JP6335889B2 - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータのための制御モード - Google Patents

共振型ｄｃ−ｄｃコンバータのための制御モード Download PDF

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Description

本発明は、電力コンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、Ｘ線装置、及びインバータ制御方法に係る。
Ｘ線発生装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、低ＤＣ入力電圧（例えば、４００Ｖ）を高ＤＣ出力電圧（最大１６０ｋＶ）に変換するために使用されてよい。例えば、そのようなＤＣ−ＤＣコンバータは、可変な周波数を有するＡＣ電圧を生成する制御可能なインバータと、高ＡＣ電圧を生成する変圧器と、Ｘ線管に供給される高ＤＣ出力電圧を生成する整流器とを有してよい。
Ｘ線発生のための電力インバータは、共振負荷回路をしばしば駆動する。特に、医用診断用途は、見かけ上の無負荷から最大電力までの極めて広い範囲においてＸ線管への出力電力を制御する必要があり得る。インバータの電力半導体スイッチの１又はそれ以上の切替イベントは、共振電流振動のあらゆる半サイクルにおいて然るべく制御されるべきである。
例えば、国際公開第２００６／１１４７１９（Ａ１）号パンフレット（特許文献１）は、共振回路へ接続されたフルブリッジインバータを備えたＤＣ−ＤＣコンバータを示す。３つの制御モードが定義され、出力電力を制御するために使用される。
しかしながら、特に、極めて低い管出力電力（例えば、無負荷、Ｘ線管の閉鎖グリッド）に関し、コントローラは、共振回路の振幅を強く共振させることを意味する散乱効果を発生させることがある。その結果、望ましくない、高電圧での有意な低周波リップルが起こる。
国際公開第２００６／１１４７１９（Ａ１）号パンフレット
本発明の目的は、広い電力出力及び滑らかな出力電圧をＤＣ−ＤＣコンバータに備えることであってよい。
上記の目的は、独立請求項の対象によって達成される。更なる、例となる実施形態は、従属請求項及び以下の記載から明らかである。
本発明の態様は、電力コンバータに係る。
本発明に従って、当該電力コンバータは、半導体スイッチを備えるインバータと、該インバータと結合される共振回路と、前記インバータの前記半導体スイッチをスイッチング状態へと切り替えるコントローラとを有する。前記コントローラは、周期的な共振電流が前記共振回路で生成されるように、前記インバータを複数のスイッチング状態の間で周期的に切り替えるよう構成される。前記スイッチング状態は、前記共振回路を短絡するフリーホイーリングスイッチング状態を含んでよい。前記コントローラは、あるスイッチング状態が前記周期的な共振電流の特定の周期点に関連する時点で前記インバータへ適用されるように、前記複数のスイッチング状態の切替イベントを前記周期的な共振電流と同期させるよう構成される。
そのようにして、当該電力コンバータの出力電力は制御されてよい。
本発明に従って、前記コントローラは、前記共振（負荷）回路から前記インバータの入力部へフィードバックされる全電力が前記インバータの前記入力部から前記共振負荷回路へフィードフォワードされる全電力と（ほぼ）均衡するように、前記複数のスイッチング状態を適用するよう構成される。これに関連して、“均衡する（balanced）”は、フィードバックワード電力がフィードフォワード電力とほぼ同じ大きさであること、及び／又はそれら２つの電力が互いを相殺することを意味してよい。そのようにして、わずかの電力総量しか共振回路へ又は共振回路から転送され得ない。
フィードフォワード電力及びフィードバックワード電力が特定のスイッチングモードの適用によってうまく均衡することは、本発明の基本的な考えと見なされてよい。スイッチングモードは、より少ない量の有効電力しか共振負荷回路へ供給しない。低出力電力は低電流振幅による動作を意味するので、上記の特許文献１で記載されるように零電流スイッチング条件を貫くことは、もはや不要である。動作モードは、共振電流のエンベロープ形状を平滑化して、高ＤＣ出力電圧のリップルを低減し得る。
