KR20000075716A - 고주파 가열장치용 스위칭 전원공급장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명에서는, 보다 낮은 내전압특성과, 보다 좋은 가제어성을 가지면서 마그네트론을 구동하는 전원장치에서 스위칭 장치가 이용된다. 본 발명의 고주파 가열장치는 전원, 이 전원에 접속된 누설변압기, 이 누설 변압기의 1차코일측에 직렬접속된 제1스위칭장치, 제1커패시터, 제2커패시터와 제2스위칭장치의 직렬접속회로, 상기 제1 및 제2반도체 스위칭장치를 구동하는 발진기를 가지는 구동회로, 상기 누설변압기의 2차코일 측에 접속된 정류기 및 상기 정류기에 접속된 마그네트론을 구비한다. 이러한 구성에 따라, 상기 제2커패시터 및 상기 제2스위칭장치의 효과에 의해서, 상기 제1스위칭장치로 인가되는 전압은 단속되며 동시에 단전시간은 자유롭게 조정될 수 있다.

Description

고주파 가열장치{HIGH FREQUENCY HEATING EQUIPMENT}
전원공급장치는 가정용 고주파가열장치를 포함하는 다양한 응용분야에 설치된다. 전원공급장치는 일반적으로 무겁고 크기 때문에, 작고 가볍게 하고자 하는 요구가 있다. 따라서, 스위칭 전원공급장치를 사용하는 작고 가벼우며 또한 저렴한 전원공급장치가 다양한 분야에서 사용할 목적으로 활발히 연구되고 있다. 마그네트론에서 발생되는 마이크로파를 사용하여 음식물을 조리하는 고주파 가열장치 분야에서도, 마그네트론을 구동하기 위한 전원공급장치를 더 작고 더 가볍게 하려는 연구가 이루어지고 있다.
스위칭 전원공급장치는 교류전원 또는 직류전원을 다른 주파수 및 전압의 교류전원 또는 다른 전압의 직류전원으로 변환시킨다. 이는 트랜지스터 및 사이리스터 등의 반도체 스위칭장치를 이용하여 이루어진다. 즉, 스위칭 전원은 전력변환을 이용한다. 이 스위칭전원은 높은 주파수로 반도체 스위칭장치를 작동시키기 때문에 스위칭 손실의 감소가 기술적으로 중요하다. 특히, 가정용 고주파가열장치에서 사용되는 스위칭 전력공급장치는 1KW 이상의 비율로 전력을 변환시킬 수 있다. 에너지 변환에서는 스위칭 손실을 감소시키는 것 역시 중요하다.
그래서, 스위칭손실을 줄이는 데 효과적인 구성인 공진회로 시스템이 고주파 가열장치에서 이용된다. 이 회로시스템은 단일의 스위칭소자 전압공진회로라고 불리며, 스위칭 손실을 줄이기 위해 공진회로의 효과를 이용하여 반도체 스위칭장치로 정현파의 전압을 공급함으로써 전압 경사(voltage incline)를 적절하게 조절하도록 설계된 시스템이다.
그러나, 종래의 단일 스위칭소자 전압 공진회로는 다음과 같은 단점을 가진다.
제1단점은, 공진회로의 효과 때문에 반도체 스위칭소자로 인가되는 전압이 증가한다는 것이다. 이에 따라, 반도체 스위칭소자 및 관련된 전기부품은 보다 높은 내전압 특성을 가지도록 설계되어야 하며, 그 결과, 전원공급장치의 크기와 제조비용을 증가시킨다.
제2단점은, 비록 반도체 스위칭장치 통전시간(ON time)은 설정될 수 있지만, 단전시간(OFF time)은 공진회로의 작동에 따라 정해지는 것이며, 요구에 의해 조정될 수 없다는 점이다. 이에 따라 단일 스위칭 소자 전압 공진회로의 제어의 유연성이 떨어지게 되며, 이러한 관점에서 더 많은 불리한 점이 야기된다. 이하, 종래의 단일 스위칭소자 전압공진회로에 대해서 상세히 설명할 것이다.
도 21은 종래의 고주파 가열장치에서 마그네트론을 구동하기 위한 전원공급장치의 회로도를 도시한 것이다.
도 21은 교류전원공급장치로부터 전력이 공급되는 마그네트론을 구동하기 위한 전원공급회로를 도시한 것이다. 도 21을 보면 좌측으로부터 전파정류기(full wave rectifier)는 교류전원공급원으로부터의 교류전압을 직류전압으로 변환하며, 전압 VDC는 반도체스위칭장치가 커패시터 및 누설변압기(누설자속 때문에 1차 코일과 2차 및 3차 코일 사이에서 자기결합이 1보다 작은 변압기)를 포함하는 병렬회로에 직렬로 접속되는 회로로 공급된다. 이 반도체 스위칭장치는 높은 주파수로 작동한다. 여기서, 반도체 스위칭장치로는 IGBT(Insulated-Gate Bipolar Transistor)가 사용된다. 누설변압기 및 커패시터는 병렬로 접속되어 공진회로를 형성한다.
