JP3644610B2 - インバータ式x線高電圧装置 - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を一旦、直流に変換し、この直流をインバータを用いて高周波の交流に変換し、その出力電圧を高電圧変圧器で昇圧すると共に整流して直流の高電圧を発生し、これをX線管に印加してX線を放射させるインバータ式X線高電圧装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来この種のインバータ式X線高電圧装置は、図6に示すように商用の3相交流電源U,V,Wからの交流電圧をダイオード40〜45で構成された3相全波整流回路(以下、単にコンバータと呼ぶ)1′で直流電圧に変換し、これをコンデンサ6で平滑してインバータ2へ入力していた。
インバータ2は、コンデンサ7と高電圧変圧器5の漏れインダクタンスとの共振現象を利用してインバータ2の位相差と周波数を制御することにより負荷であるX線管4に管電圧を印加するものである。すなわち、インバータ2から出力された交流電圧を上記高電圧変圧器5で昇圧し、これを高電圧整流回路3で高電圧の直流に変換してX線管4に印加していた。
コンバータ1′の出力電圧は、U,V,Wの線間電圧のピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ6の容量とインバータ2へ供給する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√2の範囲になり、積極的にこれを制御することはできない。
【0003】
なお図6において、インバータ2は実際の管電圧値Vx を検出し、これと目標値 kVrとをインバータ制御回路32に入力してインバータ2の位相差と周波数を求め、これを制御する。管電流は、フィラメント加熱回路(図示せず)によってX線管4のフィラメントの温度を調節することによって制御する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来装置では、コンバータ1′の出力電圧、すなわちインバータ2の入力電圧を任意に設定することができず、これによって、インバータ2で大きな電力損失が発生したり、電磁ノイズが生じるという問題点があった。
また、交流電源U,V,Wからコンバータ1′に供給される電流が急峻に変化し、電源電圧に電圧歪み生じさせたり、皮相電力が大きくなって電源設備の負担が大きくなるという問題点もあった。以下、これらの問題点について詳細に説明する。
【0005】
まず、インバータ2の入力電圧を任意に設定できないために電力損失と電磁ノイズが生じる問題点について説明する。
図7はインバータ2の位相差によってインバータ2の出力電圧を制御し、結果として、管電圧を制御する原理を説明するためのインバータ動作を示すタイミング図である。図6におけるインバータ2の各スイッチ16〜19は、図7(a)〜(d)に示すように、スイッチ16に対してスイッチ19を位相差φ1だけ遅らせ、スイッチ17に対してスイッチ18を位相差φ1だけ遅らせてオン,オフする。また上下のスイッチ、すなわちスイッチ16と17、スイッチ18と19とは位相を90゜ずらしてオン,オフする。このとき、インバータ2の出力側に接続されたコンデンサ7と高電圧変圧器5の漏れインダクタンスとで共振電流が流れ、スイッチ16〜19と逆並列ダイオード26〜29とに流れる電流は、各々図7(e)〜(h)に示すようになる。また、インバータ2の出力電圧は図7(j)に示すように、出力電流は図7(i)に示すようになる。
【0006】
図8は、このときの位相差φと管電圧の関係を示している。位相差φが小さいほど高い管電圧が出力され、φが180゜で出力がゼロになる。また、X線管4に流れる電流(以下、管電流という)が大きい時と小さい時では同じ位相差でも出力電圧が異なる。更に、この図8ではコンバータ出力電圧(管電圧)が低いときの特性を実線で、コンバータ出力電圧(管電圧)が高いときは点線で示している。
このように位相差φか、コンバータ出力電圧を変化させることによって所望の管電圧を得ることができる。例えば管電流が小さい時、ある管電圧を得るには、コンバータ出力電圧を低くし位相差をφ1としてもよいし、コンバータ出力電圧を高くしておいて位相差をφ2としてもよいことになる。
【0007】
次に図7に戻り、コンバータ出力電圧の大きさによって、インバータ2のスイッチ16〜19の電流と電圧波形が異なることを説明する。
図7において、点線で示す波形は、コンバータ出力電圧が高いときの各部の電流と電圧を示している。コンバータ出力電圧が高いときは、位相差をφ1より大きいφ2として、スイッチ16と19、あるいはスイッチ17と18の重なりを小さくし、インバータの出力電圧を図7(j)の点線に示すようにすることによって、結果的に所望の管電圧を得る。
しかしこのとき、インバータ2を構成するスイッチ16〜19には、図7(e)〜(h)の点線で示すような波形で電流が流れる。これは、スイッチ16,17についてはターンオフ、スイッチ18,19についてはターンオンする電流が大きいばかりでなく、電流のピーク値も大きくなり、コンバータ出力電圧が低い場合に比べてスイッチ16〜19や高電圧変圧器5で発生する損失や電磁ノイズは著しく大きい。
【0008】
