JP2019525700A - 高周波数高電力コンバータシステム - Google Patents

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Abstract

高周波数高電力コンバータシステムは、並列に配置された複数の共振タンク回路と、各変圧器が単一の一次巻線と複数の二次巻線とを有する複数の変圧器と、真空電子デバイスとを含み、各共振タンク回路の出力は、それぞれ異なる変圧器に印加され、変圧器の出力は、真空電子デバイスを駆動するように配置される。【選択図】図１

Description

本発明は、高周波数高電力コンバータシステムに関し、より具体的には、但し排他的にではなく、マグネトロンを含むシステムに関する。
高電力密度及び高効率を有する小型の電力供給に対する要求が高まっている。スイッチモード・コンバータを用いた従前の配置では、制御された半導体デバイスを用いて、各スイッチング動作中に全負荷電流をターンオン又はターンオフする。数キロヘルツのオーダの周波数、例えば２．５ｋＨｚの場合、このような配置は許容できることが立証されている。
しかしながら、半導体のスイッチング損失及びスイッチング応力はどちらもスイッチング周波数に線形比例するので、より高い周波数ではその両方が存在する。また、大電流及び電圧の派生（ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）によって生じる電磁妨害（ＥＭＩ）は、重大な問題であり得る。
本発明によれば、高周波数高電力コンバータシステムは、並列に配置された複数の共振タンク回路と、各変圧器が単一の一次巻線と複数の二次巻線とを有する複数の変圧器と、真空電子デバイスとを含み、各共振タンク回路の出力は、それぞれ異なる変圧器に印加され、変圧器の出力は、真空電子デバイスを駆動するように配置される。
真空電子デバイスは、マグネトロン、又は例えばクライストロンのような他のタイプの真空電子デバイスとすることができる。１つの実施形態において、マグネトロンは、連続波（ＣＷ）マグネトロンとして動作するが、他の実施形態においてはパルス式である。
１つの実施形態において、３つの変圧器が３並列単相構成内に含まれ、広範囲の動作点にわたる高効率特性と、共振タンク回路内の不均衡の存在下での高いレジリエント性（ｈｉｇｈ ｒｅｓｉｌｉｅｎｔ ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ）とをもたらす。高電力高電圧用途の場合、多相構成の使用は、半導体デバイス及び共振要素に対する電気的圧力を著しく軽減し、かつ、リップルの相殺によりフィルタ要件のサイズの大幅な削減をもたらす。このことにより、高周波数における高効率の動作が可能になり、その結果として、変圧器、フィルタ及び付随するコストがより小さくなる。１つの実施形態において、電力レベルは、１００ｋＷであり、スイッチング周波数は２０〜３０ｋＨｚである。
１つの実施形態において、複数の共振タンク回路の各々は、直列共振直列負荷共振タンクである。直列共振直列負荷（ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｓｅｒｉｅｓ ｌｏａｄｅｄ、ＳＲＳＬ）共振タンクは、開路条件下で安全に動作することができる。これは、負荷がマグネトロンである場合に特に有利である。別の実施形態において、複数の共振タンク回路の各々は、直列共振並列負荷（ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｐａｒａｌｌｅｌ ｌｏａｄｅｄ、ＳＲＰＬ）タンクである。他の構成も可能である。
１つの実施形態において、複数のインバータ回路が含まれる。各インバータ回路は、複数の半導体スイッチを含み、複数のインバータ回路のそれぞれ異なるインバータが、複数の共振タンク回路の各々の入力に接続される。インバータ回路の各々は、Ｈブリッジとして接続された４つの半導体スイッチを含むことができる。しかしながら、半ブリッジ又は３相ブリッジ又は他の同様の構成のような他の構成を用いることができる。
１つの実施形態において、半導体スイッチは、ＩＧＢＴスイッチであるが、他のタイプを用いることができる。ＩＧＢＴスイッチは、比較的低コストで容易に調達される標準的な既製品のモジュールに含まれ得る。