구동신호 VG가 IGBT게이트로 입력되어 IGBT를 턴 온하도록 하면, 전류I가 IGBT로 흐르게 되고, 누설변압기의 1차코일을 통과한다. 이것이 도 22a에 도시된 파형에서의 주기 T1이다. TON이후에 IGBT가 턴 오프되면, 전류는 커패시터를 향해 대신 흐르기 시작하고, 공진이 일어나게 된다. 이 단계가 주기 T2이다. 도 22b는 IGBT에 대한 구동신호의 파형을 도시한 것이다. 누설변압기의 에너지 WL은 다음의 수학식 1로 정의될 수 있다.
여기서 I는 전류이고, L은 누설변압기의 인덕턴스이다.
전류 I는 다음의 수학식 2와 같이 정의될 수 있다.
여기서 VDC는 커패시터의 전압, 즉 직류전압이다.
공진이 시작하면, 이 에너지는 커패시터로 전달되어 다음의 수학식 3을 만족하게 된다.
여기서, C는 커패시터의 정전용량이며, V는 커패시터의 전압이고, WMG는 누설변압기 2차 코일측에 접속되는 마그네트론 및 정류기에서 소비되는 에너지이다.
에너지가 커패시턴스로 전송된 후에, 에너지는 커패시턴스로부터 누설변압기로 공급되기 시작하며, 주기 T3로 도시된 감쇄기간 동안 공진이 계속된다. 안정된 공진을 유지하기 위해서, 마그네트론에 의해 소비되는 에너지를 대체하는 것이 바람직하다. 그러므로, VG가 IGBT 게이트로 공급되어 IGBT를 다시 턴 온함으로써 주기 T4에서 에너지를 1차코일로 공급한다. 공진회로의 특징은 IGBT의 컬렉터와 이미터 사이의 전압 VCE이 0으로 되는 지점에서 IGBT를 다시 턴 온함으로써 스위칭 손실을 줄인다는 것이다. 도 22c는 1차코일 전압파형VP의 공진파형을 도시한 것이다.
IGBT의 VCE는 다음의 수학식 4와 같이 정의될 수 있다.
여기서 VP는 1차코일의 전압이다.
따라서, VCE의 파형은 공진효과 때문에 도 22d에 도시한 바와 같이 고전압 피크를 갖는다. 공진회로T2내지 T3기간동안 TOFF시간은 도 21에 도시된 회로에서 누설변압기로 제공되는 에너지량과, 커패시터, 누설변압기, 2차코일에 접속된 정류기 및 마그네트론의 회로상수에 의해 결정된다. VP≥VDC인 주기 T3는 VCE를 0 또는 그 이하로 떨어뜨리기에 바람직하다. IGBT는 주기 T4에서 다시 턴 온되어 마그네트론에 의해 소비되는 에너지를 대체할 수 있으며, 그리하여 안정적인 공진이 이루어지도록 한다.
누설변압기로 공급되는 에너지는 IGBT의 통전시간인 TON에 의해 결정되며, TON보다 짧은 온 시간은 전력량을 더 작게 한다. IGBT의 구동주파수 f는 다음과 같이 정의된다.
f=1/(TON+TOFF)
TOFF는 대부분의 경우 고정되어 있으므로, TON이 짧아짐에 따라 즉, 전력량이 작아짐에 따라 f는 증가한다.
VCE는 수학식 4에서 주어지며, VCE는 주기 T3에서 VP≥ VDC관계를 만족시키지 않는다면 0이하로 되지 않는다. 전력이 작아지면, 누설변압기로 공급되는 에너지 즉, 공진을 위한 전력을 부여하는 에너지는 작아지게 되어, 이러한 관계를 만족시키지 않을 수 있다. 이 경우는 0볼트에서 IGBT의 턴 온을 방지하게 되어 스위칭손실로 이어진다.
또한, 공진을 위한 에너지는 역시 수학식 2 및 3에 따라 전력공급전압 VDC에 의해 결정된다. 전압수단이 작아질수록 에너지는 작아지며, 그 결과, 관계 VP≥VDC를 만족시키는 데 어려움이 커진다. 이것이 종래기술의 제3단점이다.
이하, 마그네트론에 대해 간단히 설명하도록 한다.
마그네트론은 마이크로파를 발생시키는 진공튜브이며, 마그네트론의 구동을 위해서는 두 가지의 조건이 필요하다. 그 첫 번째 조건은 음극 온도가 약 2100K까지 증가되어야 한다는 것이며, 그 두 번째 조건은 음극과 양극 사이에 높은 음의 전압(negative voltage)이 인가되어야 한다는 것이다. 상기 첫 번째 조건을 만족시키기 위해서 전류가 누설변압기의 3차코일로부터 음극으로 공급되어 음극 온도를 증가시키도록 한다. 또한 두 번째 조건을 만족시키기 위해서 누설변압기의 2차 코일의 높은 전압출력이 정류기에 의해 높은 전압에서 직류로 변환되고, 높은 직류전압이 양극과 음극 사이에 인가된다. 음극 온도가 약 2100K일 때, 마그네트론의 양극 및 음극을 가로지르는 전압 VAC과 양극전류 IA사이의 관계가 도 23에 도시되었다.
도 23에서 VBM은 기동전압으로 불리며, 가정용 전자렌지에서는 -3.8kV의 VBM이 보통 사용된다. 마그네트론의 전력 PMG는 다음의 수학식 5와 같이 정의되며, 약 70%가 전자파의 형태로 방사된다.