そして従来装置は、図6で示したように、コンバータ1′がダイオードで構成されているために、インバータ2の入力電圧を適正に制御して位相差φを小さく、すなわち、インバータ2で生じるスイッチ16〜19の損失や電磁ノイズを最小化することができなかった。このため、特にX線管4に供給する電力が小さいときに、インバータ2のスイッチ16〜19が発熱したり、電磁ノイズによってこのインバータ式装置周辺にある図示しないモニタや各種画像処理装置などに悪影響を与えるものであった。
次に、ダイオード40〜45による全波整流回路で構成されたコンバータ1′を用いている従来装置において、交流入力電流が急峻に変化し、皮相電力が大きくなったり交流電源U,V,Wに大きな歪みを生じさせる問題点について説明する。
【0009】
図9は、従来装置についてU相の交流入力電圧(ここでは、線間電圧ではなく相電圧で表現している)と交流入力電流を表している。ダイオード40〜45で整流し、平滑コンデンサ6で出力電圧を平滑するコンバータ1′では、交流入力電流はピークが大きく尖った波形になる。このように急峻な電流によって、図9に示すように相電圧に歪みを生じさせる。この電圧歪みは、同じ電源設備(図示せず)に接続された周囲の機器の電源電圧をも変動させ、故障や誤動作の原因になった。
また図9で、各時刻における相電圧と交流入力電流との積から求められる皮相電力は非常に大きく、実際にエネルギとしてインバータ式X線高電圧装置に取り込むことのできる有効電力との比にあたる力率(=有効電力/皮相電力)は0.3〜0.8程度である。したがって、実際に必要な電力の1.3〜3倍もの皮相電力を電源設備から供給しなければならず、電源設備の設置や保守に多大な経費を要していた。
【0010】
また、前述したようにコンバータ1′の出力電圧は、U,V,Wの線間電圧のピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ6の容量とインバータ2へ供給する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√2の範囲になり、積極的にこれを制御することはできない。これを解決するため、特願平5−194544号及び特願平6−3092号の発明が提案されているが、特願平5−194544号の発明による方式(以下、この方式を昇圧型コンバータと呼ぶ)においては、出力電圧をおよそ交流電源の相間電圧以上の電圧にしか設定することができず、また、特願平6−3092号の発明では、出力電圧を交流電源U,V,Wの相間電圧以下の電圧にしか設定することができない方式(以下、この方式を降圧型コンバータと呼ぶ)であった。このため、交流電源U,V,Wの電圧値の違いによっては、望ましい出力電圧を得ることができなかった。すなわち従来、X線高電圧装置に用いる3相交流電源U,V,Wとしては、主に200V系と400V系があるが、上述した理由により、200V系の電源設備に対しては昇圧型コンバータを、400V系の電源に対しては降圧型のコンバータを適用する必要がある等、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分けなければならなく、この点の改善が望まれていた。
【0011】
請求項1の発明の目的は、インバータで生じる損失と電磁ノイズを低減し、また電源電圧の歪みと皮相電力を低減することのできるインバータ式X線高電圧装置を提供することにある。
請求項2の発明の目的は、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分ける必要のない実用上、極めて便利なインバータ式X線高電圧装置を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明の目的は、交流電源を受電しこれを整流するコンバータと、このコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整流してX線管に印加する高電圧整流回路と、目標管電圧値を入力しこれと上記X線管の実際の管電圧値が一致するように上記インバータを制御するインバータ制御回路とを備えてなるインバータ式X線高電圧装置において、
上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオードと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リアクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデンサとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路を設けることによって達成される。
請求項1の発明によれば、交流電源に接続された自己消弧可能なスイッチにより交流電源から供給させる電流を適宜制御することができる。これによって、急峻な変化や高いピーク電流を抑制しつつ電力を受電することができ、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができ、このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。また、コンバータの出力電圧を任意に制御することができるので、コンバータの出力電圧を調整して最適化し、インバータのスイッチで生じる損失と電磁ノイズを最小限に抑制できることになる。
【0013】