インバータ回路は、半導体スイッチの実質的ゼロ電流ソフトスイッチングを提供するように制御することができる。これを達成できる１つの有利な方式は、複合周波数及び位相偏移変調（ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、ＣＦＰＭ）を用いることによってインバータ回路を制御して、半導体スイッチを、これらが電流を導通していないとき又は電圧を支持していないときにスイッチングする、すなわち実質的ゼロ電流／ゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）を提供することである。１つの実施形態において、相の各々においてソフトスイッチングの独立制御が実装され、柔軟性がもたらされる。これは、ハードスイッチングが用いられる従前のシステムとは対照的である。ハードスイッチングでは、デバイス間の電圧の急激な変化に伴って１つの半導体スイッチデバイスから別の半導体スイッチデバイスへの急激な転流が存在し、各スイッチング遷移（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ）がエネルギー損失を生じさせる。平均電力損失は、デバイスにおける各遷移のエネルギー損失及びスイッチング周波数によって支配され、このことにより、許容可能な効率に対するスイッチング周波数限界が制限される。
変圧器のサイズは、その変圧器が動作するように設計された周波数に直接関連し、周波数が高いほど、コンポーネントは通常小さくなる。しかしながら、周波数が高いほど、半導体のスイッチングに関連した損失は高くなり、システム効率が低下する。ソフトスイッチングは、電力効率に著しい影響を与えることなく高周波数でパワーエレクトロニクスをスイッチングすることを可能にする。高周波数で動作することの更なる利点は、負荷におけるフィルタリングに対する要件が軽減することである。マグネトロン負荷の場合、良好な品質のＲＦ出力を得るためには、管を通って流れる電流は、最小限のリップルしか有さないものであるべきであり、すなわちフラットであるべきである。これを達成するためにフィルタリングが用いられ、動作周波数が高いほど、フィルタリング・コンポーネントを小さくすることができる。このことは、マグネトロンにおけるアーク条件下でフィルタ・コンポーネントからマグネトロンに移動するエネルギーが従前のシステムよりも著しく低くなり、それゆえマグネトロンの寿命が延びるという、更なる利点を有する。
経時的に共振タンクの電流と電圧の間の位相差は変化し得るので、その結果ソフトスイッチングの損失が生じる。１つの実施形態において、半導体スイッチの実質的ゼロ電流ソフトスイッチングからの任意の逸脱を打ち消すために、トラッキング配置が含まれる。トラッキング配置は、半導体スイッチの実質的ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＣＳ）を提供するための補正周波数を生成するようなものとすることができる。ＺＣＳにおいて、半導体スイッチが回路電流路内にないときにスイッチングされる。
１つの実施形態において、複数の二次巻線の各二次巻線に、それぞれの高電圧整流器が接続される。各高電圧整流器の出力間にキャパシタンスを接続することができ、キャパシタンスは互いに直列に接続される。
１つの有利な実施形態において、３つの変圧器が含まれ、３つの変圧器の一次巻線に印加される電力は、互いに１２０度位相偏移している。他の実施形態において、２つの変圧器又は３つよりも多くの変圧器を含めることができる。しかしながら、３つの変圧器を３分岐において使用すると、２つの変圧器の配置よりもリップル出力が低くなり、かつ、４つ以上の変圧器並びにそれに付随する回路及びコンポーネントを有するコンバータよりもコストが低くなる。多相手法を採用することで高調波の相殺が達成されるので、必要とされるフィルタリングがより少なくなり、損失及びサイズ要件が低減される。
１つの実施形態において、一次電力を受け取るための入力と、共通ＤＣリンクを介して電力を複数の共振回路に印加するための出力とを有する、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータが含まれる。ユーティリティ・インタフェース電力コンバータは、複数の固体スイッチを含むことができる。パルス幅変調を用いてスイッチの状態を制御するためのコントローラが含まれる。
ユーティリティ・インタフェース電力コンバータは、複数の共振回路に対する安定なＤＣ電圧源を提供することを目的とする。これはまた、例えばＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ Ｇ５／４のような種々の規則に従ってユーティリティ・プライム電力供給から電気エネルギーを引き込むべきである。１つの実施形態において、例えば、７５０〜１０００ＶのＤＣ源が３相ＡＣ供給から誘導される。別の実施形態において、ユーティリティは、低品質であり、例えば、この電源に接続された負荷の性質の結果として品質のばらつきを発生させ得る発電機から誘導されたものである。本発明による高周波数高電力コンバータシステムの使用は、低品質のユーティリティへの接続を可能にすること又は遠隔位置若しくはモバイルシステム上の発電機上で動作することによって、顕著な動作能力を提供することができる。