발생된 마이크로파의 주파수는 2.45GHz이며, 다른 주파수 대역에서의 원하지 않는 낮은 레벨의 라디오파 역시 발생된다. 이들을 제거하기 위해서 마그네트론은 커패시터 및 코일을 포함하도록 구성된 잡음필터를 필요로 할 수 있다.
도 21에 도시된 회로도에서, 누설변압기의 3차코일이 마그네트론의 음극에 접속된다. 전력은 IGBT의 통전시간에 의해 제어되며, 통전시간이 단축됨으로써 전술한 바와 같이 전력을 줄이 수 있다. 이는 3차 코일에서 발생된 전압을 줄이고, 음극을 통과하는 전류를 감소시키는 결과가 된다. 주파수 f 또한 증가한다. 마그네트론에 제공된 잡음필터의 코일의 임피던스(ZL)는 다음의 수학식 6과 같이 정의될 수 있다.
여기서 LN은 잡음필터의 인덕턴스이다.
주파수 f 또한 증가하고, 임피던스가 증가함에 따라 음극전류가 억제되므로 음극전류의 감소로 이어진다. 이것이 종래의 단일 스위칭소자 전압공명회로에 대한 제4단점이다.
제5단점은 마그네트론의 기동과 관련된 것이다.
마그네트론은 음극의 온도가 약 2100K 정도의 온도에 도달하지 않으면 작동하지 않는다. 기동할 때에 음극온도를 높이는 데는 어느 정도의 시간이 요구된다. 전자렌지의 이점 중 하나가 빨리 조리할 수 있다는 것이므로, 전자렌지에서 마그네트론이 가능하면 빨리 기동되도록 하는 것은 중요하다. 이러한 목적으로, 기동할 때 음극에 큰 전류가 공급될수록 온도를 빨리 증가시킬 수 있다. 그러나, 음극으로 전류를 공급하는 3차코일 및 마그네트론으로 높은 전압을 공급하는 2차코일이 단일의 누설변압기를 사용하여 구성되므로, 기동할 때 큰 전류가 음극에 공급된다면 2차코일의 전압 역시 동시에 증가한다. 또한, IGBT의 온 시간을 매우 짧게 하는 것에 의해 마그네트론이 낮은 전력으로 기동되므로, 마그네트론의 음극에 제공되는 코일의 임피던스는 높은 레벨로 상승하고, 그래서 음극전류의 압력을 증가시킨다. 이러한 조건에서 충분한 음극전류를 공기하기 위해서 2차코일의 전압이 충분히 증가되도록 할 필요가 있다. 도 24는 기동시점에서 마그네트론이 통상적인 상태로 작동하는 정상상태까지, 음극과 양극 사이의 전압 VAC의 변화를 시간 경과에 따라 도시한 것이다.
TS기간에 2차코일에 걸리는 전압은 큰 전류가 음극에 공급되므로 높다. 그래서, TS기간 이후에 마그네트론은 작동을 시작하며, VAC는 VBM으로 떨어진다. VBM은 약 -3.8kV이고, 기동할 때에 발생되는 전압은 약 -7kV이다. 따라서, 정류기를 구성하고 있는 다이오드 및 커패시터의 내전압 특성은 이러한 전압을 고려하여 설계되어야 한다. 이것이 제5단점이다.
마그네트론을 구동하기 위한 전원에는 다음과 같은 것들이 요구된다. 첫째로 마그네트론의 구동용으로는 높은 전압이 바람직할 수 있다. 그러므로, 먼지 등의 외부물질이 고전압부분에 부착되면 스파크 등이 발생할 수 있다. 이러한 일이 발생한다면, 연속되는 스파크의 발생 때문에 전원회로를 형성하는 부품에 의해 화염이나 연기의 발생 등이 없도록 회로의 작동이 즉각적으로 정지하도록 되어야 한다.
또한, 마그네트론이 진공튜브이므로, 이를 구성하는 요소인 구리나 텅스텐으로부터 가스가 발생할 수 있다. 이러한 가스가 진공튜브 내의 전기장이 집중되는 곳에서 생성된다면, 스파크가 튜브 내에서 발생될 수 있다. 이러한 스파크가 발생되면, 마그네트론의 양극과 음극 사이에서 임피던스가 급격히 변화하게 되어, IGBT등의 전기부품의 작동에 영향을 미칠 수 있다. 또한 이 경우에, 전기부품의 고장을 일으키지 않고 안정적으로 작동할 수 있도록 할 필요가 있다. 이것이 두 번째로 요구되는 것이다.
본 발명은 고주파 가열장치에 관한 것이고, 좀 더 상세히는, 전자렌지 등과 같이 마크네트론을 이용하는 유전가열(dielectric heating) 기술에 대한 것이며, 특히, 마그네트론을 구동하는 전원공급장치의 회로구성에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 제1실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이다.
도 2는 도 1에 도시된 회로의 작동을 설명하기 위한 누설변압기의 1차코일 전압 VP의 파형을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 제2실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이며, 이때, 제2반도체 스위칭장치와 제2커패시터의 직렬회로는 누설변압기의 1차코일에 직렬로 접속된다.
도 4는 본 발명의 제3실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이며, 이때, 제1커패시터는 누설변압기의 1차코일에 직렬로 접속된다. 다시 말하면, 제1커패시터는 제1반도체 스위칭장치에 병렬로 접속된다.