例えば、低電力モードにおいて、特定の周期点としての共振電流の零交差が決定され、インバータは、零交差より前の所定の第１の時間周期で電力フォワード状態へ又は電力バックワード状態へ切り替えられ、そして、インバータは、零交差より後の所定の第２の時間周期でフリーホイーリングスイッチング状態へ切り替えられる。
例えば、ピーク電流モードにおいて、共振電流のピークが特定の周期点として決定され、インバータは、共振電流の決定されたピークで電力フォワード状態又は電力バックワード状態へ切り替えられる。
本発明の更なる態様は、ＤＣ−ＤＣコンバータと、そのような電力コンバータを有するＸ線装置とに係る。
本発明の更なる態様は、インバータを制御する方法に係る。先に且つ以下で記載される方法の特徴は、先に且つ以下で記載される電力コンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ及びＸ線装置の特徴であってよいことが理解されるべきある。
本発明の実施形態に従って、当該方法は、前記インバータへ結合された共振回路において周期的な共振電流が生成されるように、複数のスイッチング状態の間で前記インバータを周期的に切り替えるステップと、あるスイッチング状態が前記周期的な共振電流の特定の周期点に関連する時点で前記インバータへ適用されるように、前記複数のスイッチング状態の切替イベントを前記周期的な共振電流と同期させるステップとを有する。
本発明の実施形態に従って、当該方法は、前記共振回路から前記インバータの入力部へフィードバックされる全電力が前記インバータの前記入力部から前記共振回路へフィードフォワードされる全電力と均衡するように、前記複数のスイッチング状態を適用するステップを有する。
本発明のそれら及び他の態様は、以降で記載される実施形態から明らかであり、それらを参照して説明される。
本発明の実施形態に従うＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。 本発明の更なる実施形態に従うＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。 本発明の実施形態に従う半導体スイッチによる概略図を示す。 本発明の実施形態に従うＸ線装置の概略図を示す。 本発明の実施形態に従うコントローラのためのスイッチングモードを示す図を示す。 本発明の実施形態に従うコントローラのためのスイッチングモードを示す図を示す。 本発明の実施形態に従うコントローラのためのスイッチングモードを示す図を示す。 本発明の実施形態に従うコントローラのためのスイッチングシーケンスを示す図を示す。 本発明の実施形態に従うＤＣ−ＤＣコンバータによって転送される電力による図を示す。
以下、本発明の実施形態は、添付の図面を参照して、より詳細に記載される。
原理上は、同じ部分は、図において、同じ参照符号を与えられる。
図１は、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃを有するＤＣ源に対する入力接続１２と、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを供給するＤＣ負荷用の出力接続１４とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータ１０を示す。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は共振型電力コンバータ１６を有し、共振型電力コンバータ１６はＤＣリンクキャパシタＣ１を介して入力接続１２へ接続されている。
共振型コンバータ１６は、キャパシタＣ１へ及び入力接続１２へ並列に接続された２つのハーフブリッジ２０ａ、２０ｂを有するフルブリッジインバータ１８を有する。夫々のハーフブリッジ２０ａ、２０ｂは、直列に接続された上下のブランチを有する。例えば、ハーフブリッジ２０ａの上側ブランチは、並列接続された半導体スイッチＳ１、フリーホイーリングダイオードＤ１、及びスナバキャパシタＣｓ１を有する。残りのブランチは、同じく、半導体スイッチＳ２、Ｓ３、Ｓ４と、フリーホイーリングダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４と、スナバキャパシタＣｓ２、Ｃｓ３、Ｃｓ４とを有する。
