CN1178371C - 高频加热设备 - Google Patents

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Abstract

在电源中采用一种用于以较低耐压和较佳可控性来驱动磁控管的开关器件。高频加热装置包括电源、与电源相连的漏磁变压器、与漏磁变压器的初级线圈侧串联的第一开关器件、第一电容器、第二电容器和第二开关器件的串联电路、具有振荡器的用于驱动第一开关器件和第二开关器件的驱动电路、与漏磁变压器的次级线圈侧相连的整流器和与整流器相连的磁控管。通过这种结构，可固定施于第一开关器件的电压，与此同时，通过第二电容器和第二半导体开关器件的作用，可以自由地调节OFF时间。

Description

高频加热设备
发明领域
本发明涉及高频加热设备的领域，特别是，涉及采用诸如微波炉的磁控管的介电加热。特别是，揭示用于驱动磁控管的电源单元的电路结构。
发明背景
在包括供家庭使用的高频加热设备的器具范围内安装电源单元。现有的电源单元一般分量重、体积大，因此越来越需要一种小型轻便的电源单元了。因此，现在正积极地研究发展采用开关电源的小型轻便又廉价的电源单元以在大范围内使用。还需要一种小型、轻便的电源单元用于驱动在运用磁控管产生的微波煮食物的高频加热设备中的磁控管。
开关电源把交流电或直流电转换成具有不同频率和电压的交流电，或者转换成具有不同电压的直流电。运用诸如晶体管和可控硅的半导体开关器件可实现这个目的。换句话说，开关电源一般用于电功率变换。由于开关电源在高频下操作半导体开关器件，所以减小开关损耗是关键技术重点。特别是，在家用的高频加热装置中使用的开关电源单元可以高于1kW的速率转换电功率。相对于能量变换，减小开关损耗同样重要。
因此，在高频加热设备中采用谐振电路系统的结构有利于减小开关损耗。这种电路系统被称为单个开关元件电压谐振电路，而且它是被设计成利用谐振电路减小开关损耗的影响，通过将正弦波形的电压加到半导体开关器件来缓和电压偏斜的系统。
然而，现有技术的单个开关元件电压谐振电路具有下列缺点。
第一，由于谐振电路的影响，使得施于半导体开关器件的电压上升。这可能要求半导体开关器件或相关电气元件被配置成具有更高的耐压，导致大型和昂贵的电源单元。
第二，虽然可设定半导体开关器件的ON时间，但是OFF时间是谐振电路动作的函数，而且不能按照需要来调节。这减小了对单个开关元件电压谐振电路的控制的灵活性。在这方面引起了诸多不便，下面，在详细描述现有技术的单个开关元件电压谐振电路的同时将对它也进行描述。
图21示出用于驱动在现有技术的高频加热设备中的磁控管的电源单元的电路图。
图21示出用于驱动由交流电供电的磁控管的电源电路。从左边看图21，全波整流器把交流电源从交流电压变换成直流电压，而且把电压VDC加在电路上，在该电路中把半导体开关器件与包括电容器和漏磁变压器(由于漏磁通(magnetic flux)而在初级线圈和次级线圈以及第三级线圈之间具有低于1的磁性连接的变压器)的并联电路串联。这个半导体开关器件在高频下进行操作。这里，将IGBT(绝缘栅(isulated-gate)双极晶体管)作为半导体开关器件。漏磁变压器和并联的电容器形成谐振电路。
如果将驱动信号VG加在IGBT栅极上以接通IGBT，那么电流I流向IGBT，通过漏磁变压器的初级线圈。这是图22A所示的波形的周期T1。当在时间TON之后IGBT断开时，电流开始流向电容器，而且建立谐振。这是周期T2。图22B示出对于IGBT的驱动信号的波形。可将漏磁变压器的能量WL定义为：
WL＝(L12)/2                             (等式1)
其中I是电流而L是漏磁变压器的电感。
可将电流I定义为：
I＝VDCTON/L                             (等式2)
其中VDC是电容器的电压，即，直流电源电压。
当谐振开始时，将上述能量传递到电容器，建立下列等式：
WL＝(CV2)/2+WMG                         (等式3)
其中C是电容器的电容，V是电容器的电压，WMG是在整流器和与漏磁变压器的次级线圈相连的磁控管中消耗的能量。
在把能量传递到电容器之后，开始从电容器向漏磁变压器提供能量，而且继续谐振同时如周期T3中所示产生衰减。为了保持稳定谐振，理想的是替换由磁控管消耗的能量。因此，把VG加在IGBT栅极上以再次接通IGBT而在周期T4中向初级线圈提供能量。谐振电路的特征在于通过在IGBT的集电极和发射级之间的电压VCE降至零时再次接通IGBT来减小开关损耗。图22C示出初级线圈电压波形VP的谐振波形。
可将IGBT的VCE定义为：
VCE＝VDC-VP                                (等式4)
其中VP是初级线圈的电压。
因此，由于谐振的影响，VCE的波形具有如图22D所示的高电压峰值。由电容器、漏磁变压器、与次级线圈相连的整流器、磁控管的电路常数和向在如图21所示的电路中的漏磁变压器提供的能量总数确定在谐振周期T2到T3的时间TOFF。其中VP≥VDC的周期T3对于允许VCE降到零或更低是理想的。在周期T4中再次接通IGBT以替换由磁控管消耗的能量，从而允许建立稳定的谐振。
由IGBT的ON时间TON确定向漏磁变压器提供的能量，而且更短的ON时间TON转换成更少的功率总量。可定义IGBT的驱动频率f：
f＝1/(TON+TOFF)。
由于TOFF大部分是固定的，所以当TON变短时f上升，即，更少的功率总量。
由等式4给出VCE，而且VCE不变成零或更低，除非在周期T3中满足关系VP≥VDC。如果减小功率，那么向漏磁变压器提供的能量，即，供给谐振的能量变得更小，而且可能不满足这个关系。这阻止在零电压下接通IGBT，导致转换损耗。
此外，根据等式(2)和(3)，也可由电源电压VDC确定谐振的能量。电压越小意味着能量越低，导致更难满足关系VP≥VDC。这是现有技术的第三个缺点。
下面给出对磁控管的简要解释。
磁控管是用于产生微波的真空管，而且对于驱动磁控管需要存在两个条件。第一个条件是需要将阴极温度升至大约2,100K。第二个条件是在阳极和阴极之间采用高负电压。为了满足第一个条件，向阴极提供来自漏磁变压器的第三级线圈的电流以增加阴极温度。为了满足第二个条件，由整流器将漏磁变压器的次级线圈的高电压输出转换成高电压的直流电，而且在阳极和阴极之间加上高直流电压。当阴极温度是大约2,100K时，在磁控管的阳极和阴极两端的电压VAC和阳极电流IA之间的关系如图23所示。
图23中的VBM被称为起始电压，而一般将-3.8kV的VBM用于家用微波炉。可将磁控管的功率PMG定义为：
PMC＝VAC|A                                     (等式5)，
大约70％的功率以微波形式发射。