도 5는 본 발명의 제4실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이며, 이때, 제2반도체 스위칭장치 및 제2커패시터의 직렬회로 및 제1커패시터는 누설변압기의 1차코일에 직렬로 접속된다. 다시 말하면, 제1반도체 스위칭장치에 병렬로 접속된다.
도 6은 본 발명의 제5실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이며, 이때, 누설변압기의 2차코일에 접속된 정류기는 반파 전압체배 정류시스템(half wave voltage doubler rectifier system)을 사용한다.
도 7은 본 발명의 제6실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이며, 이때, 누설변압기의 2차코일에 접속된 정류기는 전파정류시스템을 사용한다.
도 8은 본 발명의 제7실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이며, 이때, 누설변압기의 2차코일은 두 부분을 분할되어 중앙에 중앙탭이 제공된다.
도 9는 교류전압이 정류되어 얻어진 직류전원의 전압파형VDC를 도시한 것이다.
도 10은 본 발명의 제8실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 블록도이다.
도 11a 내지 도 11d는 도 10에 도시한 구동회로에 관련된 파형을 시간 t를 가로축으로 하여 도시한 도면으로서, 도 11a는 VDC검출기(65)의 출력전압파형, 도 11b는 주파수 변조기(29)의 출력파형, 도 11c는 발진기(30)에 의해 발생된 톱니파의 파형, 그리고 도 11d는 펄스폭 변조기(28)의 출력파형이다.
도 12a 내지 도 12d는 도 10에 도시된 구동펄스신호발생기(31)에서의 파형이다.
도 13a 내지 13c는 펄스폭 변조 및 주파수변조가 발생한 경우를 도시한 것으로서, 도 13a는 직류전원의 전압파형, 도 13b는 마그네트론의 양극전류파형, 그리고 도 13c는 직류전원의 전류파형이다.
도 14a 내지 도 14c는 펄스폭 변조 및 주파수 변조가 없는 경우로서, 도 14a는 직류전원의 전압파형, 도 14b는 마그네트론의 양극전류파형, 그리고, 도 14c는 직류전원의 전류파형이다.
도 15는 마그네트론에서 사용되는 필터의 회로구성도이다.
도 16은 제1반도체 스위칭장치(3)의 검출전압VCE를 검출하기 위한 VCE검출기(45)의 회로구성도이다.
도 17a는 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압 VCE의 파형이며, 도 17b는 VCE검출기(45)의 출력전압파형이다.
도 18은 본 발명의 제9실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이다.
도 19a 내지 도 19d는 누설변압기의 2차코일 단자 사이에서 스파크가 발생할 때의 작동에서 파형예를 도시한 것으로서, 도 19a는 제1반도체 스위칭장치의 전류파형을 도시한 것이고, 도 19b는 커패시터(51)의 전압파형이고, 도 19c는 비교기(54)의 출력신호파형이며, 도 19d는 정지판정회로(19)를 형성하는 커패시터(60)(도 20 참조)의 전압파형이다.
도 20은 본 발명의 제10실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이다.
도 21은 종래기술의 고주파 가열장치의 마그네트론을 구동하기 위한 전원공급장치의 회로구성을 도시한 것이다.
도 22a 내지 도 22c는 종래의 고주파 가열장치의 마그네트론의 구동을 위한 전원공급장치의 작동을 설명하기 위한 파형을 도시한 것으로서, 도 22a는 IGBT의 전류파형이고, 도 22b는 IGBT의 구동신호파형이며, 도 22c는 누설변압기의 1차전압파형이고, 도 22d는 IGBT의 컬렉터 전압 파형이다.
도 23은 마그네트론의 양극 및 음극 사이의 전압 VAC와 양극전류 IA사이의 관계를 도시한 특성도이다.
도 24는 기동시점부터 마그네트론의 정상발진 시점까지의 양극 및 음극 사이의 전압 VAC의 순시 변화를 도시한 특성도이다.
본 발명은 고주파 가열장치의 마그네트론을 구동하는 전원공급장치에 관한 것이다.
본 발명의 고주파 가열장치는 직류전원공급장치, 이 직류전원공급장치에 접속된 누설변압기, 이 누설변압기의 일차코일에 직렬접속된 제1반도체스위칭장치, 제1커패시터, 제2커패시터 및 제2반도체 스위칭장치를 포함하는 직렬회로, 제1반도체 스위칭장치 및 제2반도체 스위칭장치를 구동하며 발진기를 구비하는 구동회로, 누설변압기의 2차코일에 접속된 마그네트론을 구비한다. 이러한 구성은 제2반도체 스위칭장치, 보조의 스위칭소자에 의해 제1반도체 스위칭장치, 주 스위칭소자의 단전시간을 조정할 수 있도록 한다. 동시에, 누설변압기를 가지는 공진회로를 형성하는 제1커패시터의 그것보다 더 큰 정전용량을 가지는 보조의 제2커패시터를 사용함으로써, 상기 제1반도체 스위칭장치로 공급되는 전압을 줄일 수 있다.