本発明の実施形態に従って、電力コンバータ１６は、半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を備えるインバータ１８と、インバータ１８に結合される共振回路２２とを有する。
本発明の実施形態に従って、インバータ１８はフルブリッジインバータであり、ＤＣリンク入力１２へ並列に接続された２つのハーフブリッジ２０ａ、２０ｂを有する。
本発明の実施形態に従って、夫々のハーフブリッジ２０ａ、２０ｂは２つのブランチを有し、夫々のブランチｘ＝１・・・４は、並列接続された半導体スイッチＳｘ、フリーホイーリングダイオードＤｘ、及びスナバキャパシタＣｓｘを有する。例えば、ハーフブリッジ２０ａの上側ブランチは、半導体スイッチＳ１、フリーホイーリングダイオードＤ１、及びスナバキャパシタＣｓ１を有する。
共振回路２２は、ハーフブリッジ２０ａ、２０ｂの上下のブランチの間に接続されている。
本発明の実施形態に従って、共振回路２２はインダクタＬｒｅｓ、キャパシタＣｒｅｓ、及び変圧器２４の一次巻線を有し、それらは直列接続されている。また、直並列共振負荷回路の他の構成が、本発明の制御スキームによって動かされてよい。
本発明の実施形態に従って、共振回路２２は、直列接続されたインダクタＬｒｅｓ及びキャパシタＣｒｅｓを有する。
本発明の実施形態に従って、変圧器２４の１又はそれ以上の一次巻線は、共振回路２２のインダクタの部分である。変圧器の一次巻線の漏れインダクタンスは、共振負荷回路２２の全体の直列インダクタンスに寄与してよい。
変圧器２４の二次巻線は整流器トポロジ２６へ接続されており、整流器トポロジ２６は、出力接続１４のためにＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。
本発明の実施形態に従って、整流器２６は、ダイオードの４つのブリッジを有するフルブリッジ整流器２６を有してよい。夫々の整流器ダイオードは、高い阻止電圧を生成するために直列に接続される多数のダイオードデバイスに相当してよい。
本発明の実施形態に従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、電力コンバータ１６と、共振回路におけるＡＣ電圧から高ＡＣ電圧を生成する変圧器２４と、変圧器からの高ＡＣ電圧から高ＤＣ電圧Ｖｏｕｔを生成する整流器２６とを有する。
平滑化キャパシタＣ２は、出力接続１４へ並列に接続されている。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の、特に、インバータ１６のための、コントローラ３０は、共振回路２２での電流ｉｒｅｓ及び／又はインバータ１８の出力部での電圧Ｖｔａｎｋを測定しており、インバータ１６の半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のためのスイッチングスキーマを決定する。電力コンバータの目標出力電力は、コントローラ３０の入力パラメータであってよく、スイッチングスキーマは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の実際の出力電力が目標出力電力と一致するように決定されてよい。
本発明の実施形態に従って、コントローラ３０は、共振回路２２における共振電流ｉｒｅｓを測定するよう構成される。
図２は、共振回路２２’及び整流器トポロジ２６’において図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１０と相違するＤＣ−ＤＣコンバータ１０’の更なる実施形態を示す。
共振回路２２’は、変圧器２４の一次巻線に関して対称であり、２つのインダクタＬｒｅｓ／２及び２つのキャパシタ２Ｃｒｅｓを有する。
高電圧整流器２６’は、例えば、コッククロフト（Cockcroft）、ウォルトン（Walton）、グライナッヘル（Greinacher）又はデロン（Delon）に従う、電圧増倍トポロジを有する。
図３は、インバータ１８のために使用され得るスイッチング素子又は半導体スイッチの実施形態を示す。インバータ１８において、あらゆるデバイスＳ１、Ｓ１’は半導体スイッチとして使用されてよく、半導体スイッチは、順方向においてアクティブに遮断され得るが、逆導通性である。