請求項2の発明の目的は、上記コンバータに、そのスイッチの動作モードとして、直流コンデンサの正側へ電流を流す各相の自己消弧可能なスイッチのうち常にいずれか1つは導通状態とし、かつ直流コンデンサの負側より交流電源側へ電流を流す自己消弧可能なスイッチのうち常に1つは導通状態とする第1動作モードと、自己消弧可能なスイッチの全てがオフ状態にある第2動作モードとをもたせることによって達成される。
コンバータに、上記のような2つのモードをもたせることにより、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなり、実用上、極めて便利なものとなる。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図1は、本発明によるインバータ式X線高電圧装置の第1の実施例を示す回路図である。この図1において、51〜53は交流電源U,V,Wの各相U,V,Wに挿入したリアクトルである。61〜63はリアクトル51〜53に接続されたコンデンサで、このコンデンサ51〜53はスター結線されている。
10〜15は自己消弧可能なスイッチ、ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(以下、IGBTという)、20〜25はIGBT10〜15に直列に接続されたダイオードである。これらIGBT10〜15とダイオード20〜25で各々自己消弧型スイッチを構成し、それら6組の自己消弧型スイッチで3相のフルブリッジ回路を構成している。
【0015】
54は直流リアクトル、6は平滑用の直流コンデンサ(平滑コンデンサともいう)である。上述フルブリッジ回路及びこれら直流リアクトル54、ダイオード30及び直流コンデンサ6とからコンバータ1が構成される。
7はインバータ2の出力側に挿入された共振用コンデンサ、5はインバータ2と共振用コンデンサ7とに接続され、インバータ出力電圧を昇圧し高周波の交流高電圧を発生するための高電圧変圧器、3は高電圧変圧器5の2次側に接続された高電圧整流回路、4は高電圧整流回路3に接続されたX線管である。
31はコンバータ1のIGBT10〜15を制御するコンバータ制御回路で、詳細を後述する。32はX線管4の両端の電圧(実際の管電圧値)Vx を検出し、これと目標値 kVrとによりインバータ2のIGBT16〜19を制御するインバータ制御回路である。
【0016】
以下、上述構成の本発明装置の動作を説明するが、平滑コンデンサ6以降の各部の動作については従来装置と同様であるのでその説明を省略する。
すなわち本発明装置は、自己消弧可能なスイッチを用いてコンバータ1を構成した点に大きな特徴があるもので、まず、このコンバータ1の動作について図2を併用して説明する。図2はコンバータ1のIGBT10〜15の動作(スイッチング動作)を概念的に示したタイミング図である。
【0017】
コンバータ1は、上記フルブリッジ回路の動作によって、直流リアクトル54を交流入力側に接続する「交流側接続モード」と直流入力側に接続する「直流側接続モード」とを有し、コンバータ1の直流リアクトル54は、上記2つのモードが交互に選択されながら作動するもので、前者の「交流側接続モード」期間に電源側から入力されたエネルギを一旦蓄え、後者の「直流側接続モード」期間にそのエネルギを直流コンデンサ6に放出する。コンバータ出力電圧は、上記「交流側接続モード」と「直流側接続モード」を選択する時比率によって制御する。上記IGBT10〜15は、「交流側接続モード」においては、以下の規則(1)〜(3)に従って一定周期毎にオン,オフ動作させる。一方、「直流側接続モード」においては全てのIGBT10〜15はオフである。なお、この実施例では、説明を簡単にするためにIGBT10〜15は一定周期毎に動作させているが、必ずしもそうである必要はない。
【0018】
(1)下側のIGBT10,12,14の少なくとも1つはオンさせ、上側のIGBT11,13,15の少なくとも1つはオンさせることによって、リアクトル54に連続的に電流を流す。
(2)図2において、例えば区間Iのとき、U相から供給する電流を増加させたいときには、IGBT10のオン時間を長くする。同様にV相から供給する電流を増加させたいときは、IGBT14のオン時間を長くする。そして残りの時間はIGBT12をオンさせる。
(3)この期間、IGBT13はオンさせておく。
コンバータ制御回路31は、上記動作原理に基づいてコンバータ1を構成するスイッチであるIGBT10〜15のオン,オフを制御するもので、コンバータ出力電圧の目標値V1 に一致するように、コンバータ1の出力電圧(平滑コンデンサ6の両端の電圧Vc )を検出して上記制御をするものである。
このように、本発明装置は、図2中、区間I〜VIに対応して図2に示すようにコンバータ1(IGBT10〜15)を制御するもので、これにより、交流入力電流は自由に制御できるようになり、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができる。また、出力電圧の制御範囲は、原理的には相間電圧よりも低くすることも高くすることも可能であり、例えば、3相200V,400V等に対しても、皮相電力を最小化した状態で一定の出力電圧を得ることができ、多様な電源設備(交流電源電圧値)に対応可能である。
【0019】