产生的微波的频率是2.45GHz，但是还产生低电平的其它频率的不需要的无线电波。为了消除这些无线电波，磁控管可能要求包括电容器和线圈的噪声滤波器。
在图21中所示的电路图，将漏磁变压器的第三级线圈连到磁控管的阴极。由IGBT的ON时间控制功率，而且缩短ON时间如上所述减小功率。这减小了在第三级线圈中产生的电压，导致减小通过阴极的电流。频率f也增加了。可定义在磁控管中提供的噪声滤波器的线圈的阻抗ZL：
ZL＝2πfLN                     (等式6)
其中，LN是噪声滤波器的线圈的电感。
由于频率f也上升，所以由于阻抗变高而抑制了阴极电流，导致阴极电流的进一步减小。
这是现有技术的单个开关元件电压谐振电路的第四个缺点。
第五个缺点与磁控管的启动相关。
除非阴极温度达到大约2,100K的温度，否则磁控管是不可操作的。在启动时，需要一段时间来使阴极温度升高。由于微波炉的一个优点是快速煮，所以在微波炉中的磁控管能够尽快启动是十分重要的。出于这个目的，当启动时将尽量大的电流施于阴极，以产生快速升温。然而，如果启动时将大电流施于阴极，那么由于运用单个漏磁变压器构成向阴极提供电流的第三级线圈和向磁控管提供高电压的次级线圈，所以次级线圈的电压就同时升高。此外，由于通过快速缩短IGBT的ON时间而从低功率来启动磁控管，所以向磁控管的阴极提供的线圈阻抗升至高电平，从而增强了对阴极电流的抑制。为了在这些条件下提供充分的阴极电流，需要进一步增加次级线圈的电压。图24示出在阳极和阴极之间的电压VAC随着时间从起点到磁控管正常振荡的稳定状态的特性变化。在时间TS期间，由于向阴极提供了大电流，所以在次级线圈两端的电压很高。于是，在时间TS之后，磁控管开始操作，而且VAC降至VBM。VBM大约是-3.8kV，而起点产生的电压大约是-7kV。因此，考虑到这个电压，理想地设计构成整流器的二极管和电容器的耐压。这是第五个缺点。
下面描述对于用于驱动磁控管的电源的性能需求。首先，对于驱动磁控管，可能需要高电压。因此，如果诸如灰尘等任何杂质到达高压部分，就可能产生火花。如果发生这种情况，必须立即停止电路操作以避免由于连续火花所致的由形成电源电路的元件产生的火或烟雾。
此外，由于磁控管是真空管，所以可从构成它的铜和钨产生气体。如果在真空管中集中的电场部分中产生这种气体，那么可能会在管内发生火花。如果发生火花，那么在磁控管的阳极和阴极之间的阻抗快速变化，而且这可能会影响诸如IGBT的电气元件的操作。此外，在这种情况下，需要保证操作而不导致电气元件故障。这是第二个要求。
发明概述
本发明涉及用于驱动在高频加热设备中的磁控管的电源。
本发明涉及用于驱动高频加热设备的磁控管的电源，是为了解决用于现有的磁控管驱动电源的电路方式、即单开关元件式电压谐振电路的问题而作成的，为了解决作为第一个问题的因谐振电路的作用引起施加在半导体开关元件上的电压增高的问题；及作为第二个问题的半导体开关元件的ON时间虽能任意设定、但OFF时间由谐振电路所决定而不能任意调整的问题，故使用以下所示的结构。
本发明的高频加热设备包括直流电源、与直流电源相连的漏磁变压器、与漏磁变压器的初级线圈串联的第一半导体开关器件、第一电容器、包括第二电容器和第二半导体开关器件的串联电路、具有用于驱动第一半导体开关器件和第二半导体开关器件的振荡器的驱动电路和与漏磁变压器的次级线圈相连的磁控管。这个结构允许通过第二半导体开关器件(辅助开关元件)调节第一半导体开关器件(主开关元件)的OFF时间。同时，利用具有比和漏磁变压器共同形成谐振电路的第一电容器更大的电容的辅助第二电容器，可以减小施于主第一半导体开关器件的电压。
又，为了解决第三个问题，即在向驱动磁控管的电源电路供给电力的电源电压降低的场合或在使功率减小的场合，由于施加在半导体开关元件上的电压不为零以下、由开关动作引起损耗增大的问题，故除了解决前述第一和第二个问题用的结构以外，采用以下的结构。
通过全波整流器将交流电源整流到直流电源，而且在驱动电路中设有根据直流电源的电压获得的信号来调制频率的调频电路。此外，在驱动电路中设置脉宽调制电路。这允许在施于主第一半导体开关器件的电压为零或更低的情况下，扩展用于实施开关操作的电源电压或功率的范围。
又，为了解决第四个问题，即在使功率减小的场合、存在因使半导体开关元件的ON时间缩短且频率f增高，而使设置在磁控管上的噪声滤波器的线圈的阻抗ZL增大而阴极电流减小的问题，故除了解决前述第一和第二个问题用的结构以外，采用以下的结构。
构成的电功率通过改变用于驱动第一半导体开关器件和驱动第二半导体开关器件的脉冲的ON时间的比例来控制，而且与此同时，保持频率不变。这阻止了噪声滤波器的线圈的阻抗增大，导致在功率降低期间阴极电流下降速率的减小。
又，为了解决第五个问题，即在磁控管的启动时，若要使阴极电流增大、则存在漏磁变压器的次级线圈电压也增高的问题，故除了解决前述第一和第二个问题用的结构以外，采用以下的结构。
提供具有用于向磁控管提供阴极电流的三级线圈的漏磁变压器，和带有由电容器和线圈构成的滤波器的阴极的磁控管。此外，向驱动电路提供了用于设备频率以减小线圈启动阻抗的启动频率设定电路。这能够向阴极提供充分的电流，同时阻止增加在次级线圈两端的电压。
又，为了满足第一个要求事项，即当有灰尘等附着在高电压部分上时有可能产生火花，在这样的场合、需满足必须不构成危险地迅速停止电路工作的要求，故除了解决前述第一和第二个问题用的结构以外，采用以下的结构。
本发明还包括直流电源、与直流电源相连的线圈、与线圈相连的电容器、用于检测电容器电压变化的电压检测器和用于将参考电平与由电压检测器检测的电容器的电压电平相比较的比较器。如果电容器电压的检测电平升至高于或降至低于参考电平，那么驱动电路被设计成停止它的操作。它允许如果发生火花，立即中断电路。
附图说明
图1是用于根据本发明的第一示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。与漏磁变压器的次级线圈相连的整流器采用全波倍压器整流器系统。
图2是用于解释图1中的电路操作的漏磁变压器的初级线圈电压VP的波形。
图3是用于根据本发明的第二示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。第二半导体开关器件和第二电容器的串联电路与漏磁变压器的初级线圈串联。
图4是用于根据本发明的第三示例实施例驱动在高频加热设备中用的磁控管的电功率变换器的电路结构。第一电容器与漏磁变压器的初级线圈串联。换句话说，第一电容器与第一半导体开关器件并联。
图5是用于根据本发明的第四示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。第二半导体开关器件和第二电容器的串联电路以及第一电容器与漏磁变压器的初级线圈串联，换句话说，与第一半导体开关器件并联。