例えば、スイッチＳ１（又は全ての他のスイッチ）はＭＯＳＦＥＴを有してよく、それらの構造に起因して逆導通性である。１又は全てのスイッチのための代替案として、スイッチＳ１’は、１又はそれ以上の逆並列（フリーホイーリング）ダイオードを含むＩＧＢＴモジュールを有する。加えて、ＳｉＣデバイスがスイッチとして適用されてよい。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の応用として、図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０を有するＸ線装置４０を示す。例えば、Ｘ線装置４０は、医療目的のＣＴ（Computer Tomograph）又は何らかの他のＸ線システムであってよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力接続１２は、電力網４４に接続されて入力電圧Ｖｄｃを供給する整流器４２によって給電される。出力接続１４は、Ｘ線管４６を有する負荷に接続されている。
本発明の実施形態に従って、Ｘ線装置４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０と、高ＤＣ電圧Ｖｏｕｔを供給されるＸ線管４６とを有する。
図５は、コントローラ３０の特定のスイッチングモードにおいて、時間ｔにわたる共振回路２２における共振電流ｉｒｅｓ及び／又はインバータ１８の出力部での電圧Ｖｔａｎｋによる図を示す。共振電流ｉｒｅｓは、周期電流が共振回路２２において生成されるように制御される。
加えて、図５は、インバータ１８の切替コマンドを生成するために使用されるインバータコマンド（“＋”）及び時間周期を示す。３つの異なるインバータコマンド又はスイッチング状態“＋”、“０”、“−”が存在し、これらは以下で説明される。電流ｉｒｅｓは周期長さＴ及びＴ／２の半サイクル長さを有する。
コントローラ３０は位相角エンコーダ４８又は位相角モジュール４８を有してよく、これは、例えば、共振電流ｉｒｅｓの零交差５２を決定するよう、且つ、インバータ１８の切替時点又は切替イベントを決定するよう構成される。後者の決定は、共振電流ｉｒｅｓの零交差より前のリードタイムｔｓに基づいてよい。図５において、半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、Ｔ／２−ｔｓで及びＴ−ｔｓで新たなスイッチング状態（すなわち、開放又は閉成）へ切り替えられる。
半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のスイッチング状態は、コントローラ３０のスイッチングモジュール５０によって決定されてよい。
スイッチングモジュール５０は、共振電流ｉｒｅｓの零交差を検出するよう構成される零電流検出モジュール４９と、スイッチングモジュール５０を遅延させる遅延時間を生成するよう構成されるラグタイムモジュール５１とによって、トリガされてよい。
本発明の実施形態に従って、電力コンバータ１６は、インバータ１８の半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を複数のスイッチング状態に切り替えるコントローラ３０を有する。
コントローラ３０は、異なるスイッチング状態又は動作状態において動作してよい。
“＋”によって特定され得る（第１の）電力フォワードレベル又は状態において、インバータ１８は、ＤＣリンク回路から共振回路２２へ電力を供給する。
“０”によって特定され得る（第２の）フリーホイーリングレベル又は状態において、インバータ１８は如何なる実効電力も転送しない。
“−”によって特定され得る（第３の）電力バックワードレベル又は状態において、インバータ１８は、共振回路２２からＤＣリンク１２へ実効電力を返す。
第１の電力フォワード状態において、インバータ１８は、共振電流ｉｒｅｓのハーフサイクルの大部分で、電圧Ｖｔａｎｋが電流ｉｒｅｓと同じ符号又は極性を有するように切り替えられる。電力フォワード状態におけるスイッチＳ１乃至Ｓ４のスイッチング状態は、切り替えが行われるべき時点での共振電流ｉｒｅｓの極性に依存することが、留意されるべきである。