공급되는 교류전원은 전파정류기에 의해 직류전원으로 정류되며, 직류전원의 전압에 기초하여 얻어진 신호에 따라 주파수를 변조하는 주파수변조회로가 구동회로에 제공된다. 또한, 펄스폭 변조회로가 구동회로에 제공된다. 이는 스위칭작동에 필요한 수단을 제공하도록 공급전압 및 전력의 범위를 확장하도록 하며, 여기서 주 반도체 스위칭장치로 인가되는 전압은 0이하이다.
제2반도체스위칭장치에 대해서 제1반도체스위칭장치를 구동하는 펄스의 통전시간비를 변화시키고, 동시에 그 주파수를 일정하게 유지시킴으로써 전력이 제어되도록 구성된다. 이로써, 잡음필터 코일의 임피던스를 증가시키지 않도록 방지할 수 있으며, 전력이 감소된 기간동안 음극전류의 강하율을 줄이는 결과를 가져온다.
마그네트론으로 음극전류를 공급하기 위한 3차코일을 가지는 누설변압기와,커패시터 및 코일로 구성되는 필터를 구비한 음극을 가지는 마그네트론이 제공된다. 또한, 기동할 때에 코일의 임피던스를 줄이도록 주파수를 설정하는 기동주파수 설정회로가 구동회로에 제공된다. 이는 음극으로 충분한 전류를 공급하도록 하며, 동시에 2차코일에 걸리는 전압이 상승하는 것을 방지한다.
또한 본 발명은 직류전원공급장치, 이 직류전원공급장치에 접속된 코일, 이 코일에 접속된 커패시터, 이 커패시터의 전압에서의 변화를 검출하는 전압검출기 및 이 전압검출기에 의해 검출된 커패시터의 전압레벨을 기준전압레벨과 비교하는 비교기를 구비한다. 상기 검출된 커패시터 전압레벨이 기준전압보다 높아지거나 낮아지면, 구동회로는 그 작동을 정지하도록 설계된다. 그래서 스파크가 발생하면 회로에 흐르는 전류를 순간적으로 차단하도록 한다.
제1실시예
도 1은 본 발명의 제1실시예에 따라 구성된 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이다. 이 고주파 가열장치는 직류전압 공급장치(1), 누설변압기(2), 제1반도체 스위칭장치(3), 제1커패시터(4), 제2커패시터(5), 제2반도체 스위칭장치(6), 구동회로(7), 전파 전압체배 정류기(full wave voltage doubler rectifier: 8) 및 마그네트론(9)을 포함한다. 교류전원은 전파정류기에 의해 교류전압으로부터 직류전압VDC로 변환되고, 제1반도체 스위칭장치(3)가 누설변압기(2)의 1차코일과 제1커패시터(4)를 포함하는 병렬회로에 직렬로 접속되는 회로로 인가된다. 누설변압기(2)의 2차코일에서 발생된 고전압의 출력은 전파정류 2배정류기(8)에 의해 높은 직류전압으로 변환되어, 마그네트론(9)의 양극 및 음극 사이에 공급된다. 누설변압기(2)의 3차 코일은 마그네트론의 음극으로 전류를 공급한다.
제1반도체 스위칭장치(3)는 IGBT(10)에 병렬접속된 IGBT(10) 및 다이오드(11)를 포함하며, 제2반도체 스위칭장치(6) 역시 IGBT(13) 및 다이오드(12)를 포함한다.
구동회로(7)는 제1반도체 스위칭장치(3) 및 제2반도체 스위칭장치(6)를 위한 구동신호를 생성하기 위한 발진기를 구비한다. 이 발진기는 특정주파수 및 듀티를 가지는 신호를 생성하여 제1반도체 스위칭장치(3)로 구동신호를 공급한다. 제1반도체 스위칭장치(3)에 대한 구동신호의 지연신호 및 반전신호가 제2반도체 스위칭장치(6)로 공급된다.
도 1에 도시된 회로의 작동을 도 2에 도시된 누설변압기(2)의 1차코일전압 VP의 파형을 참조하여 설명하도록 한다. 제1반도체 스위칭장치의 전압 VCE는 이 1차코일전압 VP및 직류전원(1)의 전압 VDC를 사용하여 다음의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.
우선, IGBT(10)이 턴 온되면, 컬렉터전류 IC가 누설변압기(2)의 1차코일로 흐른다. IGBT(10)이 턴 온되는 동안 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압VCE은 직류전압원(1)의 전압 VDC에 비교해서 충분히 작기 때문에, 1차코일전압 VP는 직류전원(1)의 전압 VDC와 대략 동등하다. 이것이 도 2에서의 주기 T1이다. 여기서, 누설변압기(2)의 2차코일전압은 전파 전압체배 정류기(8)의 커패시터(15)를 충전하기 시작한다. 마그네트론(9)은 발진을 시작하고, 양극전류는 다음의 수학식 8을 만족할 때 마그네트론(9)으로 흐르기 시작한다.
여기서 V2는 커패시터(14)의 초기전압이고, V3는 커패시터(15)의 전압이며, VBM은 발진기동전압이다.