図3は、本発明の上述第1の実施例における交流電源U,V,Wの相電圧と入力電流波形を示す図で、この図3で示すように、本発明によれば電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。
また、交流入力電流が制御可能になると、結果的にコンバータ1の出力電圧を調整して最適化可能となり、インバータ2での損失と電磁ノイズを低減できることになる。
【0020】
なお交流リアクトル51〜53は、本発明装置の電源設備(図示せず)のインダクタンスと、コンバータ1のスイッチングによって生じる電圧変動を電源側へ戻さないように、必要に応じて付加したリアクトルとを表わすもので、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
コンデンサ61〜63も同様に、リアクトル51〜53と共にコンバータ1のスイッチングによる高周波の電圧変動を電源側へ戻すことを防ぐため、また、リアクトル51〜53に流れる電流を連続させてサージ電圧の発生することを防ぐ目的で設けてあり、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
ダイオード20〜25は、IGBT10〜15に流れる電流が一定方向になるように、また、逆電圧がかからないように挿入してある。ゲート・ターンオフ・サイリスタ(GTO)に代表されるように、元々一方向にしか電流を流せないスイッチを用いた場合には不要である。
【0021】
図4は、本発明装置の第2の実施例として、交流電源U,V,Wとコンバータ1との接続部の上記コンデンサ61〜63を線間に挿入した場合を示す回路図である。これらのコンデンサ61〜63の接続方法はデルタ型でもスター型でもよい。
【0022】
図5は、第3の実施例として、本発明を単相交流電源用のインバータ式X線高電圧装置に適用した場合を示す回路図である。単相交流電源U,Wでは、IGBT10〜15とダイオード20〜25による4組の自己消弧型スイッチでコンバータ1を構成する。入力の各相には、リアクトル51と53、線間にコンデンサ61を挿入し、電源側へ高周波の電圧変動が戻ることを防いでいる。リアクトル54と平滑コンデンサ6は第1の実施例と同様である。
【0023】
なお上述実施例では、コンバータ1を構成するスイッチとしてIGBTを用いたが、IGBTに代えて、バイポーラトランジスタ、電解効果トランジスタ(MOS−FET)等の他の自己消弧型のスイッチを用いてもよい。また、MOSコントロールドサイリスタ( MCT)、ゲートターンオフサイリスタ(GTO)等のように逆方向に電流が流れないスイッチを使用した場合には、IGBTに接続された逆電流阻止用のダイオードは不要となる。
また上述実施例では、インバータ2が位相差によって管電圧を制御する方式であったが、パルス幅変調や周波数変調等、他の制御方式であってもよい。またインバータ2では管電圧を制御せず、単に直流−交流変換だけを行い、コンバータ1で管電圧を制御するようにしてもよい。
更に上述実施例では、インバータ2の出力側に共振用コンデンサ7を設けたが、これは必ずしもなくてよい。
【0024】
【発明の効果】
請求項1の発明によれば、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができる。このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。また、コンバータの出力電圧を調整して最適化し、インバータでの損失と電磁ノイズを低減できるという効果がある。
請求項2の発明によれば、コンバータに2つの動作モードをもたせ、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなったので、実用上、極めて便利になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明装置の第1の実施例を示す回路図である。
【図2】図1中のコンバータのIGBTの動作を示すタイミング図である。
【図3】本発明装置による相電圧,交流入力電流の波形図である。
【図4】本発明装置の第2の実施例の要部を示す回路図である。
【図5】本発明装置の第3の実施例の要部を示す回路図である。
【図6】従来装置を示す回路図である。
【図7】図6中のインバータの動作を示すタイミング図である。
【図8】図7中の位相差φと管電圧の関係を示すグラフである。
【図9】従来装置による相電圧,交流入力電流の波形図である。
【符号の説明】
U,V,W…交流電源、1,1′…コンバータ、2…インバータ、3…高電圧整流回路、4…X線管、5…高電圧変圧器、6…直流コンデンサ(平滑コンデンサ)、7…共振コンデンサ、10〜19…スイッチ(IGBT)、20〜29…ダイオード、31… コンバータ制御回路、32… インバータ制御回路、54…直流リアクトル、61〜63…コンデンサ。
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を一旦、直流に変換し、この直流をインバータを用いて高周波の交流に変換し、その出力電圧を高電圧変圧器で昇圧すると共に整流して直流の高電圧を発生し、これをX線管に印加してX線を放射させるインバータ式X線高電圧装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来この種のインバータ式X線高電圧装置は、図6に示すように商用の3相交流電源U,V,Wからの交流電圧をダイオード40〜45で構成された3相全波整流回路(以下、単にコンバータと呼ぶ)1′で直流電圧に変換し、これをコンデンサ6で平滑してインバータ2へ入力していた。