例えば、図５に示されるように、正のハーフサイクルの間、スイッチＳ１及びＳ４はオンされ、一方、残り２つのスイッチＳ２、Ｓ３はオフされ、それにより、正の共振電流ｉｒｅｓが直接Ｓ１及びＳ４を通って流れる。正の電圧Ｖｔａｎｋ＝＋Ｖｄｃが共振回路に印加される。結果として、エネルギは入力接続１２から共振回路２２へ転送され、共振電流は、その振幅が増大するように励起される。時間Ｔ／２−ｔｓ（位相角モジュール４８によって決定される。）で、スイッチング状態は、Ｓ２及びＳ３がオンされて導通し、一方、Ｓ１及びＳ４がオフされるように変化し、その結果、負の電圧Ｖｔａｎｋ＝−Ｖｄｃが現れる。このスイッチング状態は、負の半サイクルを通じてほぼそのままであり、時間Ｔ−ｔｓ後に、スイッチング状態は、正の半サイクルのスイッチング状態に戻る。
本発明の実施形態に従って、スイッチング状態は、ＤＣ電圧Ｖｄｃが切替時点での共振電流ｉｒｅｓと同じ極性を有して共振回路２２へ印加されるところの電力フォワード状態を含む。
第２のフリーホイーリング状態（図５には図示されていないが、図６において“０”により示される。）は、共振電流ｉｒｅｓの方向（極性）ごとに２つである４つの起こり得るスイッチング状態によって達成可能である。例えば、スイッチＳ１のみがオンされる場合は、正の共振電流ｉｒｅｓは、スイッチＳ１と、導通している逆並列のフリーホイーリングダイオードＤ３とを流れる。フリーホイーリング状態は、循環電流フローによって特徴付けられてよい。印加される共振電圧Ｖｔａｎｋが０である（Ｖｔａｎｋ＝０）ので、ｉｒｅｓの振幅を励起するか又は弱めるよう入力接続１２から共振回路２２へ流れ込む更なるエネルギは、存在しない。同様の結果は、Ｓ４のみがオンされ、その場合にｉｒｅｓがＳ４及びＤ２を流れる場合に、得られる。負の共振電流に関し、同等のスイッチング状態は、Ｓ１、Ｓ４がオフされてＳ３はどちらでもよい間にオンされるＳ２、又はＳ１、Ｓ４がオフされてＳ２はどちらでもよい間にオンされるＳ３によって、与えられる。
本発明の実施形態に従って、スイッチング状態は、ＤＣ電圧Ｖｄｃが、切替時点での共振電流ｉｒｅｓと逆の極性を有して共振回路２２へ印加されるところの電力バックワード状態を含む。
第３の電力バックワード状態において、正及び負の共振電流ｉｒｅｓに関し、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４はオフされる。正の共振電流ｉｒｅｓはダイオードＤ２及びＤ３を流れる。印加される電圧Ｖｔａｎｋは、共振電流ｉｒｅｓの極性とは逆の極性を有し、よって、エネルギは、共振回路２２から入力接続１２へ逆方向において転送される。然るに、共振電流ｉｒｅｓは積極的に弱められ、その振幅は有意に小さくされる。負の共振電流ｉｒｅｓはＤ１及びＤ４を流れる。
本発明の実施形態に従って、スイッチング状態は、共振回路２２を短絡するフリーホイーリング状態を含む。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０のための動作又は制御モードは、唯１つのタイプの制御状態しか含まない制御状態により定義されてよい。特に、制御モードは、スイッチング状態を周期的にインバータ１８へ適用することによって、生成されてよい。
例えば、全電力フォワードモードでは、インバータ１８は電力フォワード状態へしか切り替えられず、全電力バックワードモードでは、インバータ１８は電力バックワード状態へしか切り替えられず、そして、全フリーホイーリングモードでは、インバータ１８はフリーホイーリング状態へしか切り替えられない。
それら３つの動作モードにおいて、共振電流ｉｒｅｓの零交差の近く（例えば、零交差より前のｔ）で各スイッチングサイクルが終わって次の１つが開始してよく、結果として生じるスイッチング損失が最小であるように零電流及び零電圧の両方を可能にする。
概して、切り替えの時点、すなわち、切替イベントは、零交差５２のような、共振電流ｉｒｅｓの周期イベント又は周期点と同期されてよい。
本発明の実施形態に従って、コントローラ３０は、あるスイッチング状態が周期的な共振電流ｉｒｅｓの特定の周期点５２に関連付けられた時点でインバータへ適用されるように、スイッチング状態の切替イベントを周期的な共振電流ｉｒｅｓと同期させるよう構成される。
図５に示される全電力フォワードモードにおいて、零電圧スイッチ条件はあらゆる動作点で満たされ、損失は可能な限り小さくなり得る。それら２つの目標は、中及び高電力動作範囲において最適に達成され得る。それらは、共振電流ｉｒｅｓの零交差の直前（すなわち、零交差より前のｔｓ）の切替イベントの好ましい選択によって、達成される。この時点で、電流振幅は既にむしろ小さいが、零電圧スイッチング動作は安全に確かにされ得る。