本発明のいくつかの実施形態をここで単なる例として、添付図面を参照して説明する。
本発明によるシステムを模式的に示す。 図１のシステムの一部を模式的に示す。 マグネトロンの電圧−電流特性を示すグラフである。 図１のシステムに含まれるユーティリティ・インタフェース電力コンバータをより詳細に模式的に示す。 図１のシステムに含まれるマグネトロン・インタフェース電力コンバータをより詳細に模式的に示す。 図１のシステムの動作を模式的に示す。 図５のマグネトロン・インタフェース電力コンバータのキャパシタ配置を模式的に示す。 図５のマグネトロン・インタフェース電力コンバータのキャパシタ配置を模式的に示す。 制御配置を模式的に示す。 インバータを示す ３つのインバータ及びそれらの出力を模式的に示す。 ソフトスイッチングを模式的に示す。 トラッキングを含む制御配置を模式的に示す。
図１を参照すると、高周波数高電力発電機システムは、マグネトロン１を含み、これは、工業的処理での使用又は他の目的のための高電力の連続波（ＣＷ）ＲＦ出力を発生させる。この実施形態において、ＲＦ電力レベルは１００ｋＷとすることができ、周波数は２０〜３０ｋＨｚとすることができる。マグネトロン１は、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３及びマグネトロン・インタフェース電力コンバータ４を介して、この場合は送電網であるプライム電力源２に接続される。プライム電力源２の出力は、品質が変動する傾向があり、周波数及び電圧のゆらぎを伴う。このような品質の変動は、多くのタイプの負荷にとっては有害ではない。しかしながら、負荷が高電力マグネトロンである場合、供給の乱れは、マグネトロン出力の品質の低下につながることがあり、マグネトロンの動作停止を引き起こすことがある。発電機システムが工業的プロセスに配備されている場合、このことは、コストがかさむ破壊的なプラントのシャットダウンにつながることがある。
ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３は、プライム電力源２から３相ＡＣ供給を受け取り、これを、改善された安定性及び品質でマグネトロン・インタフェース４に印加される７５０〜１０００ＶのＤＣ出力に変換する。ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３は、電力網からの電気エネルギーの引き込みに関する該当規則にも従わなければならない。
別の実施形態において、高周波数高電力発電機システムは、プライム電力供給としてのローカル発電機に接続される。ローカル発電機は、特に、その発電機が他の目的のための付加的な、需要負荷（ｄｅｍａｎｄｉｎｇ ｌｏａｄ）を有している場合には、典型的には電力網より著しく低品質の出力を提供し、通常は単相ＡＣ供給を提供し、これをユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３が安定な７５０〜１０００ＶのＤＣ出力に変換する。
マグネトロン・インタフェース電力コンバータ４は、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３の７５０〜１０００ＤＣ出力を受け取り、高電圧低リップルＤＣ源を生成して、マグネトロン１に流入する電力を約２０ｋＶ、６〜６．５Ａに制御する。マグネトロン・インタフェース電力コンバータ４は、低電圧電力エレクトロニクス、電圧スケール変更のための変圧器、高電圧整流及びフィルタリングを含む。
電力源２の状態に関する情報を提供するユーティリティ測定値が、ライン５に沿ってグローバル制御ユニット６に送られる。グローバル制御ユニット６はさらに、マグネトロン測定値をライン７上で受け取り、マグネトロン出力を受ける目標アプリケーションからのＲＦ監視データをライン８上で受け取る。測定値及びデータは、直接読取値であってもよく、又は介在する１つ又は複数の測定モジュールを介して提供されてもよい。
電力供給ユニット（ＰＳＵ）コントローラ９は、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３及びマグネトロン・インタフェース電力コンバータ４に制御信号を印加する。ＰＳＵコントローラ９はまた、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３及びマグネトロン・インタフェース電力コンバータ４から測定値を受け取り、制御信号の調整を支援するフィードバックを提供する。ＰＳＵコントローラ９はまた、ユーティリティ測定値及びマグネトロン測定値をそれぞれライン５及びライン７上で受け取る。さらに、グローバル制御ユニット６もまた、ＰＳＵコントローラ９に制御信号を送る。グローバル制御ユニット６はまた、マグネトロン・ヒータＰＳＵ１０及びマグネトロン電磁石ＰＳＵ１１にも要求信号を送る。