インバータ2は、コンデンサ7と高電圧変圧器5の漏れインダクタンスとの共振現象を利用してインバータ2の位相差と周波数を制御することにより負荷であるX線管4に管電圧を印加するものである。すなわち、インバータ2から出力された交流電圧を上記高電圧変圧器5で昇圧し、これを高電圧整流回路3で高電圧の直流に変換してX線管4に印加していた。
コンバータ1′の出力電圧は、U,V,Wの線間電圧のピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ6の容量とインバータ2へ供給する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√2の範囲になり、積極的にこれを制御することはできない。
【0003】
なお図6において、インバータ2は実際の管電圧値Vx を検出し、これと目標値 kVrとをインバータ制御回路32に入力してインバータ2の位相差と周波数を求め、これを制御する。管電流は、フィラメント加熱回路(図示せず)によってX線管4のフィラメントの温度を調節することによって制御する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来装置では、コンバータ1′の出力電圧、すなわちインバータ2の入力電圧を任意に設定することができず、これによって、インバータ2で大きな電力損失が発生したり、電磁ノイズが生じるという問題点があった。
また、交流電源U,V,Wからコンバータ1′に供給される電流が急峻に変化し、電源電圧に電圧歪み生じさせたり、皮相電力が大きくなって電源設備の負担が大きくなるという問題点もあった。以下、これらの問題点について詳細に説明する。
【0005】
まず、インバータ2の入力電圧を任意に設定できないために電力損失と電磁ノイズが生じる問題点について説明する。
図7はインバータ2の位相差によってインバータ2の出力電圧を制御し、結果として、管電圧を制御する原理を説明するためのインバータ動作を示すタイミング図である。図6におけるインバータ2の各スイッチ16〜19は、図7(a)〜(d)に示すように、スイッチ16に対してスイッチ19を位相差φ1だけ遅らせ、スイッチ17に対してスイッチ18を位相差φ1だけ遅らせてオン,オフする。また上下のスイッチ、すなわちスイッチ16と17、スイッチ18と19とは位相を90゜ずらしてオン,オフする。このとき、インバータ2の出力側に接続されたコンデンサ7と高電圧変圧器5の漏れインダクタンスとで共振電流が流れ、スイッチ16〜19と逆並列ダイオード26〜29とに流れる電流は、各々図7(e)〜(h)に示すようになる。また、インバータ2の出力電圧は図7(j)に示すように、出力電流は図7(i)に示すようになる。
【0006】
図8は、このときの位相差φと管電圧の関係を示している。位相差φが小さいほど高い管電圧が出力され、φが180゜で出力がゼロになる。また、X線管4に流れる電流(以下、管電流という)が大きい時と小さい時では同じ位相差でも出力電圧が異なる。更に、この図8ではコンバータ出力電圧(管電圧)が低いときの特性を実線で、コンバータ出力電圧(管電圧)が高いときは点線で示している。
このように位相差φか、コンバータ出力電圧を変化させることによって所望の管電圧を得ることができる。例えば管電流が小さい時、ある管電圧を得るには、コンバータ出力電圧を低くし位相差をφ1としてもよいし、コンバータ出力電圧を高くしておいて位相差をφ2としてもよいことになる。
【0007】
次に図7に戻り、コンバータ出力電圧の大きさによって、インバータ2のスイッチ16〜19の電流と電圧波形が異なることを説明する。
図7において、点線で示す波形は、コンバータ出力電圧が高いときの各部の電流と電圧を示している。コンバータ出力電圧が高いときは、位相差をφ1より大きいφ2として、スイッチ16と19、あるいはスイッチ17と18の重なりを小さくし、インバータの出力電圧を図7(j)の点線に示すようにすることによって、結果的に所望の管電圧を得る。
しかしこのとき、インバータ2を構成するスイッチ16〜19には、図7(e)〜(h)の点線で示すような波形で電流が流れる。これは、スイッチ16,17についてはターンオフ、スイッチ18,19についてはターンオンする電流が大きいばかりでなく、電流のピーク値も大きくなり、コンバータ出力電圧が低い場合に比べてスイッチ16〜19や高電圧変圧器5で発生する損失や電磁ノイズは著しく大きい。
【0008】
そして従来装置は、図6で示したように、コンバータ1′がダイオードで構成されているために、インバータ2の入力電圧を適正に制御して位相差φを小さく、すなわち、インバータ2で生じるスイッチ16〜19の損失や電磁ノイズを最小化することができなかった。このため、特にX線管4に供給する電力が小さいときに、インバータ2のスイッチ16〜19が発熱したり、電磁ノイズによってこのインバータ式装置周辺にある図示しないモニタや各種画像処理装置などに悪影響を与えるものであった。
次に、ダイオード40〜45による全波整流回路で構成されたコンバータ1′を用いている従来装置において、交流入力電流が急峻に変化し、皮相電力が大きくなったり交流電源U,V,Wに大きな歪みを生じさせる問題点について説明する。