図６は、電流ｉｒｅｓの正の半サイクルの間に電力フォワード状態が適用され、電流ｉｒｅｓの負の半サイクルの間にフリーホイーリング状態が適用されるところのインバータ１８の動作モードにより、図５と同様の図を示す。
これは、図５に示される動作モードにおいて見られるよりも低い出力電力のために使用されてよい。しかしながら、低出力電力を伴う動作時点で、又は見かけ上の無負荷条件時に（例えば、遮断管グリッドの場合）、零電圧スイッチング動作は確かに保証され得ない。この挙動の理由は、キャパシタＣｓ１乃至Ｃｓ４の残留電荷である。個別的なスナバキャパシタは、Ｃｓ１・・・Ｃｓ４並びにチップ出力容量Ｃｏｓｓ及び印刷回路基板のレイヤ容量に寄与し得る。電流−時間面積６０は、スナバキャパシタＣｓ１乃至Ｃｓ４を完全に放電するには不十分である。スナバキャパシタは、零交差が到達されるまで放電しないので、共振回路２２に印加される電圧Ｖｔａｎｋは範囲６２において低下している。
次いで、キャパシタＣｓ１乃至Ｃｓ４は、それらの並列接続されたスイッチＳ１乃至Ｓ４の続くターンオンイベントの間に放電される。
結果として、零電圧スイッチング条件は違反され、切替イベントは遅延を伴って起こる。すなわち、それは、点６４で共振電流ｉｒｅｓの零交差後に起こる。結果として、むしろ高い損失が起こり、６４でのその急な電圧変化（ｄＶｔａｎｋ／ｄｔ）による高い電磁干渉のパルスが現れ得る。
特に、極めて低い出力電力（無負荷、Ｘ線管の遮断グリッド）に関し、図５及び６に示される制御スキームは、共振電流ｉｒｅｓの振幅を強く共振させることを意味する散乱効果を生じさせることがある。その結果、やはり好ましくない、高電圧Ｖｏｕｔでのむしろ高い低周波リップルが起こり得る。
これを解消するよう、より少ない量の電力を共振回路２２へ転送する２つの更なる制御又は動作モードが与えられる。低出力電力は、全体的に低い電流振幅による動作を意味してよい。従って、零電圧スイッチングの目標を貫くことは不要である。
両制御モードにおいで、共振回路２２に流れ込む電力は、共振回路２２を去る電力によってほぼ均衡を保たれる。
本発明の実施形態に従って、コントローラ３０は、共振回路２２からインバータ１８の入力部１２へフィードバックされる全電力がインバータ１８の入力部１２から共振回路２２へフィードフォワードされる全電力と均衡するように、スイッチング状態を適用するよう構成される。
図７は、低電力モードスイッチングスキームにより、図５及び６と同様の図を示す。低電力モードにおいて、電力フォワード状態及びフリーホイーリング状態は、１つの半サイクルの間に切り替えられる。
このスイッチングスキームは、位相角モジュール４８からの位相角エンコーダ信号によってトリガされる。スイッチングシーケンスは、図５に示される全電力フォワードモードと同じ条件から開始するが、フリーホイーリング状態の条件で終了する。対応する条件は０＜ｔｓ＜ｔｓ１及びｔｓ＋ｔｓ１＜Ｔ／２である。
インバータ１８は、１つの半サイクルＴ／２の間に電力転送状態とフリーホイーリング状態との間で切り替えられてよい。
例えば、位相角モジュール４８は、共振電流ｉｒｅｓの零交差イベント５２より前に位相角を決定し、零交差５２より前の第１の時間周期ｔｓ、すなわち、Ｔ／２−ｔｓ及びＴ−ｔｓで電力フォワード状態“１”に切り替わるようスイッチングモジュール５０をトリガする。スイッチングモジュールは、零電流検出モジュール４９及びラグタイムモジュール５１（遅延時間ｔｓ１を生成する。）によって、零交差５２の後の第２の時間周期ｔｓ１で、すなわち、Ｔ／２＋ｔｓ１及びＴ＋ｔｓ１でフリーホイーリング状態“０”に切り替わるようトリガされる。零交差５２の位置は、ｔｓ＋ｔｓ１＝Ｔ／２の上限での図７の形状から得られる。
時間周期ｔｓ及びｔｓ１は、予め決定された固定値であってよく、あるいは、周期長さＴの分数として定義されてよい。リードタイムｔｓは、共振回路２２への電力転送をトリガする。ラグタイムｔｓ１＞ｔｓの後、フリーホイーリング状態が、共振回路２２への実効電力の更なる転送を阻止するために適用されてよい。
本発明の実施形態に従って、コントローラ３０は、共振電流ｉｒｅｓの零交差５２を特定の周期点として決定するよう構成される。