図２を参照すると、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３は、プライム電力源に接続された、チョーク及びパルス幅変調器フィルタ１２を含む。チョーク及びパルス幅変調器フィルタ１２の出力は、アクティブ・フロントエンド・モジュール１３に印加され、これは、マグネトロン・インタフェース電力コンバータ４に含まれるインバータ段１５に接続されたＤＣリンク出力１４を有する。インバータ段１５の出力は、共振タンク、高電圧変圧器１６及び高電圧整流器１７を介して、マグネトロン１に印加される。図３は、マグネトロン負荷の電圧−電流特性を示す。マグネトロンの高度に非線形性の抵抗特性に起因して、マグネトロン１に印加された電圧がマグネトロン閾値を下回っているとき、マグネトロン負荷は大型抵抗器と同様に挙動する。ひとたびマグネトロンが導通すると、実効抵抗が降下し、マグネトロン電流が上昇する。閾値は、電磁石電流によって設定され、マグネトロンが異なる電圧−電流曲線によって動作することを可能にする。閾値点の位置は、マグネトロンが導通を開始した後の抵抗曲線の傾きを決定する。傾き値が小さいことは、どんなに小さい電圧リップルでも、マグネトロンに供給される電流に大きい変動を生じさせること及び生成されるＲＦの品質を低下させることを含意する。
図４を参照すると、これは図１のシステムの一部をより詳細に示したものであり、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３は、６つのＩＧＢＴスイッチモジュールを含み、これらは各々がＩＧＢＴスイッチ１８と逆並列のダイオードとを含み、３つの並列接続された半レッグ（ｈａｌｆ−ｌｅｇ）構成に配置され、ＤＣバス１９とインタフェースする。ユーティリティ電圧及び電流並びにＤＣリンク電圧の測定値が取得され、分離されスケール変更された測定信号が、１０個のアナログ−デジタル（Ａ２Ｄ）チャネルを有するＦＰＧＡカード２０を含むＰＳＵコントローラ９に印加される。プロセッサ２１は、所定の割込み周波数において、ＦＰＧＡカード２０におけるトランスデューサ出力をサンプリングする。制御機構の性能は、サンプル間の割込み期間中にデータの現在のサンプルを用いて評価される。グローバル制御ユニット６は、パルス幅変調（ＰＷＭ）要求をＦＰＧＡカード２０に送り、ここでＰＷＭ信号がパルスに変換される。得られたＰＷＭパルスは、光ファイバ・ラインを介してＩＧＢＴスイッチ１８のゲート駆動回路に伝送される。絶縁されたゲート駆動回路は、これらのパルスをレベルシフトして、ＩＧＢＴスイッチ１８をＯＮ及びＯＦＦ状態に駆動する。このことは、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３が、プライム電力源２における単位変位力率（Ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ、ＤＰＦ）に従うと同時に、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３を通る要求された電力潮流を制御する、パルス幅変調された電圧を生成することを可能にする。
プライム電力源２が接続されたときにＩＧＢＴスイッチ１８が損傷を受けたり又は破壊されたりすることを防止するために、プライム電力源２とＩＧＢＴスイッチモジュールとの間に予備充電回路（ｐｒｅ−ｃｈａｒｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）２２が含まれる。全ての正弦波整流器は、コンバータのＤＣリンクを供給電圧のピークライン間マグニチュード（ｐｅａｋ ｌｉｎｅ ｔｏ ｌｉｎｅ ｍａｇｎｉｔｕｄｅ ）まで予備充電するための配置を必要とする。このような配置がなければ、コンバータがプライム電力源２に接続されるやいなや大きな突入電流が流れることになり、潜在的に、この動作期間にわたって制御されていない３相ダイオードブリッジを形成するＩＧＢＴスイッチモジュールのダイオードに応力をかけるか又は破壊することになる。
予備充電回路２２は、各相に２つの並列路を使用し、一方は突入電流を制限する抵抗器を経由する経路であり、他方は事実上、短絡である。ＤＣリンクコンデンサを予備充電するために、全ての相で最初に抵抗路が動作し、ＤＣリンクコンデンサは、電流制限抵抗器を通じて供給のピークライン間電圧まで充電される。この時点で、主接触器を作動させ、かつ抵抗路を開路して、予備充電サイクルを完了し、正常な回路動作を開始させる。予備充電抵抗器における損失は非常に高いものとなり得るので、コンバータが稼働して著しい電力を供給から引き込んでいるときには抵抗路が回路内に組み込まれないことを、インターロックが保証する。他の実施形態において、図４に示すキャパシタ及び抵抗器の配置の代わりに、サイリスタベースの予備充電補助回路が用いられる。
ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３はまた、放電回路２３又は同様のシステムを含み、これは、不利な動作条件下で又はシステムをシャットダウンするときに、システム内に蓄えられた電荷を安全に放電することを可能にする。
図５を参照すると、マグネトロン・インタフェース電力コンバータ４は、３並列単相構成を有し、広範囲の動作点にわたる高効率特性と、共振回路内の不均衡の存在下での良好な弾力性とをもたらす。マグネトロン・インタフェースコンバータ４の各相又は分岐は、単相Ｈブリッジ・インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃと、それに関連付けられたそれぞれの共振回路２５ａ、２５ｂ及び２５ｃと、高電圧変圧器ユニット（ＨＶＴＲＵ）２６ａ、２６ｂ及び２６ｃと、整流段２７ａ、２７ｂ、及び２７ｃとを含む。各インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃは、この場合はＩＧＢＴスイッチである４つの二方向半導体スイッチを逆並列ダイオードと共に含む。全部で１２個のＩＧＢＴスイッチが含まれる。
インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃは、可変の周波数及びデューティサイクルを有する準方形波電圧の平衡セットを生成して、共振回路（又はタンク）２５ａ、２５ｂ及び２５ｃを励起する。１つの実施形態において、周波数は２０ｋＨｚとすることができ、デューティサイクルは、πとすることができる。インバータ動作中、周波数及びデューティサイクルの両方を変更することができる。
ＤＣリンクコンデンサ２８は、３つのインバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃにわたって接続され、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３によって供給される。ＤＣリンクコンデンサ２８は、振幅１ｋＶのＤＣ電圧源と考えることができる。
容量性フィルタ配置２９が整流段２７ａ、２７ｂ、及び２７ｃの後に続き、マグネトロン負荷を駆動するのに必要な電圧を蓄積する。
多相構成の各相は、総電力の３分の１に寄与するので、総電力の全てがただ１つの相によって担われる配置に比べて、半導体デバイス及び共振要素に対する制約が著しく軽減される。インバータ出力における３つの方形波電圧間に互いに１２０度の位相偏移が設定され、負荷側でリップル相殺を提供するようになっている。
各インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃの出力は、そのそれぞれの共振回路２５ａ、２５ｂ及び２５ｃに印加され、インバータ電圧と電流と間で位相偏移の同調をとる。このことにより、ソフトスイッチング遷移の達成、従って高スイッチング周波数における高変換効率が可能になる。この実施形態において、タンク内に貯蔵されたエネルギーと負荷に供給されるエネルギーとの間の比を定めるタンク品質係数Ｑは、２．５である。タンク共振周波数は２０ｋＨｚである。
共振回路２５ａ、２５ｂ及び２５ｃは、直列共振直列負荷（ＳＲＳＬ）共振タンクである。ＳＲＳＬ共振タンクは、開路条件下で安全に動作することができる。マグネトロンが導通を開始する前、マグネトロン・インタフェース・コンバータ４から見える有効負荷は、マグネトロン動的抵抗であり、その値は非常に大きいので、これを開路として扱うことができる。この実施形態において、マグネトロン動的抵抗は２６ｋΩである。ＳＲＳＬ共振タンクは、直列共振並列負荷（ＳＲＰＬ）共振タンク配置によって達成されるよりも低い伝導損失及び高い変換効率を提供する。
ＳＲＳＬ共振タンク配置の使用は、マグネトロン・インタフェース・コンバータ４が、マグネトロン電磁石の電流によって設定される異なるＶ−Ｉ曲線にわたる可変の動作点で動作することを可能にする。この実施形態において、例えば、マグネトロン・インタフェース・コンバータ４は、１４ｋＶから１９ｋＶまでの間、かつ９０ｋＷから１２０ｋＷまでの間で動作する。マグネトロン・インタフェース・コンバータの設計及びコンポーネントの選択は、最大出力電圧を決定する指定されたワーキングポイントから導出される。例えば、Ｖｏｕｔ＝１９ｋＶかつＰｏｕｔ＝１２０ｋＷにおいて、対応する等価抵抗は３ｋΩである。マグネトロンが導通を開始した後、電圧は、閾値から指定値又は公称値まで上昇し、負荷抵抗は２６ｋΩから３ｋΩまで低減することになる。