图6是用于根据本发明的第五示例实施例驱动在高频加热设备中用的磁控管的电功率变换器的电路结构。与漏磁变压器的次级线圈相连的整流器采用半波倍压器整流器系统。
图7是用于根据本发明的第六示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。与漏磁变压器的次级线圈相连的整流器采用全波整流器系统。
图8是用于根据本发明的第七示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。将漏磁变压器的次级线圈分成两个部分，而且设有中心抽头。
图9是作为已整交流电源的直流电源的电压波形VDC。
图10是用于根据本发明的第八示例实施例驱动磁控管的电功率变换器的驱动电路的方框图。
图11A至11D是与图10中的驱动电路相关的波形，其中横坐标表示时间t。图11A是VDC检测器65的输出电压波形，图11B是调频器29的输出波形，图11C是由振荡器30产生的锯齿波的波形，图11D是脉宽调制器28的输出波形。
图12A至12D是在如图10所示的驱动脉冲信号发生器31中的波形。
图13A至13C示出当发生脉宽调制和频率调制时的情况。图13A是直流电源的电压波形，图13B是磁控管的阳极电流波形，图13C是直流电源的电流波形。
图14A至14C示出当没有任何脉宽调制和调频时的情况。图14A是直流电源的电压波形，图14B是磁控管的阳极电流波形，图14C是直流电源的电流波形。
图15是在磁控管中用到的滤波器的电路图。
图16是用于检测第一半导体开关器件3的电压VCE的VCE检测器45的电路图。
图17A是第一半导体开关器件3的电压VCE的波形，图17B是VCE检测器45的输出电压的波形。
图18是用于根据本发明的第九示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。
图19A至19D示出当在漏磁变压器的次级线圈端子之间发生火花时的操作的示例波形。图19A是第一半导体开关器件3的电流波形，图19B是电容器51的电压波形，图19C是比较器54的输出信号波形，图19D是形成停止判断电路19的电容器60(如图20所示)的电压波形。
图20是用于根据本发明的第十示例实施例驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路结构。
图21是用于驱动现有技术的高频加热设备的磁控管的电源的电路结构。
图22A至22D是解释用于驱动现有技术的高频加热设备的磁控管的电源的操作的波形。图22A是IGBT的电流波形，图22B是IGBT的驱动信号波形，图22C是漏磁变压器的初级线圈电压波形，图22D是IGBT的集电极电压波形。
图23示出在磁控管的阳极和阴极之间的电压VAC与阳极电流IA的关系特征。
图24示出在阳极和阴极之间的电压VAC随着从磁控管的启动到正常振荡的时间的过渡变化特征。
较佳实施例的描述
第一示例实施例
图1示出用于在本发明的第一示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电功率变换器的电路图。第一示例实施例的高频加热设备包括直流电源1、漏磁变压器2、第一半导体开关器件3、第一电容器4、第二电容器5、第二半导体开关器件6、驱动电路7、全波倍压器整流器8和磁控管9。由全波整流器将交流电源从交流电压变换成直流电压VDC，而且向电路提供，其中在所述电路中第一半导体开关器件3与包含第一电容器4和漏磁变压器2的初级线圈的电路并联。第二电容器5和第二开关器件6的串联电路与第一电容器4并联。由全波倍压器整流器8把在漏磁变压器2的次级线圈中产生的高电压输出转换成高直流电压，而且加在磁控管9的阳极和阴极之间。漏磁变压器2的第三级线圈向磁控管9的阴极提供电流。
第一半导体开关器件3包括IGBT10和与IGBT10并联的二极管11。第二半导体开关器件6还包括IGBT13和二极管12。
驱动电路7具有用于对第一半导体开关器件3和第二半导体开关器件6产生驱动信号的振荡器。这个振荡器产生带有特定频率和功率的信号并向第一半导体开关器件3提供驱动信号。向第二半导体开关器件6提供用于第一半导体开关器件3的驱动信号经延迟和反相(inverted)的信号。
参照如图2所示的漏磁变压器2的初级线圈电压VP的波形解释如图1所示的电路的操作。运用这个初级线圈电压VP和直流电源1的电压VDC可以将第一半导体开关器件3的电压VCE定义如下：
VCE＝VDC-VP                         (等式7)
首先，当接通IGBT10时，集电极电流IC流过漏磁变压器2的初级线圈。由于接通IGBT10时与直流电源1的电压VDC相比第一半导体开关器件3的电压VCE非常小，所以初级线圈电压VP与直流电源1的电压VDC几乎相等。这是图2中的周期T1。这里，漏磁变压器2的次级线圈输出开始给全波倍压器整流器8的电容15充电。当V2+V3达到：
V2+V3＞VBM                          (等式8)
其中V2：电容器14的初始电压，
    V3：电容器15的电压，和
    VBM：振荡启动电压
磁控管9开始振荡，而且阳极电流开始流向磁控管9。
当断开第一半导体开关器件3时，在漏磁变压器2的初级线圈中的电流开始流向第一电容器4。于是，漏磁变压器2的次级线圈输出开始给电容器14充电，而初级线圈电压VP如图所示地减小图2中的周期T2。当满足等式8时，磁控管9开始再次振荡。当第一电容器4的电压达到第二电容器5的初始电压VS时，在第二半导体开关器件6中的二极管12接通，而且开始对第二电容器5充电。初级线圈电压VP变成如图2所示的周期T3。
将第二电容器5设计成具有比第一电容器4更大的电容，因而在周期T3内电压降低突然缓和起来。相反地，当从漏磁变压器2的初级线圈流到第二电容器5的电流开始从第二电容器5流到初级线圈时，初级线圈电压VP移动在图2中周期T4内。此刻，可能需要接通在第二半导体开关器件6中的IGBT13。当在特定时刻T4切断IGBT13时，电流开始从第一电容器4流到漏磁变压器2的初级线圈，而且初级线圈电压VP增加以在图2的周期T5内移动。在周期T5内，电压快速上升。当该电压达到VDC时，根据等式7，第一半导体开关器件3的电压变成零。通过此刻再次驱动第一半导体开关器件3，从周期T1开始重复相同的操作。
这实现了开关操作，它能够减小开关损耗。由在接通第二半导体开关器件6的周期T4中的特定时刻T4确定上述第二电容器5的初始电压VS。特别是，由于第二半导体开关器件6的ON时间的延伸，第二电容器5的初始电压VS降低，导致第一半导体开关器件3的电压减小。
如上所述，可以自由地设定第一半导体开关器件3的OFF时间，或者第二半导体开关器件6的ON时间，而这在使用现有技术的电路结构的情况下是不可能的。此外，通过使第二电容器5具有比第一电容器4的电容更大的电容，可以固定(clamp)第一半导体开关器件3的电压。