제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 오프되면, 누설변압기(2)의 1차코일에서 전류는 제1커패시터(4)로 흐르기 시작한다. 그때, 누설변압기(2)의 2차 코일 출력은 커패시터(14)를 충전하기 시작하고, 도 2에 주기T2로 도시된 바와 같이, 1차전압 VP는 감소한다. 마그네트론(9)은 수학식 8이 만족될 때 다시 발진을 시작한다. 제1커패시터(4)의 전압이 제2커패시터(5)의 초기전압 VS에 도달하면, 제2반도체 스위칭장치(6)에서 다이오드(12)는 턴 온되며, 제2커패시터(5)의 충전이 시작된다. 1차코일 전압 VP는 도 2의 주기 T3에 도시된 바와 같이 된다.
제2커패시터(5)는 제1커패시터보다 큰 용량을 가지도록 설계되며, 그래서, 주기 T3에서 전압강하는 갑자기 완만하게 이루어진다. 누설변압기(2)의 1차코일로부터 제2커패시터(5)로의 전류가 제2커패시터(5)로부터 1차코일로 흐르기 시작하면, 이와 반대로, 1차코일전압 VP는 도 2에 기간 T4에 도시한 바와 같이 된다. 이 시점에서, 제2반도체 스위칭장치(6)에서 IGBT(13)은 턴 온될 필요가 있다. IGBT(13)가 특정 시간 T4에서 차단되면, 전류는 제1커패시터(4)로부터 누설변압기(2)의 1차코일로 흐르기 시작하고, 1차코일전압 VP는 도 2에서의 전압 T5위를 따라 이동하면서 증가한다. 주기 T5동안에 전압은 빠르게 상승한다. 이 전압이 VDC에 도달하면, 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압은 수학식 7에 따라 "0"으로 된다. 동일한 작동은 이 시점에서 제1반도체 스위칭장치(3)를 구동함으로써 주기 T1으로부터 반복된다. 전술한 것처럼 제2커패시터(5)의 초기전압 VS는, 제2반도체 스위칭장치(6)가 턴 온되는 주기 T4에서 특정시간 T4에 의해 결정된다. 상세히 설명하면, 제2커패시터(5)의 초기전압 VS는 제2반도체 스위칭장치(6)의 통전시간이 연장됨에 따라 감소하여, 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압을 감소시키는 결과가 된다.
전술한 바와 같이, 종래의 회로구성에서는 불가능하였던 제1반도체 스위칭장치(3)의 단전시간 또는 제2반도체 스위칭장치(6)의 통전시간은 자유롭게 설정될 수 있다. 또한, 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압을 제1커패시터(4)의 그것보다 충분히 더 큰 용량을 가지는 제2커패시터(5)를 제공함으로써 잡아 놀 수 있다.
제2실시예
도 3은 본 발명의 제2실시예에서의 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성도이다.
도 3에서, 도 1과 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부여를 부여하였으며, 여기서도 그 상세한 설명은 생략한다. 도 1에 도시된 구성과 구별되는 점은, 서로 직렬 접속된 제2반도체 스위칭장치(6)와 제2커패시터(5)가 누설변압기(2)의 1차코일에 직렬 접속되고, 제1반도체 스위칭장치(3)에 병렬로 접속된다는 것이다.
도 1의 회로와 작동상태를 비교하면, 누설 변압기(2)의 1차코일로부터 제2커패시터(5)로 그리고 제2커패시터(5)로부터 1차코일로 흐르는 주기 동안 누설변압기의 1차코일과 제2커패시터(5) 사이에 흐르는 전류는 이 실시예의 회로에서 직류전원(1)을 통해 흐른다. 나머지 특징들은 제1실시예에서의 것과 동일하다.
이 실시예에서의 회로구성의 경우에, 예를 들면 바이폴라 트랜지스터가 제2반도체 스위칭장치(6)로서 사용된다면 PNP형 트랜지스터가 사용될 수 있다. MOS 트랜지스터 또는 IGBT가 사용되면, P-채널 IGBT가 사용되는 것이 바람직하다. 그러나, 이 회로구성은 동일한 제1반도체 스위칭장치(3) 및 제2반도체 스위칭장치(6)의 이미터에 대해서 동일 전위가 유지되도록 한다. 이는 도 1에 도시된 구성과 비교할 때, 제2반도체 스위칭 장치(6)에 대해서 높은 이미터 전위를 방지하며 그리하여 낮은 내전압을 가지는 구동회로를 설계할 수 있도록 한다.
제3실시예
도 4는 본 발명의 제3실시예에 따른 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한전력변환기의 회로구성을 도시한 것이다.
도 4에서, 도 1에도 도시된 요소에 대해서는 동일한 도면부호를 부기하였고, 그 설명은 생략한다. 도 1에 도시된 구성과의 차이점은 제1커패시터(4)가 제1반도체 스위칭장치(3)에 병렬로 접속된다는 것이다.
이는 제1커패시터(4)로 흐르는 전류가 직류전원(1)을 통과한다는 것이다. IGBT 또는 MOS 트랜지스터가 제1반도체 스위칭장치(3)에서 사용되면, IGBT의 컬렉터와 이미터 사이 및 MOS 트랜지스터의 드레인과 소스 사이에는 정전용량이 있다. 따라서, 제1반도체 스위칭장치(3)에 평행하게 제1커패시터(4)를 접속하여 제1커패시터(4)의 정전용량이 제1반도체 스위칭장치(3)에 존재하는 정전용량과 대략 동등하게 작게 설계할 수 있다.
제4실시예
도 5는 본 발명의 제4실시예에서 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하는 전력변환기의 회로구성을 도시한 것이다.