各ＨＶＴＲＵ ２６ａ、２６ｂ及び２６ｃは、単一の一次巻線と、複数の二次巻線とを有する。単一の一次巻線の使用は、寄生パラメータを最小限にし、製造を容易にするので、有利である。
ＨＶＴＲＵ ２６ａ、２６ｂ及び２６ｃは、電圧を、共振回路２５ａ、２５ｂ及び２５ｃから、マグネトロン負荷が必要とするレベルまで逓昇する。ＨＶＴＲＵ ２６ａ、２６ｂ及び２６ｃはまた、共振回路２５ａ、２５ｂ及び２５ｃと整流段２７ａ、２７ｂ、及び２７ｃとの間に電気絶縁を提供する。３つのＨＶＴＲＵ ２６ａ、２６ｂ及び２６ｃの二次巻線電圧は、相間相互作用を完全に減結合することを目的として、それぞれの単相整流段２７ａ、２７ｂ、及び２７ｃによって整流される。
ＳＲＳＬ共振回路２５ａ、２５ｂ及び２５ｃの各々は、その次のＨＶＴＲＵ ２６ａ、２６ｂ及び２６ｃにとっては正弦波電流源に見える。そのため、整流段２７ａ、２７ｂ、及び２７ｃの後のフィルタリング段では、キャパシタンスのみが必要とされる。寄生インダクタンスのみが存在するので、誘導的平滑化整流器（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ ｓｍｏｏｔｈｅｄ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）を使用する必要はない。
３相が減結合されるので、コンバータは、相障害をライドスルー（ｒｉｄｅ ｔｈｒｏｕｇｈ）することができる。例えば、相Ｂが壊れた場合、コンバータは、相Ａ及び相Ｃのみで動作することができ、より低い電圧出力を生成する。ＤＣリンクが健全であり、かつ故障した相の整流器内に電流をバイパスする健全なアームが存在する条件で、例えば図６（この場合には相Ｂが故障しており、バイパス路は破線で示される）に示すような条件で、相の障害はどこであってもよい。
図７は、図５に示す配置の一部を示し、図７ｂは、１つの分岐についての容量性フィルタ配置２９の一部の拡大図である。ＨＶＴＲＵ ２６ａの複数の二次巻線３０ａ、３０ｂ及び３０ｃの各々は、それぞれの全ブリッジ・ダイオード整流器３１ａ、３１ｂ ．．．３１ｎに接続され、これらはその出力間にキャパシタンス３２ａ、３２ｂ ．．．３２ｎを有する。キャパシタンス３２ａ、３２ｂ ．．．３２ｎは、直列に接続される。他の２つの分岐は、同じコンデンサ構成を有し、３つの分岐用のキャパシタンスの全てがマグネトロン負荷の両端にわたって直列に接続される。
マグネトロン１によって生成されるＲＦ出力の品質は、マグネトロン１に印加される電流のリップル及び変動に直接影響を受ける。閉ループ電流制御配置を用いて、マグネトロン負荷に供給される出力電力を制御する。出力電流制御及び保護での使用のために５つの電流変数が測定される。すなわち、マグネトロン１に供給されるマグネトロン・インタフェース電力コンバータ４の出力電流、ＤＣリンク１４によって提供される全電流、並びに３つの共振回路又はタンク２５ａ、２５ｂ及び２５ｃを通って流れる電流である。測定値は、光学トランスデューサ又は他の適切なトランスデューサを用いて取得され、分離されスケール変更された測定信号は、図４に関して前述したＦＰＧＡ２０及びプロセッサ２１とインタフェースする。ＤＣリンク電圧は、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ３によって監視され及び調節される。ＤＣリンク１４の電圧レベル及び出力電流要求を用いて、インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃのＩＧＢＴスイッチに対する対応するゲート信号がＦＰＧＡ２０及びプロセッサ２１によって決定され、ＦＰＧＡ２０及びプロセッサ２１は、図５において破線で示される光ファイバ・ラインを介してインバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃのＩＧＢＴスイッチのゲート駆動回路に制御信号を伝送する。
マグネトロン１は、マグネトロン電磁石の電流を制御することによって、異なるＶ−Ｉ曲線に沿って動作することができる。マグネトロン１の電磁石電流及び目標ＲＦ出力電力を一緒に用いて、対応するマグネトロン電流基準値Ｉｏｕｔｐｕｔ＊に到達する。この実施形態においては、２Ｄルックアップテーブルがグローバル制御ユニット６に含まれ、電磁石電流及び目標ＲＦ電力からＩｏｕｔｐｕｔ＊を得るために用いられる。
図８を参照して、高帯域幅電流トランスデューサ３３が、マグネトロン負荷１へ流れる電流Ｉｏｕｔｐｕｔを測定する。測定された電流Ｉｏｕｔｐｕｔは、比較器３４においてＩｏｕｔｐｕｔ＊と比較されて誤り信号を与え、これがプロポーショナル・インテグラル（ＰＩ）コントローラ３５に伝送される。ＰＩコントローラ３５の出力は、変調指数計算器３６に印加され、変調指数計算器３６はまた、３７においてＤＣリンク１４の実際の電圧を受け取り、これら入力を用いて、対応するコンバータ変調指数（ＭＩ）を次式から計算し、