本発明の実施形態に従って、コントローラ３０は、零交差５２より間の所定の第１の時間周期ｔｓでインバータ１８を電力フォワード状態へ又は電力バックワード状態へ切り替えるよう構成される。
本発明の実施形態に従って、コントローラ３０は、零交差５２より後の所定の第２の時間周期ｔｓ１でインバータ１８をフリーホイーリングスイッチング状態へ切り替えるよう構成される。
本発明の実施形態に従って、少なくとも２つの切替イベント、例えば、電力フォワード状態への切替及びフリーホイーリング状態への切替が、共振電流ｉｒｅｓの周期の半サイクルの間に起こる。
低電力モードを用いると、共振電流ｉｒｅｓのエンベロープ形状は平滑化され得る。加えて、低電力モードは、高ＤＣ電圧信号Ｖｏｕｔにおけるリップルを低減することができる。加えて、低電力モードは、例外なく零電圧スイッチを確かにすることに焦点を絞る。高電磁干渉状態を伴う急なｄＶ／ｄｔエッジはこの場合に回避され得る。
図８は、低電力レベル、フリーホイーリングレベル及び電力フィードフォワードレベルを含むスイッチングシーケンスを含む図を示す。
低電力レベル“Ｌ”において、インバータ１８は、図７に従って切り替えられる。電力フィードフォワードレベル“１”において、インバータ１８は、図５に従って切り替えられ、フリーホイーリングレベルにおいて、インバータ１８は、図６に関して説明されたように切り替えられる。
共振回路２２へフィードフォワードされる電力は、電圧−時間面積７０×ｉｒｅｓによって計算され得る。ＤＣリンク回路１２へフィードバックされる電力は、電圧−時間面積７２×ｉｒｅｓによって計算され得る。低電力レベルＬにおける図７及び図８に示される切り替えは、面積７０が面積７２よりも（わずかに）大きいことを確かにする。これにより、結果として、あらゆる半サイクルの間にフィードフォワードされる電力は少量である。
図９は、時間ｔにわたって入力接続１２、すなわち、ＤＣリンク回路から、共振回路２２へ転送される電力の量を示す図を示す。（１周期長さＴにわたる）転送される電力の総量又は転送される電力の平均は、夫々の制御モードの転送電力と見なされてよい。
線８０は、周期長さＴを有する正弦共振電流ｉｒｅｓを示す。
線８２は、図５に示される全電力フォワードモードにおける転送電力を示す。この動作モードでは、インバータ１８は常に、零交差より間の時間周期ｔｓで電力フォワード状態に切り替えられ、全体の転送電力は正である。
線８４は、全電力バックワードモードにおける転送電力を示す。この動作モードでは、インバータ１８は常に、零交差より前の時間周期ｔｓで電力バックワード状態に切り替えられ、全体の転送電力は負である。
線８６は、図７に示される低電力モードにおける転送電力を示す。全体の転送電力は正であるが、全電力フォワードモードにおいて見られるよりもずっと小さい。
本発明は、図面及び上記の説明において図示及び記載されてきたが、そのような図示及び記載は限定ではなく例示であると考えられるべきである。すなわち、本発明は、開示されている実施形態に制限されない。開示されている実施形態に対する他の変形は、図面、本開示、及び添付の特許請求の範囲の検討から、請求される発明を実施する際に当業者によって理解され達成され得る。特許請求の範囲において、語「有する（comprising）」は他の要素又はステップを除外せず、単称（a又はan）は複数個を除外しない。単一のプロセッサ若しくはコントローラ又は他のユニットが、特許請求の範囲に挙げられている幾つかの項目の機能を満たしてよい。特定の手段が相互に異なる従属請求項で挙げられているという単なる事実は、それらの手段の組み合わせが有利に使用され得ないことを示すわけではない。特許請求の範囲における如何なる参照符号も、適用範囲を制限するよう解釈されるべきではない。

Claims (9)

  1. 半導体スイッチを備えるインバータと、
    前記インバータと結合される共振回路と、
    前記インバータの前記半導体スイッチを複数のスイッチング状態に切り替えるコントローラと
    を有し、
    前記コントローラは、周期的な共振電流が前記共振回路で生成されるように、前記インバータを、前記共振回路を短絡するフリーホイーリングスイッチング状態を含む複数のスイッチング状態の間で周期的に切り替えるよう構成され、
    前記複数のスイッチング状態は、
