うに比較的細かく区分されている。従来装置において
は、例えば単相２００Ｖ電源を用いる場合は、コンバー
タ回路の出力電圧は倍電圧整流回路（図３）の場合でも
最大で４５０Ｖ程度であったが、スイッチング素子の耐
圧は１２００Ｖを採用しており、スイッチング時や異常
動作時のサージ電圧を考慮しても耐圧の点では余裕があ
りすぎた。

【００３９】しかし、１２００Ｖ耐圧の下の６００Ｖ耐
圧のものでは余裕がなく、スペックダウンができず、サ
イズの大きな１２００Ｖ耐圧のものを採用せざるを得な
い場合があった。

【００４０】そこで、本発明によってインバータ回路の
入力電圧を素子耐圧相応の電圧にまで昇圧し、その分イ
ンバータ回路の電流を低減して（最終的な出力電力は電
圧×電流の値にほぼ比例するので、電圧を高めればその
分電流値を小さくできる）細かく分類された電流定格を
選べば、Ｘ線高電圧装置の定格に応じた最適なスイッチ
ング素子を選択することが出来るようになる。このよう
にしてスイッチング素子を選択し、かつコンバータ回路
１及びインバータ回路２を一個の三相スイッチングモジ
ュールで実装すれば、これらの回路の小型化とこれらの
回路間の配線インダクタンスを低減することができ、ス
イッチングノイズの低減及びスイッチング素子を冷却す
るための実装が簡単になり、回路が大幅に小型化する。
さらに、図１のコンバータ回路１を用いることにより、
コンバータ回路１の平滑コンデンサ１１，１２の中点を
アース電位に落とすことができるので、コンバータ回路
１の正側の出力端子は、直流出力電圧をＶＤＣとして、
アースから見ておおよそゼロボルトからＶＤＣ／２ボル
トまでの範囲で、またコンバータ回路１の負側の出力端
子は、−ＶＤＣ／２ボルトからゼロボルトの範囲、つま
りフルブリッジ型，混合ブリッジ型と比較してほぼ二分
の一の範囲の電圧変化で済むので、スイッチングノイズ
に対してもそれだけ強い回路方式とすることができる。

【００４１】図７に上記したコンバータ回路１とハーフ
ブリッジ型のインバータ回路４０を組み合わせたインバ
ータ式Ｘ線高電圧装置を示す。このインバータ式Ｘ線高
電圧装置のインバータ回路４０は、ＩＧＢＴ５０及びこ
れに逆並列接続されたダイオード６０とＩＧＢＴ５１及
びこれに逆並列接続されたダイオード６１の直列接続体
の接続点を直列共振コンデンサ２６の一端に接続し、コ
ンデンサ１１と１２の接続点に高電圧変圧器３の一次巻
線の一端を接続してハーフブリッジ型のインバータ回路
を構成している。その他は図１と同じであるのでその説
明は省略する。

【００４２】このハーフブリッジ型のインバータ回路４
０の出力電圧は、図１のフルブリッジ型の１／２となる
ので、高電圧変圧器３に入力する電圧をフルブリッジ型
と同じにするためにはインバータ回路４０の入力電圧、
すなわちコンバータ回路１の出力電圧を図１の場合の２
倍になるようにコンバータ回路１の動作点を設定すれば
良い。このようにするとインバータ回路の電流を図１と
同一にできるので、コンバータ回路１及びインバータ回
路４０以外は図１と同一にできる。

【００４３】また、コンバータ回路１及びインバータ回
路４０に用いるスイッチには同種のものが適用でき、し
かもそれらの向きを揃えることができるため、ＩＧＢＴ
とそれに逆並列接続されたダイオードの組が合計４個
（２組の直列接続体を２組並列接続）内蔵された単相ス
イッチングモジュール７０を適用して、図１のものより
もさらなる小型化と低コスト化を図ることができる。さ
らに、このように単相スイッチングモジュールを適用す
ることによりコンバータ回路１とインバータ回路２との
間の配線のインダクタンス分を低減してスイッチングに
よるサージ電圧を低減し、これによってスイッチング損
失も低減できることは図１の実施例と同様である。

【００４４】

【発明の効果】以上、説明したように本発明によれば以
下の効果が得られる。

【００４５】（１）コンバータ回路のパルス幅変調制御
の効果 交流電源の電圧と電流の位相が一致し、かつ前記交流電
源の電流を正弦波にできるので、力率を高くして交流電
源の設備容量の低減と電源高調波の低減による周辺機器
への影響を除去できる。

【００４６】（２）コンバータ回路の昇圧機能の効果 最少の構成のコンバータ回路でインバータ回路の入力電
圧をスイッチング素子耐電圧相応の電圧にまで昇圧して
インバータ回路の電流を低減し、細かく分類された電流
定格の素子を選べば、Ｘ線高電圧装置の定格に応じた最
適なスイッチング素子を選択できるので、インバータ回
路の小型化が可能となる。これと共に高電圧変圧器の巻
数比も少なくなるの高電圧変圧器の小型化が図れ、更に
高電圧変圧器の巻数比の大幅低減によって漏れ磁束が低
減し、これによって生じる変圧器の損失低減によりイン
バータ回路及び高電圧変圧器は一層小型にできる。