Figure 2019525700
 ここでＱはタンクの品質係数であり、Ｆはスイッチング周波数とタンク共振周波数との間の比であり、φはタンク入力電圧と電流との間の位相である。
得られた変調指数ＭＩは、複合周波数及び位相偏移変調（ＣＦＰＭ）変調器３８に伝送され、これがゲート信号発生器３９を制御して、Ｈブリッジ・インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃの全てのＩＧＢＴスイッチのソフトスイッチングを達成する。
複合周波数及び位相偏移変調の使用は、ＩＧＢＴスイッチのソフトスイッチングの達成を可能にし、それにより高変換効率を保証する。
Ｈブリッジ・インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃのうちの１つを図９ａに示す。図９ｂは、インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃの３相構成及び出力を示す。図１０は、図９ａを参照してＣＦＰＭ変調の概念及びスイッチング波形を示し、ここでＶｄｃはＤＣリンク電圧を表し、ＶＡＮ及びＶＢＮは各インバータレッグからの出力電圧を表し、ＶＡＢ及びＶＡＢｆは、タンク入力電圧及びその基本成分を表し、ＩＴはタンク電流を表し、ＩＴ１、ＩＴ２、ＩＴ３、ＩＴ４、ＩＤ３及びＩＤ４は、それぞれＩＧＢＴ Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、ダイオードＤ３及びＤ４を通って流れる電流を表す。
インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃのうちの１つの、２つのＨブリッジ半部分の位相偏移がタンク入力電圧と電流との間の位相偏移の２倍に設定されている場合（すなわちΦ＝２φ）、ＩＧＢＴ Ｔ１及びＴ２は、常にタンク電流のゼロ交差点でオン及びオフに切り換わり、ＩＧＢＴ Ｔ３及びＴ４は、ソフト・ターンオン及びハード・ターンオフを有する。スナバ・キャパシタは、電圧の上昇速度を遅くして、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）に極めて近い動作を達成する。それゆえ、システムが指定されたワーキングポイントにおいて動作しているとき、インバータ２４ａ、２４ｂ及び２４ｃの全てのＩＧＢＴスイッチにおいてフルパワーでのソフトスイッチングが達成され、品質係数Ｑが実質的に一定になる。
共振タンク電流がタンク入力電圧より進んでいるか又は遅れているとき、ソフトスイッチングの損失が存在し得る。ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）トラッキング配置は、ソフトスイッチングが回復されることを可能にする。図１１を参照すると、ＣＦＰＭ変調器３８は、周波数計算器４０、位相偏移計算器４１、及び三角波発生器４２を含み、三角波発生器４２の出力は、３９においてゲート信号を生成するのに使用される。
電流トランスデューサは、共振タンク電流情報を検出する。共振タンク電流の値をＨブリッジゲート信号と共に用いて、タンク電圧と電流との間の実際の状態を判定することができる。この入力を用いて、（ＺＣＳ）トラッキング配置４３は、補償周波数成分を生成する。補償周波数成分は、三角波発生器４２に注入され、スイッチング周波数を上げる又は下げることによってスイッチング周波数を調整するように作用する。トラッキング配置の作用は、制御ループの作用に比べて遅く、それゆえコンバータの動作に対するその影響は低い。
別の実施形態において、トラッキング・システムは含まれない。
図中に示された種々の要素の機能は、「プロセッサ」と表示された機能ブロックを含めて、専用ハードウェア、並びに適切なソフトウェアと関連してソフトウェアを実行可能なハードウェアの使用を通じて提供することができる。プロセッサ及び他のコンポーネントは、暗黙的に、制限なしにかつ適切な場合、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワークプロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラム可能ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを格納するための読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、及び不揮発性ストレージを含むことができる。他のハードウェアも、従来のもの及び／又はカスタムのものを、含めることができる。