第二示例实施例
图3示出用于根据本发明的第二示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电源变换器(electric power supply converter)的电路图。
在图3中，用相同的标号表示与图1中相同的元件，而且这里省略对它们的解释。与图1中的结构的不同之处在于串联的第二半导体开关器件6和第二电容器5与漏磁变压器2的初级线圈串联并与第一半导体开关器件3并联。
在这个示例实施例中，与图1中的电路的操作相比，在电流从漏磁变压器2的初级线圈流到第二电容器5和反过来从第二电容器5流到初级线圈期间，在漏磁变压器2的初级线圈和第二电容器5之间流动的电流通过电路中的直流电源1。其它特征与在第一示例实施例中的电路相同。
在这个示例实施例中的电路结构的情况下，如果例如将双极晶体管用作第二半导体开关器件6，那么最好使用pnp型晶体管。如果采用了MOS晶体管或IGBT，那么最好使用p-沟道IGBT。然而，这个电路结构允许对第一半导体开关器件3和第二半导体开关器件6的射极保持相同的电势。与图1中所示的结构相比，这对第二半导体开关器件6防止了高射极电势，允许将驱动电路设计成具有较低的耐压。
第三示例实施例
图4示出用于在本发明的第三示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电源变换器的电路图。
在图4中，用相同的标号表示与图1中的相同的元件，并因此省略对它们的解释。与图1中的结构的不同之处在于第一电容器4与第一半导体开关器件3并联。
这允许流到第一电容器4的电流通过直流电源1。如果在第一半导体开关器件3中采用IGBT或MOS晶体管，那么在IGBT的情况下，在集电极和射极之间存在一定电容，而在MOS晶体管的情况下，在漏极和源极之间存在一定电容。因此，通过把第一电容器4与第一半导体开关器件3并联，可以将第一电容器4的电容设计成更小，其值等于存在于第一半导体开关器件3中的电容。
第四示例实施例
图5示出用于在本发明的第四示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电源变换器的电路图。
在图5中，用相同的标号表示与图1中相同的元件，从而这里省略对它们的解释。与图1中的结构的不同之处在于串联连接的第二半导体开关器件6和第二电容器5与漏磁变压器2的初级线圈串联，而且第一电容器4与第一半导体开关器件3并联。换句话说，这是图4和5中所示的结构的结合以利用两者的优点。
利用这个结构，可不将高电势加在第二半导体开关器件6上，从而允许将驱动电路设计成具有更低的耐压。此外，可以将第一电容器4的电容设计成更小，其值等于在第一半导体开关器件3中的电容。
第五示例实施例
图6示出用于在本发明的第五示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电源变换器的电路图。
在图6中，用相同的标号表示与图1中相同的元件，这里省略对它们的解释。与图1中的结构的不同之处在于与漏磁变压器2的次级线圈相连的整流器16包括电容器17和二极管18，并采用半波倍压器整流器系统。由在次级线圈中产生的电压给电容器17充电，同时断开第一半导体开关器件3，而且在漏磁变压器2的次级线圈中产生的电压和电容器17的电压之和驱动磁控管9，同时接通半导体开关器件3。
下面对作为在图1中所示的结构中用到的整流器系统的全波倍压器整流进行补充说明。在图1中，由在漏磁变压器2的次级线圈中产生的电压给电容器15充电，同时接通第一半导体开关器件3，而且该电压和电容器14的电压之和驱动磁控管9。在漏磁变压器2的次级线圈中产生的电压给电容器14充电，而且该电压和电容器15的电压之和驱动磁控管9，同时断开第一半导体开关器件3。
第六示例实施例
图7示出用于在本发明的第六示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电源变换器的电路图。
在图7中，用相同的标号表示与图1中相同的元件，这里省略对它们的解释。与图1中的结构的不同之处在于与漏磁变压器2的次级线圈相连的整流器19包括4个二极管桥并采用全波整流器系统。在这个系统中的漏磁变压器2的次级线圈的线圈数可要求大约为在图1的结构中的漏磁变压器的次级线圈的线圈数的两倍。然而，这允许在两种情况下驱动磁控管9，同时接通和断开第一半导体开关器件3，这与图1的结构相同。
第七示例实施例
图8示出用于在本发明的第七示例实施例中驱动在高频加热设备中用到的磁控管的电源变换器的电路图。
在图8中，用相同的标号表示与图1中相同的元件，这里省略对它们的描述。与图1中的结构的不同之处在于将图8中的漏磁变压器20的次级线圈分成两个部分，而且提供中心抽头21。将两个分开的线圈紧紧耦合。接通二极管24，同时接通第一半导体开关器件3，以提供用于驱动磁控管9的电压。
接通二极管25，同时中断第一半导体开关器件3以提供用于驱动磁控管9的电压。
在图1、6、7和8中所示的结构中的共同特征是通过驱动磁控管9或给与次级线圈相连的整流器的电容器充电同时接通和断开第一半导体开关器件3，消耗在漏磁变压器2或20中的能量。
通过整流交流电源产生图1中的直流电源。直流电源1的电压波形VDC将如图9中所示。图9中的周期T就是交流电源的周期，而峰值电压VMAX是交流电源的有效电压的 倍。由于这个电压波形从大约0V变成VMAX，所以谐振能量还依赖于电源1的电压VDC，如在现有技术中所述。特别是，当电源电压变得更小时，谐振能量也变得更小，从而更难将施于半导体开关器件的电压减至零了。因此，通过扩展第一半导体开关器件3的ON时间，可以更加容易地将施于半导体开关器件的电压减至零，由于电源电压降低，从而增加漏磁变压器2的谐振能量。
第八示例实施例
图10示出用于解释本发明的第八示例实施例的驱动电路7的方框图。反相(inversion)和放大电路26和放大器27接收VDC检测器65的输出信号，检测器65检测直流电源1的电压VDC。脉宽调制器28接收反相和放大器电路26的输出，而且调频器29接收放大器27的输出。振荡器30产生其频率由调频器29设定的锯齿波。驱动脉冲信号发生器31产生用于驱动第一半导体开关器件3和第二半导体开关器件6的驱动脉冲信号。设计的驱动脉冲信号发生器31产生带有由脉宽调制器28设定的脉宽并根据由振荡器30设定的频率的驱动脉冲信号。
接着，检查在漏磁变压器2中保持恒定电流I而不受电源电压VDC(直流电源1的电压)影响的条件。可将电源电压VDC定义为：
V DC = 2 E 0 SIN ( ωt )
其中，E0是交流电源的有效值，ω是交流电源的角频率，而t是时间。