【００４７】（３）コンバータ回路とインバータ回路の
一体化の効果 コンバータ回路はその素子数が２個で構成できるので、
フルブリッジ型のインバータ回路を適用の場合は、コン
バータ回路とインバータ回路のスイッチング素子数は６
個で済み、２組のスイッチング素子の直列接続体を３組
並列接続したものを一体化した三相スイッチングモジュ
ールが適用できる。また、ハーフブリッジ型のインバー
タ回路を適用した場合は、コンバータ回路とインバータ
回路のスイッチング素子数は４個で済み、２組のスイッ
チング素子の直列接続体を２組並列接続したものを一体
化した単相スイッチングモジュールが適用できる。した
がって、コンバータ回路及びインバータ回路はモジュー
ル化されてこれらの回路の大幅な小型化が可能となる。
また、このようにモジュール化することによって、コン
バータ回路とインバータ回路間の配線のインダクタンス
が低減するので、スイッチングノイズとスイッチング素
子の損失が低減し、ノイズ吸収と素子の冷却実装の簡単
化による回路の一層の小型化とＸ線高電圧装置の信頼性
向上に大きく貢献する。

【００４８】（４）接地（アース）方法の効果 本発明のコンバータ回路の平滑コンデンサの中点をアー
ス電位に落とすことができるので、コンバータ回路の正
側の出力の端子は、直流出力電圧をＶＤＣとして，アー
スから見ておおよそゼロボルトからＶＤＣ／２ボルトま
での範囲で、またコンバータ回路の負側の出力端子は、
−ＶＤＣ／２ボルトからゼロボルトの範囲、つまり従来
フルブリッジ型及び混合ブリッジ型と比較してほぼ二分
の一範囲の電圧変化に留まり、スイッチングノイズに対
してもそれだけ強い回路方式とする事ができ、装置の信
頼性が向上する。

【００４９】以上の効果をまとめると、小型化，電源設
備容量低減，信頼性向上（ノイズ低減，電源高調波低
減）となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施例によるインバータ式Ｘ線
高電圧装置の回路構図である。

【図２】本発明の図１のコンバータ回路の動作を説明す
るための図である。

【図３】従来の単相倍電圧整流方式のコンバータ回路を
示す図である。

【図４】従来のサイリスタ又はダイオードによる全波整
流方式のコンバータ回路を用いた場合の単相交流電源の
電流と電圧の波形図である。

【図５】本発明の図１のコンバータ回路を用いた場合の
単相交流電源の電流とパルス幅変調信号の波形図であ
る。

【図６】従来の混合ブリッジ型の昇圧機能を有するコン
バータ回路を用いた場合の単相交流電源の電流波形図で
ある。

【図７】本発明の第二の実施例によるインバータ式Ｘ線
高電圧装置の回路構成図である。

【符号の説明】

１ コンバータ回路 ２ インバータ回路（フルブリッジ型） ３ 高電圧変圧器 ４ 高電圧整流回路 ６ Ｘ線管 ７ コンデンサ ８ 交流リアクトル ９ コンバータ制御回路 １０ インバータ制御回路 １１，１２ コンデンサ １３〜１８，５０，５１ ＩＧＢＴ １９〜２４，６０，６１ ダイオード ２５ 三相モジュール ３０ 単相交流電源 ４０ インバータ回路（ハーフブリッジ型） ７０ 単相モジュール

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を受電しこれを整流するコンバ
   ータ回路と，このコンバータ回路の出力電圧を高周波の
   交流に変換するインバータ回路と，このインバータ回路
   の出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と，この高電圧変圧
   器の出力電圧を整流する高電圧整流回路と，この高電圧
   整流回路の出力電圧である直流高電圧を印加してＸ線を
   放射するＸ線管とを備えたインバータ式Ｘ線高電圧装置
   において、上記コンバータ回路は、自己消弧可能なスイ
   ッチング素子とこのスイッチング素子と逆並列に接続さ
   れたダイオードから成る二組のスイッチングモジュール
   を直列に接続したスイッチングモジュール直列接続体
   と，このスイッチングモジュール直列接続体と並列に二
   つのコンデンサを直列に接続したコンデンサ直列接続体
   とで構成され、前記スイッチングモジュール直列接続体
   の接続点に交流リアクトルの一端を接続し、この交流リ
   アクトルの他の一端と前記コンデンサ直列接続体の接続
   点に上記交流電源を接続し、この交流電源の電圧と電流
   の位相差及び前記コンデンサ直列接続体の両端の電圧の
   設定値との誤差に応じて上記二組のスイッチングモジュ
   ールをパルス幅変調制御して前記交流電源の電圧と電流
   の位相を一致させると共に前記コンデンサ直列接続体の
   両端の電圧を設定値に制御するパルス幅変調制御回路を
   具備し、前記コンデンサ直列接続体の両端の電圧を前記
   インバータ回路に入力することを特徴とするインバータ
   式Ｘ線高電圧装置。
2. 【請求項２】 上記スイッチングモジュール直列接続体
   を二組並列に接続若しくは一組で上記インバータ回路を
   構成し、これら二組並列に接続若しくは一組のスイッチ
   ングモジュール直列接続体と上記コンバータ回路のスイ
   ッチングモジュール直列接続体とを並列に接続して三相
   スイッチングモジュール若しくは単相スイッチングモジ
   ュールを構成し、これを上記コンバータ回路及びインバ
   ータ回路に用いたことを特徴とする請求項１に記載のイ
   ンバータ式Ｘ線高電圧装置。