    前記共振電流と同じ極性を有してＤＣ電圧が前記共振回路へ印加される電力フォワード状態、及び
    前記共振電流と逆の極性を有してＤＣ電圧が前記共振回路へ印加される電力バックワード状態
    のうちの少なくとも１つを更に含み、
    前記コントローラは、前記共振電流の零交差を特定の周期点として決定するよう構成され、
    前記コントローラは、前記零交差より前の所定の第１の時間周期で前記インバータを電力フォワード状態へ又は電力バックワード状態へ切り替えるよう構成され、
    前記コントローラは、前記零交差より後の所定の第２の時間周期で前記インバータを前記フリーホイーリングスイッチング状態へ切り替えるよう構成され、
    前記コントローラは、低電力モードにおいて、前記共振回路から前記インバータの入力部へフィードバックされる全電力が前記インバータの前記入力部から前記共振回路へフィードフォワードされる全電力と略均衡して、前記共振回路へ又は前記共振回路から転送される総電力量が低減されるように、前記複数のスイッチング状態を適用するよう構成される、
    電力コンバータ。
  2. 前記共振電流の周期の半サイクルの間に少なくとも２つの切替イベントが起こる、
    請求項１に記載の電力コンバータ。
  3. 前記コントローラは、前記共振回路での前記共振電流を測定するよう構成される、
    請求項１又は２に記載の電力コンバータ。
  4. 前記インバータは、ＤＣ入力部へ並列接続された２つのハーフブリッジを有するフルブリッジコンバータであり、
    夫々のハーフブリッジは、２つのブランチを有し、夫々のブランチは、並列接続された半導体スイッチ、フリーホイーリングダイオード及びスナバキャパシタを有する、
    請求項１乃至３のうちいずれか一項に記載の電力コンバータ。
  5. 前記共振回路は、直列接続されたインダクタ及びキャパシタを有する、
    請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の電力コンバータ。
  6. 変圧器の一次巻線は、前記共振回路のインダクタの部分である、
    請求項１乃至５のうちいずれか一項に記載の電力コンバータ。
  7. 請求項１乃至６のうちいずれか一項に記載の電力コンバータと、
    前記共振回路におけるＡＣ電圧から高ＡＣ電圧を生成する変圧器と、
    前記変圧器からの前記高ＡＣ電圧から高ＤＣ電圧を生成する整流器と
    を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
  8. 請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと、
    前記高ＤＣ電圧を供給されるＸ線管と
    を有するＸ線装置。
  9. インバータを制御する方法であって、
    前記インバータへ結合された共振回路において周期的な共振電流が生成されるように、前記共振回路を短絡するフリーホイーリングスイッチング状態を含む複数のスイッチング状態の間で前記インバータを周期的に切り替えるステップであり、前記複数のスイッチング状態は、
    前記共振電流と同じ極性を有してＤＣ電圧が前記共振回路へ印加される電力フォワード状態、及び
    前記共振電流と逆の極性を有してＤＣ電圧が前記共振回路へ印加される電力バックワード状態
    のうちの少なくとも１つを更に含む、ステップと、
    前記共振電流の零交差を特定の周期点として決定するステップと、
    前記零交差より前の所定の第１の時間周期で前記インバータを前記電力フォワード状態へ又は前記電力バックワード状態へ切り替えるステップと、
    前記零交差より後の所定の第２の時間周期で前記インバータを前記フリーホイーリングスイッチング状態へ切り替えるステップと、
    低電力モードにおいて、前記共振回路から前記インバータの入力部へフィードバックされる全電力が前記インバータの前記入力部から前記共振回路へフィードフォワードされる全電力と略均衡して、前記共振回路へ又は前記共振回路から転送される総電力量が低減されるように、前記複数のスイッチング状態を適用するステップと
    を有する方法。
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