由于可以根据等式2定义漏磁变压器的电流I，所以需要等式2中的TON满足下列等式以在漏磁变压器中保持恒定电流而不受电压的影响：
TON＝T0/SIN(ωt)
其中，T0是特定值。
因此，由反相和放大电路26反相和放大VDC检测器65的输出信号，然后输入到脉宽调制器28。通过使半导体开关器件的ON时间TON满足上述条件，将在漏磁变压器2中的电流I保持恒定，而与电源电压VDC无关。
由于当电源电压VDC变得更低时，驱动脉冲的ON时间TON延伸，所以需要使周期T变得更长。换句话说，可能要求减小频率f。因此，由放大器27放大VDC检测器65的输出信号，然后输入到调频器29，从而当电源电压VDC增高时频率增大。
图11A示出VDC检测器65的输出电压波形VDC。它是基于交流电源的全波整流产生的波形的包络。图11B示出调频器29的输出波形V29。图11C示出振荡器30基于如图11B所示的信号产生的调频之后的锯齿波。图11D示出作为图11A的反相波形的脉宽调制器28的输出波形VON。
图12A至12D示出在驱动脉冲信号发生器31中执行的部分波形处理。图12A和12C示出如何将在图11C中的调频之后的锯齿波波形VNC和图11D中的脉宽调制器28的输出波形VON相比较。图12A示出包络底部的放大图，它是低电源电压部分，而图12C是包络的顶部部分，它是高电源电压部分。将图12A和12C相比较，与图12C中的锯齿波VNC的周期TT相比较，图12A中的锯齿波VNC的周期TB是TB＞TT。关于脉宽调制器28的输出VON，当将图12A中的VON看作VONB而将图12C中的VON看作VONT时，VONB＞VONT。图12B示出在图12A中的VON＞VNC期间的信号输出，而且这是用于驱动第一半导体开关器件3的脉冲信号。在电源电压很低的部分，延伸半导体开关器件3的ON时间，而且还按比例延伸周期以增加向漏磁变压器提供的能量，从而向半导体开关器件提供的电压变成零。在电源电压很高的部分，缩短第一半导体开关器件3的ON时间，而且还按比例缩短周期以减小向漏磁变压器提供的能量到一定范围，从而向半导体开关器件施加零电压。
即使电源电压变化很大，也能通过上述控制，在零电压下执行对半导体开关器件的ON和OFF操作。
接着，参照图13，解释本发明的优点之一的磁控管的阳极电流。图13A示出直流电源1的电压波形VDC，图13B示出与输出成正比的磁控管的阳极电流IA，而图13C示出直流电源1的电流波形IIN，它具有与由图13B中的阳极电流波形的虚线表示的阳极电流波形的包络相同的形状。图13B的特征在于由于脉宽调制和调频的影响，导致它在频率很高的包络的顶部周围抑制输出，而且第一半导体开关器件的ON时间很短，而且它增加在频率很低的包络的底部周围的输出，第一半导体开关器件的ON时间很长。这使阳极电流波形的包络近似为梯形。为了比较，图14A-C示出当不调制脉宽和频率时的波形。图14A示出直流电源1的电压波形VDC，图14B示出磁控管的阳极电流IA，图14C示出直流电源1的电流波形IIN。比较图13B和14B中的各个阳极电流波形IA的峰值IAP1和IAP2，在相同的功率电平下实现了IAP1＜IAP2。
磁控管的退化与阳极电流的峰值有密切关系。更高的峰值趋于加速磁控管的退化。因此，如果通过如图13B所示的脉宽调制和调频的作用减小阳极电流的峰值，那么可以抑制磁控管的退化。
此外，在如图13C所示的输入电流波形中，在周期T1期间，当电流不流动时，电源电压太低，以至于加在磁控管的阳极和阴极之间的电压变得比磁控管的振荡启动电压VBM更低。于是，阳极电流不流动，输入电流也不流动。与如图14C所示的周期T2相比，输入电流不流动的周期T1是T1＜T2。结果，如图13C所示的输入电流波形的高频率分量变得小于如图14C所示的输入电流波形，从而能够改进功率因素。
接着，解释在本发明中启动时去除噪声运行大阴极电流的方法。由于磁控管在TV频带内产生噪声，所以提供滤波器以去除这种噪声。如图15所示，滤波器包括串联插入阴极的线圈35和36，在阳极和阴极之间连接的电容器37和38以及与阴极并联的电容器139。阴极的阻抗ZC大约是0.3Ω，而且可通过等式6定义线圈35和36的阻抗ZL，其中f是阴极电流的频率。如果频率是40kHz，那么阻抗ZL将大约是0.5Ω。该值大约与阴极的阻抗ZC相等，而且它是确定阴极电流电平的主要因素。如在现有技术中所述，对于迅速启动磁控管，大阴极电流是所需的。因此，很明显，为此可通过减小频率来理想地减小线圈35和36的阻抗。例如，如果频率下降到20kHz，那么根据等式6，线圈阻抗可以是在约40KHz时的一半，这导致阴极电流的增加。
在图10中，由最小频率设定电路39将在启动时由振荡器30产生的锯齿波的频率设定到驱动电路7。换句话说，通过在启动时而不是在正常操作时用较低频率进行操作，可以减小形成磁控管的滤波器的线圈35和36的阻抗，从而增加阴极电流。
此外，在图10中，调频开关电路40在启动时从调频器29中去除信号以阻止调制。这使得能够在由最小频率设定电路39设定的固定低频下进行操作，而与启动时直流电源的电压电平无关。
调频开关电路40包括电流检测器41、判断电路42和开关43和44。当磁控管振荡时，阳极电流流过在图1中的全波倍压器整流器8的电容器或二极管。因此，电流检测器41运用电流互感器可以检测到二极管、电容器或阳极的电流。判断电路42判断磁控管是否从电流检测器41的输出电平开始振荡。即使磁控管不振荡，也有一定暗电流流动。由于向磁控管提供了滤波器，如图15所示，所以电流还流过它的电容器。此外，电容器的充电或放电电流还在形成图1中的全波倍压器整流器8的二极管和电容器中流动。由于这种电流电平极低，所以判断电路42可以将它与在磁控管振荡时流过的电流区分开来。当磁控管不振荡时，判断电路42打开开关43以去除调频器43的信号到振荡器30，与此同时，关闭开关44，以将最小频率设定电路39的信号送到振荡器30。当判断电路42判断磁控管正在振荡时，同时关闭开关43和打开开关44以作调频。最小频率设定电路39具有设定避免过渡阴极电流流动的最小频率或音频的功能。将最小频率设定为20kHz或更高。
通过启动时减小频率，可以施加足够大的电流，无需如在现有技术中那样在启动时将大电压加到漏磁变压器2的次级线圈。次级线圈电压与初级线圈电压成正比，而直流电源电压VDC、施于第一半导体开关器件的电压VCE和初级线圈电压VL1的关系如下：
VDC＝VL1+VCE                 (等式9)
于是，为了施加适当的次级线圈电压，需要控制VCE到适当电压。由于VCE低于次级线圈电压，所以它的优点在于易于检测。此外，漏磁变压器还在初级线圈和次级线圈之间绝缘。当检测出次级线圈电压时，需要把它的信号发送到运用诸如光耦合器(photocoupler)的绝缘装置与初级线圈侧相连的驱动电路。这种结构可能是复杂的。检测第一半导体开关器件的电压VCE的一种方法还具有简化结构的优点。