【0009】
図9は、従来装置についてU相の交流入力電圧(ここでは、線間電圧ではなく相電圧で表現している)と交流入力電流を表している。ダイオード40〜45で整流し、平滑コンデンサ6で出力電圧を平滑するコンバータ1′では、交流入力電流はピークが大きく尖った波形になる。このように急峻な電流によって、図9に示すように相電圧に歪みを生じさせる。この電圧歪みは、同じ電源設備(図示せず)に接続された周囲の機器の電源電圧をも変動させ、故障や誤動作の原因になった。
また図9で、各時刻における相電圧と交流入力電流との積から求められる皮相電力は非常に大きく、実際にエネルギとしてインバータ式X線高電圧装置に取り込むことのできる有効電力との比にあたる力率(=有効電力/皮相電力)は0.3〜0.8程度である。したがって、実際に必要な電力の1.3〜3倍もの皮相電力を電源設備から供給しなければならず、電源設備の設置や保守に多大な経費を要していた。
【0010】
また、前述したようにコンバータ1′の出力電圧は、U,V,Wの線間電圧のピーク値を最大電圧として、平滑コンデンサ6の容量とインバータ2へ供給する電力に応じてやや電圧が下がり、線間電圧と同程度を最低電圧として、ほぼ線間電圧〜線間電圧×√2の範囲になり、積極的にこれを制御することはできない。これを解決するため、特願平5−194544号及び特願平6−3092号の発明が提案されているが、特願平5−194544号の発明による方式(以下、この方式を昇圧型コンバータと呼ぶ)においては、出力電圧をおよそ交流電源の相間電圧以上の電圧にしか設定することができず、また、特願平6−3092号の発明では、出力電圧を交流電源U,V,Wの相間電圧以下の電圧にしか設定することができない方式(以下、この方式を降圧型コンバータと呼ぶ)であった。このため、交流電源U,V,Wの電圧値の違いによっては、望ましい出力電圧を得ることができなかった。すなわち従来、X線高電圧装置に用いる3相交流電源U,V,Wとしては、主に200V系と400V系があるが、上述した理由により、200V系の電源設備に対しては昇圧型コンバータを、400V系の電源に対しては降圧型のコンバータを適用する必要がある等、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分けなければならなく、この点の改善が望まれていた。
【0011】
請求項1の発明の目的は、インバータで生じる損失と電磁ノイズを低減し、また電源電圧の歪みと皮相電力を低減することのできるインバータ式X線高電圧装置を提供することにある。
請求項2の発明の目的は、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分ける必要のない実用上、極めて便利なインバータ式X線高電圧装置を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明の目的は、交流電源を受電しこれを整流するコンバータと、このコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整流してX線管に印加する高電圧整流回路と、目標管電圧値を入力しこれと上記X線管の実際の管電圧値が一致するように上記インバータを制御するインバータ制御回路とを備えてなるインバータ式X線高電圧装置において、
上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオードと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リアクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデンサとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路を設けることによって達成される。
請求項1の発明によれば、交流電源に接続された自己消弧可能なスイッチにより交流電源から供給させる電流を適宜制御することができる。これによって、急峻な変化や高いピーク電流を抑制しつつ電力を受電することができ、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができ、このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。また、コンバータの出力電圧を任意に制御することができるので、コンバータの出力電圧を調整して最適化し、インバータのスイッチで生じる損失と電磁ノイズを最小限に抑制できることになる。
【0013】
請求項2の発明の目的は、上記コンバータに、そのスイッチの動作モードとして、直流コンデンサの正側へ電流を流す各相の自己消弧可能なスイッチのうち常にいずれか1つは導通状態とし、かつ直流コンデンサの負側より交流電源側へ電流を流す自己消弧可能なスイッチのうち常に1つは導通状態とする第1動作モードと、自己消弧可能なスイッチの全てがオフ状態にある第2動作モードとをもたせることによって達成される。
コンバータに、上記のような2つのモードをもたせることにより、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなり、実用上、極めて便利なものとなる。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図1は、本発明によるインバータ式X線高電圧装置の第1の実施例を示す回路図である。この図1において、51〜53は交流電源U,V,Wの各相U,V,Wに挿入したリアクトルである。61〜63はリアクトル51〜53に接続されたコンデンサで、このコンデンサ51〜53はスター結線されている。