도 5에서도 도 1에 도시된 것과 동일한 요소에 대해서는 동일한 도면부호를 부여하였으며, 그 설명은 생략한다. 도 1에 도시된 구성과의 차이점은 직렬로 접속된 제2반도체 스위칭장치(6)와 제2커패시터(5)가 누설변압기(2)의 1차코일에 직렬로 접속된다는 것과, 제1커패시터가 제1반도체 스위칭장치(3)에 병렬로 접속된다는 것이다. 즉, 이 구성은 도 4 및 5에 도시된 두 가지의 이점을 결합한 것이다.
이러한 구성에서, 높은 전위가 제2반도체 스위칭장치(6)에 인가되지 않을 수 있고, 그래서 낮은 내전압을 가지도록 구동회로의 설계를 할 수 있다. 또한 제1커패시터(4)의 정전용량은 제1반도체 스위칭장치(3)에 존재하는 정전용량에 대략 동등한 정도로 작게 할 수 있다.
제5실시예
도 6은, 본 발명의 제5실시예에 따른 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하는 전력변환기의 회로구성을 보여주는 도면이다.
도 6에서, 도 1에서도 기재된 구성요소에 대해서는 동일한 도면부호를 부여하였으며, 그 구체적인 내용에 대한 설명은 생략한다. 도 1에서 도시된 구성과의 차이점은 누설변압기(2)의 2차코일에 접속된 정류기(16)가 커패시터(17) 및 다이오드(18)를 포함하며, 반파 전압체배 정류시스템을 사용한다는 것이다. 이 커패시터는 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 온되어 있는 동안 2차코일에서 발생된 전압에 의해 충전되며, 반도체 스위칭소자(3)가 턴 온되어 있는 동안 누설변압기(2)의 2차코일에서 발생된 전압과 커패시터(17)의 전압의 합은 마그네트론(9)을 구동한다.
전파 전압체배 정류시스템에 대한 보충설명으로 도 1에 도시된 구성에서 사용되는 정류시스템에 대해 다음과 같이 설명한다. 도 1에서, 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 온되었을 때, 커패시터(15)는 누설변압기(2)의 2차코일에서 생성된 전압에 의해 충전되며, 이 전압과 커패시터(14)의 전압과의 합은 마그네트론(9)을 구동한다. 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 오프되어 있는 동안 누설변압기(2)의 2차코일에서 발생된 전압은 커패시터(14)를 충전하며, 이 전압과 커패시터(15)의 전압은 마그네트론(9)을 구동한다.
제6실시예
도 7은, 본 발명의 제7실시예에서의 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이다.
도 7에서도, 도 1에 도시된 구성요소에 대해서는 동일한 도면부호를 부여하였으며, 여기서는 그 설명을 생략한다. 도 1에 도시된 구성과의 차이점은 누설변압기(2)의 2차코일에 접속된 정류기가 4개의 다이오드 브리지를 가지도록 구성된 전파정류시스템이라는 것이다. 누설변압기(2)의 2차코일의 권선수는 도 1에 도시된 구성요소인 누설변압기(2)의 2차코일 권선수에 대해 약 2배이다. 그러나, 이는 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 온 및 턴 오프되어 있는 동안의 두 가지 경우로서 마그네트론을 구동하도록 한다. 그 구성은 도 1에 도시된 구성과 같다.
제7실시예
도 8은, 본 발명의 제7실시예에 따른 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 전력변환기의 회로구성을 도시한 도면이다.
도 8에서도 도 1에서와 공통된 구성요소에 대해서는 도면부호를 생략하였으며, 그 구성요소에 대한 설명 역시 생략한다. 도 1에 도시된 구성과의 차이점은, 도 8의 누설변압기(20)의 2차코일이 두 부분으로 분리되고, 중압 탭(21)이 제공된다는 것이다. 두 개로 분리된 코일은 밀접히 결합되어 있다. 다이오드(24)는 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 온되어 있는 동안 턴 온되어 마그네트론(9)으로 전압을 공급한다.
다이오드(25)는 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 온프되어 있는 동안 턴 온되어 마그네트론(9)으로 전압을 공급한다.
도 1, 6, 7, 8에 도시된 구성에서의 공통적인 특징은, 누설변압기(2, 20)에서의 에너지가, 제1반도체 스위칭장치(3)가 턴 온되는 동안 및 턴 오프되는 동안 모두에 대해서, 마그네트론(9)을 구동하거나 2차코일에 접속된 정류기의 커패시터를 충전하는 데 소모된다는 것이다.
도 1에서의 직류전원(1)은 교류전원을 정류하여 발생된다. 이 직류전원(1)의 전압파형VDC는 도 9에 도시된 바와 같다. 도 9에서 주기 T는 직류전원의 주기이며, 피크전압 VMAX은 교류전원의 유효전압의배이다. 이 전압파형은 약 0V 내지 VMAX사이에서 변화하므로, 공진 에너지 역시 종래기술에서 도시한 바와 같이 전력공급장치(1)의 전압 VDC에 의존한다. 상세히 설명하면, 공진에너지는 공급전압이 작아짐에 따라 작아지며, 반도체 스위칭장치로 인가되는 전압을 0으로 줄이기는 보다 어려워진다. 따라서, 공급전압을 낮춤에 따라 제1반도체 스위칭장치(3)의 통전시간을 연장하여 누설변압기(2)의 공진에너지를 증가시키도록 함으로써 반도체 스위칭장치로 공급되는 전압을 보다 쉽게 0으로 감소시킬 수 있다.