如图10所示的驱动电路7设有用于检测第一半导体开关器件3的电压VCE的VCE检测器45。把VCE检测器45的输出信号VOCT(参照图10和16)输入到脉宽调制器28。VCE检测器45对如图11D所示的脉宽调制器28在启动时有影响。特别是，当VCE检测器45不在操作时，图11D中实线的波形VON是脉宽调制器28的输出波形。当VCE在操作时，虚线是输出波形。明显的是，VCE检测器45减小VON的电压电平。因此，通过减小脉宽调制器28的输出波形VON的电平以将在第一半导体开关器件3中的电压VCE控制在适当的电平，可以使用于驱动第一半导体开关器件3的脉冲信号的时间宽度变窄。结果，将次级线圈电压控制在提供适当阴极电流所必需的最小电平。
图16示出用于检测第一半导体开关器件3的电压VCE的VCE检测器45的结构的例子。由电阻来分压电压VCE以驱动晶体管给电容器46充电。电容器46在并联的电阻47处放电。这个电容器46的电压VOUT是输入到脉宽调制器28的信号。图17A示出第一半导体开关器件3的电压VCE的波形。周期T是交流电源的周期，而且例如它大约是16毫秒。由于第一半导体开关器件3在50秒或更低的周期内进行操作，所以在图17A中的集电极电压VCE的波形包括320个半周期。然而，简化了在图17A中的波形。由于第一半导体开关器件3的集电极电压VCE具有脉冲波形，所以如果直接将该信息输入脉宽调制器28，控制可能变得不稳定。因此，由如图16所示的VCE的分压电压驱动晶体管，而且通过与电源相连的电阻48给电容器46充电。电容器46通过电阻47放电。把充放电的时间常数设为短于交流电源的周期而长于第一半导体开关器件3的驱动周期。这能够输出图17B所示的电压VOUT，使之接近于如由图17B中的破折线所示的第一半导体开关器件3的电压VCE的包络。因此，通过向脉宽调制器28提供该VOUT，可以保证稳定的操作。
如上所述，向磁控管提供滤波器，而且在滤波器中的线圈阻抗随着频率而变化，导致阴极电流的变化。通过现有技术的单个开关器件电压谐振电路结构，通过缩短半导体开关器件的ON时间减小输出，导致大大减小由于频率增大所致的阴极电流。因此，本发明的驱动电路调节第一半导体开关器件3的ON时间以控制输出，而且将响应于上述电源电压波形改变的调频器29的信号保持不变，使之与输出无关。于是，在控制输出时在包络的特定点处的频率不变，抑制了在低输出下阴极电流的减小。这能够在低输出下保持适当的阴极温度，从而实现比现有技术更低的输出。这大大提高了煮食性能，特别是，食物解冻性能。
第九示例实施例
参照图18，描述在第九示例实施例中抗火花和闪电的方法(measure)。驱动磁控管需要高电压，而如果灰尘或油烟达到携带高电压的部分就会放生火花。如果发生火花，那么最好立即停止电路的操作。用于驱动在高频加热设备中用到磁控管的本发明的电功率变换器设有用于检测电容器51电压变化的电压检测器52，其中电容器51与线圈50形成滤波器以阻止把高频分量传送到直流电源1、参考电压源53和比较器54。比较器54把电压检测器52的输出与参考电压源53的电压电平相比较。如果电压检测器52的输出更大，那么比较器54把停止信号输出到驱动电路7，以停止电路操作。例如，如果通过模拟-数字变换来测量电压检测器52的电压，那么比较器54可以用常数作为参考电平来代替参考电压源53，而且可以在模拟-数字变换之后把该值与参考电平相比较。
如果在漏磁变压器的次级线圈端之间发生火花，那么当第一半导体开关器件3的IGBT10接通时流过过电流，因为漏磁变压器的电感减小了。此时，从电容器51提供电荷，而且通过释放过电荷，电容器51的电压突然下降。接着，当断开IGBT10时，在漏磁变压器2的初级线圈中的电流流到电容器4，然后通过第二半导体开关器件6的二极管12流到电容器5。当将漏磁变压器2中的能量完全传递到电容器5时，电流开始通过接通的IGBT13，相反地从电容器5流向漏磁变压器。如果此刻断开IGBT13，那么在漏磁变压器2中的电流通过第一半导体开关器件3的二极管11流到电容器51，而电容器51的电压突然上升。图19A示出出现火花时第一半导体开关器件3的IGBT10的电流波形IC1和二极管的电流波形ID1，而图19B示出电容器51的电压波形VC51。在图19A中，坐标的正向表示IC1，而负向表示ID1。在箭头处发生火花(接近短路)。很明显，过电流IC1流过和电压VC51突然下降。于是，过电流ID1在下一个周期内流到二极管11，从而突然增大VC51。图19C示出比较器54的输出信号。当VC51突然增大并超出一定电平时，就发送输出信号。该信号停止驱动电路7工作。
当电压VC51突然下降时，还可检测它。换句话说，当电压检测器52的输出电压小于参考电压源53的电压时，可以构成比较器发送信号。
如上所述，通过用低频率启动驱动电路7减小在磁控管的滤波器中的线圈阻抗。这导致在启动时电容器51的电压VC51的变化大于在正常操作时的变化。结果，包括电压检测器52、参考电压源53和比较器54的电路可以在启动时激活(activate)并可停止驱动电路7工作。为此，在启动时将参考电压源53的电压设为更高电平。启动时中断图18中的开关电路55的晶体管以将参考电压源53设为高电压，而在正常操作期间接通它以将参考电压源53设为低电压。
当由于雷涌或其它原因使交流电源受冲击时，通过整流交流电源获得的直流电源1的电压上升。在这种情况下，电压上升到正常电压的几倍几十倍。为了在这种电压浪涌下保护电路，需要停止电路的操作。出于这个目的，提供用于检测与线圈50一起形成滤波器的电容器51的电压变化以阻止把高频分量发送到直流电源1的电压检测器52、参考电压源53和比较器54。比较器54把电压检测器52的输出与参考电压源53的电压相比较，而且如果电压检测器52的输出更大，那么把停止信号输出给驱动电路7，从而可以停止电路操作。这种结构能够检测由快速电压上升导致的过电压。因此，通过利用这种结构，在交流电源系统中发生过电压时立即停止操作。然而，在正常操作期间，需要阻止电容器51的电压检测电平和交流电源系统的电压检测电平的干扰。提供包括二极管57和恒电压器件(诸如，齐纳二极管58)的串联电路的交流电源电压检测器56。通过交流电源电压检测器56，向电压检测器52提供由电阻分压的交流电源电压。如果由电阻分压的交流电源电压小于输入到电压检测器52的电容器51的分压和齐纳二极管58的齐纳电压的总和，那么不把信号输入给电压检测器52。因此，在正常操作期间，交流电源电压检测器56的输出不影响电压检测器52。此外，通过提供二极管57，电压检测器52不影响交流电源电压检测器56。通过这种结构，在发生由雷涌或火花引起的过电压时，可以立即停止电路的操作。通过共享电路部件可以用更少的元件构成电路。
第十示例实施例