10〜15は自己消弧可能なスイッチ、ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(以下、IGBTという)、20〜25はIGBT10〜15に直列に接続されたダイオードである。これらIGBT10〜15とダイオード20〜25で各々自己消弧型スイッチを構成し、それら6組の自己消弧型スイッチで3相のフルブリッジ回路を構成している。
【0015】
54は直流リアクトル、6は平滑用の直流コンデンサ(平滑コンデンサともいう)である。上述フルブリッジ回路及びこれら直流リアクトル54、ダイオード30及び直流コンデンサ6とからコンバータ1が構成される。
7はインバータ2の出力側に挿入された共振用コンデンサ、5はインバータ2と共振用コンデンサ7とに接続され、インバータ出力電圧を昇圧し高周波の交流高電圧を発生するための高電圧変圧器、3は高電圧変圧器5の2次側に接続された高電圧整流回路、4は高電圧整流回路3に接続されたX線管である。
31はコンバータ1のIGBT10〜15を制御するコンバータ制御回路で、詳細を後述する。32はX線管4の両端の電圧(実際の管電圧値)Vx を検出し、これと目標値 kVrとによりインバータ2のIGBT16〜19を制御するインバータ制御回路である。
【0016】
以下、上述構成の本発明装置の動作を説明するが、平滑コンデンサ6以降の各部の動作については従来装置と同様であるのでその説明を省略する。
すなわち本発明装置は、自己消弧可能なスイッチを用いてコンバータ1を構成した点に大きな特徴があるもので、まず、このコンバータ1の動作について図2を併用して説明する。図2はコンバータ1のIGBT10〜15の動作(スイッチング動作)を概念的に示したタイミング図である。
【0017】
コンバータ1は、上記フルブリッジ回路の動作によって、直流リアクトル54を交流入力側に接続する「交流側接続モード」と直流入力側に接続する「直流側接続モード」とを有し、コンバータ1の直流リアクトル54は、上記2つのモードが交互に選択されながら作動するもので、前者の「交流側接続モード」期間に電源側から入力されたエネルギを一旦蓄え、後者の「直流側接続モード」期間にそのエネルギを直流コンデンサ6に放出する。コンバータ出力電圧は、上記「交流側接続モード」と「直流側接続モード」を選択する時比率によって制御する。上記IGBT10〜15は、「交流側接続モード」においては、以下の規則(1)〜(3)に従って一定周期毎にオン,オフ動作させる。一方、「直流側接続モード」においては全てのIGBT10〜15はオフである。なお、この実施例では、説明を簡単にするためにIGBT10〜15は一定周期毎に動作させているが、必ずしもそうである必要はない。
【0018】
(1)下側のIGBT10,12,14の少なくとも1つはオンさせ、上側のIGBT11,13,15の少なくとも1つはオンさせることによって、リアクトル54に連続的に電流を流す。
(2)図2において、例えば区間Iのとき、U相から供給する電流を増加させたいときには、IGBT10のオン時間を長くする。同様にV相から供給する電流を増加させたいときは、IGBT14のオン時間を長くする。そして残りの時間はIGBT12をオンさせる。
(3)この期間、IGBT13はオンさせておく。
コンバータ制御回路31は、上記動作原理に基づいてコンバータ1を構成するスイッチであるIGBT10〜15のオン,オフを制御するもので、コンバータ出力電圧の目標値V1 に一致するように、コンバータ1の出力電圧(平滑コンデンサ6の両端の電圧Vc )を検出して上記制御をするものである。
このように、本発明装置は、図2中、区間I〜VIに対応して図2に示すようにコンバータ1(IGBT10〜15)を制御するもので、これにより、交流入力電流は自由に制御できるようになり、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができる。また、出力電圧の制御範囲は、原理的には相間電圧よりも低くすることも高くすることも可能であり、例えば、3相200V,400V等に対しても、皮相電力を最小化した状態で一定の出力電圧を得ることができ、多様な電源設備(交流電源電圧値)に対応可能である。
【0019】
図3は、本発明の上述第1の実施例における交流電源U,V,Wの相電圧と入力電流波形を示す図で、この図3で示すように、本発明によれば電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。
また、交流入力電流が制御可能になると、結果的にコンバータ1の出力電圧を調整して最適化可能となり、インバータ2での損失と電磁ノイズを低減できることになる。
【0020】
なお交流リアクトル51〜53は、本発明装置の電源設備(図示せず)のインダクタンスと、コンバータ1のスイッチングによって生じる電圧変動を電源側へ戻さないように、必要に応じて付加したリアクトルとを表わすもので、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