本発明は、その精神又は本質的な性質から逸脱することなく、他の特定の形態で具体化することができる。説明した実施形態は、あらゆる点で単なる例証であるとみなすべきであり、制限的であるとみなすべきではない。本発明の範囲は、従って、上記説明によってではなく添付の特許請求の範囲によって示されるものである。特許請求の範囲の均等の意味及び範囲内の全ての変更は、それらの範囲内に包含されるべきものである。
１：マグネトロン
２：プライム電力源
３：ユーティリティ・インタフェース電力コンバータ
４：マグネトロン・インタフェース電力コンバータ
５、７、８：ライン
６：グローバル制御ユニット
９：電力供給ユニット（ＰＳＵ）コントローラ
１０：マグネトロン・ヒータＰＳＵ
１１：マグネトロン電磁石ＰＳＵ
１４：ＤＣリンク
２１：プロセッサ
２２：予備充電回路
２３：放電回路
２４ａ、２４ｂ、２４ｃ：インバータ
２５ａ、２５ｂ、２５ｃ：共振回路又はタンク
２６ａ、２６ｂ、２６ｃ：高電圧変圧器ユニット（ＨＶＴＲＵ）
２７ａ、２７ｂ、２７ｃ：整流段
２８：ＤＣリンクコンデンサ
２９：容量性フィルタ配置

Claims (18)

  1. 高周波数高電力コンバータシステムであって、
    並列に配置された複数の共振タンク回路と、
    各変圧器が単一の一次巻線と複数の二次巻線とを有する複数の変圧器と、
    真空電子デバイスと、を含み、
    各共振タンク回路の出力がそれぞれ異なる変圧器に印加され、前記変圧器の出力が前記真空電子デバイスを駆動するように配置されている、システム。
  2. 前記真空電子デバイスはマグネトロンである、請求項１に記載のシステム。
  3. 前記マグネトロンは連続波出力を有する、請求項２に記載のシステム。
  4. 前記複数の共振タンク回路の各々が、直列共振直列負荷共振タンクである、請求項１〜３のいずれかに記載のシステム。
  5. 複数のインバータ回路を含み、各インバータ回路は、複数の半導体スイッチを含み、前記複数のインバータ回路のそれぞれ異なるインバータが前記複数の共振タンク回路の各々の入力に接続される、請求項１〜４のいずれかに記載のシステム。
  6. 前記複数のインバータ回路の各々が、Ｈブリッジとして接続された４つの半導体スイッチを含む、請求項５に記載のシステム。
  7. 前記半導体スイッチがＩＧＢＴスイッチである、請求項５又は６に記載のシステム。
  8. 前記インバータ回路は、前記半導体スイッチの実質的ゼロ電流ソフトスイッチングを提供するように制御される、請求項５〜７のいずれかに記載のシステム。
  9. 前記インバータ回路を制御して実質的ゼロ電流ソフトスイッチングを提供するための複合周波数及び位相偏移変調ＣＦＰＭを含む、請求項８に記載のシステム。
  10. ＣＦＰＭを適用するために用いられる変調指数ＭＩを計算するための変調指数計算器を含み、ここで
    Figure 2019525700
     であり、ここでＱはタンクの品質係数であり、Ｆはスイッチング周波数とタンク共振周波数との間の比である、請求項９に記載のシステム。
  11. 前記半導体スイッチの実質的ゼロ電流ソフトスイッチングからの逸脱を打ち消すためのトラッキング配置を含む、請求項８〜１０のいずれかに記載のシステム。
  12. 前記トラッキング配置が、前記半導体スイッチの実質的ゼロ電流ソフトスイッチングを提供するための補正周波数を生成する、請求項１１に記載のシステム。
  13. 前記複数の二次巻線の各二次巻線に接続されたそれぞれの高電圧整流器を含む、請求項１〜１２のいずれかに記載のシステム。
  14. 各高電圧整流器の出力間にキャパシタンスが接続されており、前記キャパシタンスは、互いに直列に接続されている、請求項１３に記載のシステム。
  15. ３つの変圧器が含まれ、前記３つの変圧器の一次巻線に印加される電圧が互いに１２０度位相偏移している、請求項１〜１４のいずれかに記載のシステム。
  16. 一次電力を受け取るための入力と、共通ＤＣリンクを介して複数の共振回路へ電力を印加するための出力とを有する、ユーティリティ・インタフェース電力コンバータを含む、請求項１〜１５のいずれかに記載のシステム。
  17. 前記ユーティリティ・インタフェース電力コンバータが複数の固体スイッチを含み、パルス幅変調を用いて前記スイッチの状態を制御するためのコントローラを含む、請求項１６に記載のシステム。
  18. 電力レベルが約１００ｋＷであり、スイッチング周波数が数十ｋＨｚであり、フルパワーにおけるタンク品質係数が約２．５である、請求項１〜１７のいずれかに記載のシステム。
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