参照图20，描述用于在本发明的第十示例实施例中停止驱动电路7工作的判断电路59。用于判断如图20所示的停止(stoppage)的判断电路59包括由比较器54的输出充电的电容器60和用于将电容器60的电压与参考电压源61的电压相比较的比较器62。在图19D中所示的波形中的实线表示电容器60的电压波形V60，而虚线表示参考电压源61的电压V61。由比较器54的输出信号充电电容器60，其中所述输出信号是如图19C所示的脉冲信号，而且电容器60的电压在第二脉冲信号处超出参考电压源61的电压V61。此刻，反相电容器62的输出信号以停止驱动电路工作。判断电路59确定何时输出停止信号，即，在多少次从比较器54输出信号之后，这依赖于电容器60的电容、在给电容器60充电时流动的电流的电阻63的值或在让电容器60放电时电阻64的值。例如，提供这种判断电路59的目的在于阻止用不会对电路操作或外界噪声产生很大的影响的瞬时过电压来停止运行。本发明的判断电路利用火花和雷涌具有一定连续性的特征，且外界噪声和瞬时过电压是更加短暂，而不必连续将雷涌和火花与外界噪声及瞬时过电压区分开来。
工业应用性
高频加热设备包括直流电源、与直流电源相连的漏磁变压器、与漏磁变压器的初级线圈侧串联的第一半导体开关器件、与漏磁变压器的初级线圈侧并联的第一电容器、第二电容器、与第二电容器串联的第二半导体开关器件、具有用于驱动第一和第二半导体开关器件的振荡器的驱动电路、与漏磁变压器的次级线圈侧相连的用于全波倍压器整流的整流器和与整流器相连的磁控管。通过把第二电容器和第二半导体开关器件的串联电路与漏磁变压器的初级线圈侧并联，可以自由地设定第一半导体开关器件3的OFF时间或第二半导体开关器件6的ON时间。此外，通过与第一电容器4相比保证第二电容器5的充分电容，可以固定第一半导体开关器件3的电压。
利用如图3所示的结构，通过将第二电容器5和半导体开关器件6的串联电路与漏磁变压器2的初级线圈侧串联，第一半导体开关器件3和第二半导体开关器件的射极可设为具有相同电势。这允许将驱动电路设计成具有低耐压，因为阻止了第二半导体开关器件6的射极具有高电势。
利用如图4所示的结构，通过将第一电容器4与漏磁变压器2的初级线圈侧串联，然后将第二电容器5和第二半导体开关器件6的串联电路与漏磁变压器的初级线圈并联，可使第一电容器4的电容更小，其值等于第一半导体开关器件3的电容。
利用如图5所示的结构，可以取得两个效果。特别是，通过将第一电容器4与漏磁变压器2的初级线圈侧串联，然后将第二电容器5和第二半导体开关器件6的串联电路与漏磁变压器的初级线圈串联，可使第一电容器4的电容更小，其值等于第一半导体开关器件3的电容，而且可将驱动电路设计成具有更低的耐压。
利用如图6所示的采用半波倍压器整流器系统的结构，如图7所示的采用全波整流器系统的结构或如图8所示的采用用于将漏磁变压器2的次级线圈分成两部分的中心抽头系统的结构，可以提高漏磁变压器的利用率。
此外，即使通过对交流电源的全波整流大大改变电源的电压以获得直流电源，并将调频器设置在驱动电路中以根据基于直流电源的电压发射的信号来调制频率，也可以在零电压下实施半导体开关器件的ON和OFF操作。
通过在启动时和正常操作期间提供调频开关电路以转换频率调制，从而在启动时删除调频以在某一频率下启动，可以增加向磁控管的阴极提供的电流。
调频开关电路还包括用于检测形成与漏磁变压器的次级线圈侧相连的整流器的二极管或电容器的电流的电流检测器，以及用于基于电流检测器的输出信号确定磁控管振荡的判断电路。这允许精确地判断磁控管的状态。
通过在调频开关电路中提供最小值频率设定电路，还可阻止该电路在音频频带内进行操作以避免刺激声音。
通过执行交流电源的全波整流以获得直流电源并调制基于直流电源的电压产生的信号的脉宽，即使电源电压大大改变，也可在零电压下执行对半导体开关器件的ON和OFF操作。
通过改变用于驱动第一半导体开关器件和驱动第二半导体开关器件的脉冲的ON时间之比，但是在控制电功率期间保持周期不变，可将在控制输出时磁控管的阴极电流的变化率保持较低。
通过设定较低操作频率以启动操作，可以减小设置在磁控管中的线圈的阻抗，而不在漏磁变压器的次级线圈中产生大电压，以向磁控管的阴极提供足够的电流。
通过提供用于检测向第一半导体开关器件施加的电压的电压检测器，可以间接检测关于启动时漏磁变压器的次级线圈电压的信息。通过根据这个信息控制驱动电路的脉宽，可在启动时将漏磁变压器的次级线圈电压设为特定值。
通过用包括晶体管、电阻器和电容器的峰值保持电路来形成电压检测器，可以产生符合第一半导体开关器件的具有脉冲波形的集电极电压包络的信号。该信号能够稳定地控制驱动电路的脉宽。
本发明的高频加热设备还包括直流电源、与直流电源相连的线圈、与线圈相连的电容器和用于检测电容器电压变化的电压检测器。电压检测器包括参考电压源和用于将电容器电压的检测电平和参考电压源的电压电平相比较的比较器。构成的驱动电路在电容器电压的检测电平超出或减至低于参考电压源的电压电平时停止工作。这能够检测由于在漏磁变压器次级线圈中的高压部分处发生火花而产生的电容器电压的大变化，通过停止驱动电路的操作允许阻止连续发生火花。
通过提供用于在启动和正常操作期间转换参考电压源的转换电路，区分在启动时电容器的电压变化和发生火花时电容器的电压变化。
本发明还包括通过对交流电源作全波整流获得的直流电源，和用于检测交流电源的电压的交流电源电压检测器。交流电源电压检测器包括二极管和齐纳二极管的串联电路，而且接收交流电源电压的输出信号。这能够检测由于可能发生在交流电源系统中的闪电引起的异常电压冲击，还通过共享一部分电路提供更加简单的电路结构。
本发明还包括判断电路，用于根据电容器电压的检测电平超过或减至低于参考电压源的电压电平的次数，判断何时向驱动电路输出停止信号。这能够区分由于外界噪声和雷涌或火花导致的瞬时过电压。
参考标号
1          直流电源
2          漏磁变压器
3          第一半导体转换装置
4          第一电容器
5          第二电容器
6          第二半导体转换装置
7          驱动电路
8          全波倍压器整流器
9          磁控管
1          IGBT
11，12     极管
13         IGBT
14，15     电容器
16         整流器
17         电容器
18         二极管
19         整流器
20         漏磁变压器
21         中心抽头
23         极管
24         二极管
25         极管
26         反相和放大电路
27         放大器
28         脉宽调制器
29         调频器
30         振荡器
31             驱动脉冲信号发生器
35，36         线圈