コンデンサ61〜63も同様に、リアクトル51〜53と共にコンバータ1のスイッチングによる高周波の電圧変動を電源側へ戻すことを防ぐため、また、リアクトル51〜53に流れる電流を連続させてサージ電圧の発生することを防ぐ目的で設けてあり、動作原理上は必ずしも必要とするものではない。
ダイオード20〜25は、IGBT10〜15に流れる電流が一定方向になるように、また、逆電圧がかからないように挿入してある。ゲート・ターンオフ・サイリスタ(GTO)に代表されるように、元々一方向にしか電流を流せないスイッチを用いた場合には不要である。
【0021】
図4は、本発明装置の第2の実施例として、交流電源U,V,Wとコンバータ1との接続部の上記コンデンサ61〜63を線間に挿入した場合を示す回路図である。これらのコンデンサ61〜63の接続方法はデルタ型でもスター型でもよい。
【0022】
図5は、第3の実施例として、本発明を単相交流電源用のインバータ式X線高電圧装置に適用した場合を示す回路図である。単相交流電源U,Wでは、IGBT10〜15とダイオード20〜25による4組の自己消弧型スイッチでコンバータ1を構成する。入力の各相には、リアクトル51と53、線間にコンデンサ61を挿入し、電源側へ高周波の電圧変動が戻ることを防いでいる。リアクトル54と平滑コンデンサ6は第1の実施例と同様である。
【0023】
なお上述実施例では、コンバータ1を構成するスイッチとしてIGBTを用いたが、IGBTに代えて、バイポーラトランジスタ、電解効果トランジスタ(MOS−FET)等の他の自己消弧型のスイッチを用いてもよい。また、MOSコントロールドサイリスタ( MCT)、ゲートターンオフサイリスタ(GTO)等のように逆方向に電流が流れないスイッチを使用した場合には、IGBTに接続された逆電流阻止用のダイオードは不要となる。
また上述実施例では、インバータ2が位相差によって管電圧を制御する方式であったが、パルス幅変調や周波数変調等、他の制御方式であってもよい。またインバータ2では管電圧を制御せず、単に直流−交流変換だけを行い、コンバータ1で管電圧を制御するようにしてもよい。
更に上述実施例では、インバータ2の出力側に共振用コンデンサ7を設けたが、これは必ずしもなくてよい。
【0024】
【発明の効果】
請求項1の発明によれば、交流入力電流を正弦波状に変化させ、かつ、相電圧に同期させることができる。このため、有害な電源電圧の歪みと皮相電力を低減することができる。また、コンバータの出力電圧を調整して最適化し、インバータでの損失と電磁ノイズを低減できるという効果がある。
請求項2の発明によれば、コンバータに2つの動作モードをもたせ、使用する電源設備(交流電源電圧値)によって異なる型のコンバータを使い分ける必要がなくなったので、実用上、極めて便利になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明装置の第1の実施例を示す回路図である。
【図2】図1中のコンバータのIGBTの動作を示すタイミング図である。
【図3】本発明装置による相電圧,交流入力電流の波形図である。
【図4】本発明装置の第2の実施例の要部を示す回路図である。
【図5】本発明装置の第3の実施例の要部を示す回路図である。
【図6】従来装置を示す回路図である。
【図7】図6中のインバータの動作を示すタイミング図である。
【図8】図7中の位相差φと管電圧の関係を示すグラフである。
【図9】従来装置による相電圧,交流入力電流の波形図である。
【符号の説明】
U,V,W…交流電源、1,1′…コンバータ、2…インバータ、3…高電圧整流回路、4…X線管、5…高電圧変圧器、6…直流コンデンサ(平滑コンデンサ)、7…共振コンデンサ、10〜19…スイッチ(IGBT)、20〜29…ダイオード、31… コンバータ制御回路、32… インバータ制御回路、54…直流リアクトル、61〜63…コンデンサ。
Claims (2)
- 交流電源を受電しこれを整流するコンバータと、このコンバータ側からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整流してX線管に印加する高電圧整流回路と、目標管電圧値を入力しこれと上記X線管の実際の管電圧値が一致するように上記インバータを制御するインバータ制御回路とを備えてなるインバータ式X線高電圧装置において、
上記コンバータは、自己消弧可能なスイッチを用いたフルブリッジ回路と、このフルブリッジ回路の直流出力端に並列に接続された直流リアクトルと、この直流リアクトルの入力側端子にカソード側端子を接続したダイオードと、このダイオードのアノード側端子及び上記直流リアクトルの出力側端子相互間に接続された直流コンデンサとを備えてなり、当該コンバータをその出力電圧が目標電圧値に一致するように制御するコンバータ制御回路を具備することを特徴とするインバータ式X線高電圧装置。 - 上記コンバータは、そのスイッチの動作モードとして、直流コンデンサの正側へ電流を流す各相の自己消弧可能なスイッチのうち常にいずれか1つは導通状態とし、かつ直流コンデンサの負側より交流電源側へ電流を流す自己消弧可能なスイッチのうち常に1つは導通状態とする第1動作モードと、自己消弧可能なスイッチの全てがオフ状態にある第2動作モードとをもつことを特徴とする請求項1に記載のインバータ式X線高電圧装置。
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