37，38，139    电容器
39             最小频率设定电路
40             调频转换电路
41             电流检测器
42             判断电路
43，44         开关
45             VCE检测器
46             电容器
47，48         电阻
50             线圈
51             电容器
52             电压检测器
53             参考电压源
54             比较器
55             转换电路
56             交流电源检测器
57             二极管
58             齐纳二极管
59             判断电路
60             电容器
61             参考电压源
62             比较器
63，64         电阻
65             VDC检测器

Claims (19)

1.一种与电源一起使用的高频加热装置，其中所述电源是由经整流的交流电源提供的直流电源，其特征在于，所述高频加热装置还包括：
与所述直流电源相连的漏磁变压器；
与所述漏磁变压器的初级线圈侧串联的第一开关器件；
与所述第一开关器件相连的第一电容器；
第二电容器和第二开关器件的串联电路，后者是半导体开关器件；
用于交替驱动所述第一开关器件和所述第二半导体开关器件的驱动装置；
用于根据向所述驱动装置提供的所述电源的电压产生的信号来调制频率的调频装置；
与所述漏磁变压器的次级线圈侧相连的整流装置；和
与所述整流装置相连的磁控管，
其中，所述第一电容器、所述第二电容器和所述漏磁变压器形成谐振电路。
2.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，与所述漏磁变压器的所述次级线圈侧相连的所述整流装置提供下列功能之一：
1)全波倍压器整流；
2)半波倍压器整流；
3)全波整流；和
4)用于在中心分接所述漏磁变压器的所述次级线圈并通过二极管连到磁控管的中心分接。
3.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，还包括用于转换所述调频装置以在固定频率下启动操作的调频开关器件。
4.如权利要求3所述的高频加热装置，其特征在于，所述整流装置包括与所述漏磁变压器的所述次级线圈侧相连的二极管和电容器，所述调频开关器件包括：
用于检测形成所述整流装置的所述二极管和电容器中至少一个的电流的电流检测装置；和
用于根据所述电流检测装置和所述电流检测装置的输出信号确定所述磁控管的振荡的判断装置。
5.如权利要求4所述的高频加热装置，其特征在于，所述调频开关器件包括最小频率设定装置。
6.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所述电源是整流的交流电源，而且所述高频加热装置还包括用于根据基于所述电源电压产生的信号调制脉宽的脉宽调制装置。
7.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，通过改变用于驱动所述第一开关器件与驱动所述第二开关器件的脉冲的ON时间比并使周期保持恒定，来控制功率。
8.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所述漏磁变压器还包括用于向所述磁控管的阴极提供电流的三级线圈，所述磁控管的所述阴极具有包括电容器和线圈的滤波器；而且所述驱动装置还包括用于将频率设为减小所述线圈阻抗到某一程度的启动频率设定装置。
9.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所述驱动装置还包括用于检测施于所述第一开关器件的电压的电压检测装置，而且所述电压检测装置控制脉宽。
10.如权利要求9所述的高频加热装置，所述电压检测装置具有包含晶体管、电阻器和电容器的峰值保持装置。
11.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所述驱动装置包括与所述电源相连的线圈、与所述线圈相连的电容器、用于检测所述电容器的电压变化的电压检测装置、参考电压设定装置和用于将所述电容器的电压的检测电平与所述参考电压设定装置的参考电平相比较的比较装置。
12.如权利要求11所述的高频加热装置，其特征在于，还包括用于转换在启动和正常操作期间的参考电平的开关器件。
13.如权利要求11所述的高频加热装置，其特征在于，所述电源是整流的交流电源，而且所述高频加热装置还包括用于检测所述交流电源的电压的交流电源电压检测装置，所述交流电源电压检测装置包括二极管和恒定电压器件的串联电路，而且把所述交流电源电压检测装置的输出信号输入到所述电压检测装置。
14.如权利要求11所述的高频加热装置，其特征在于，还包括用于根据所述电容器的电压的所述检测电平超出所述参考电平的次数，将停止信号输出到所述驱动装置的停止判断装置。
15.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，构成所述第一电容器和所述第二电容器及所述第二开关器件的所述串联电路，从而将所述第一电容器与所述漏磁变压器的所述初级线圈侧并联，而且将所述第二电容器和所述第二开关器件的所述串联电路与所述漏磁变压器的初级线圈侧并联。
16.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，构成所述第一电容器和所述第二电容器及所述第二开关器件的所述串联电路，从而将所述第一电容器与所述漏磁变压器的所述初级线圈侧并联，而且将所述第二电容器和所述第二开关器件的所述串联电路与所述第一开关器件并联。
17.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，构成所述第一电容器和所述第二电容器及所述第二开关器件的所述串联电路，从而将所述第一电容器和所述第一开关器件并联，而所述第二电容器和所述第二开关器件的所述串联电路与所述漏磁变压器的所述初级线圈侧并联。
18.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，构成所述第一电容器和所述第二电容器及所述第二开关器件的所述串联电路，从而将所述第二电容器及所述第二开关器件的所述串联电路与所述第一电容器与所述第一开关器件并联。
19.如权利要求1所述的高频加热装置，其特征在于，所述第一电容器与所述漏磁变压器相连。
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