제8실시예
도 10은 본 발명의 제8실시예를 설명하기 위해 구동회로(7)의 구성을 블록도의 형태로 도시한 것이다. 반전증폭회로(26) 및 증폭기(27)는 DC전원(1)의 전압 VDC를 검출하는 VDC검출기(65)의 출력신호를 수신한다. 펄스폭 변조기(28)는 반전증폭회로(26)의 출력을 수신하며, 주파수변조기(29)는 증폭기(27)의 출력을 수신한다. 발진기(30)은 주파수변조기(29)에 의해 설정된 주파수의 톱니파를 발생시킨다. 구동펄스신호 발생기(3)는 제1반도체 스위칭장치(3) 및 제2반도체 스위칭장치(6)를 구동하기 위한 구동펄스신호를 발생한다. 구동펄스신호 발생기(31)는 발진기(30)에 의해 설정된 주파수에 따라서 펄스폭 변조기(28)에 의해 설정된 펄스폭을 가지는 구동펄스신호를 발생하도록 설계된다.
다음으로, 공급전압 VDC(직류전원(1)의 전압)에 의해 영향받지 않고 누설변압기(2)에서 일정한 전류 I를 유지하기 위한 조건이 조사된다. 공급전압 VDC는 다음의 식으로 정의될 수 있다.
VDC=E0SIN(ωt)
여기서 E0는 교류전원의 유효값이며, ω는 교류전원의 각주파수이고, t는 시간이다.
누설변압기의 전류 I는 수학식2에 따라 정의될 수 있으므로, 수학식 2에서 TON은 전압에 의해 영향받지 않고 누설변압기에서 일정한 전류를 유지하도록 하기 위해서 다음 식을 만족시킬 필요가 있다.
TON=T0/SIN(ωt)
여기서, T0는 특정값이다.
따라서, VDC검출기(65)의 출력신호는 반전증폭회로(26)에 의해 반전되고 증폭되며, 그 후 펄스폭 변조기(28)로 입력된다. 누설변압기(2)에서의 전류I는 반도체 스위칭장치의 통전시간 TON을 가짐으로써 공급전압 VDC와 무관하게 일정값을 유지하여 전술한 조건을 만족시킨다.
구동펄스의 통전시간 TON은 공급전압 VDC가 낮아짐에 따라 연장되므로, 주기 T는 보다 길게 할 필요가 있다. 즉, 주파수F를 감소시킬 필요가 있다. 그러므로, VDC검출기(65)의 출력신호는 증폭기(27)에 의해 증폭되며, 그 후 주파수변조기(29)로 입력되어 공급전압 VDC가 증가함에 따라 주파수를 증가시킨다.
도 11a는 VDC검출기(65)의 출력전압파형 VDC를 도시한 것이다. 직류전원의 전파정류에 의해 생성된 파형에 기초한 엔벌롭 형태이다. 도 11b는 주파수변조기(29)의 출력파형 V29을 도시한 것이다. 도 11c는 도 11b에 도시된 신호에 기초하여 생성된 발진기(30)에 의해 발생된 주파수변조 이후의 톱니파를 도시한 것이다. 도 11d는 펄스폭변조기(28)의 출력파형VON을 도시한 것이며, 도 11a 파형이 반전된 형태이다.
도 12a 내지 도 12d는 구동펄스 신호발생기(31)에서 행하여지는 파형처리의 일부를 도시한 것이다. 도 12a 내지 도 12c는 도 11c에서 주파수변조 후의 톱니파(VNC)와 도 11d에서의 펄스폭 변조기(28)의 출력파VON이 어떻게 비교되는 지를 도시한 것이다. 도 12a는 엔벌롭의 바닥부분을 확대한 것이며, 낮은 공급전압부분이고, 도 12c는 엔벌롭의 정상부분이고 높은 공급전압부분이다. 도 12a 및 도 12c를 비교하면, 도 12a의 톱니파 VNC의 주기 TB는 도 12c에서 톱니파 VNC의 주기 TT와 비교하면 TB〉 TT이다. 펄스폭 변조기(28)의 출력전압 VON에 대해서, 도 12a에서의 VON이 VONB로 고려되고 도 12c에서의 VON이 VONT로 고려되면 VONB〉 BONT이다. 도 12b는 도 12a에서 VON〉 VNC인 동안의 출력신호를 도시한 것이며, 이것은 제1반도체 스위칭장치(3)를 구동하기 위한 펄스 신호이다. 공급전압이 낮은 부분에서, 반도체 스위칭장치(3)의 통전시간은 연장되며, 그 주기는 또한 누설변압기로 제공되는 에너지를 증가시키도록 비례하여 연장되어, 반도체 스위칭장치로 공급되는 전압은 0으로 된다. 공급전압이 높은 부분에서, 제1반도체 스위칭장치(3)의 통전시간은 짧게 되고, 그 주기 또한 비례하여 짧아져서 누설변압기로 제공되는 에너지를 0전압이 반도체 스위칭장치로 공급될 정도로 줄이도록 한다.
이러한 제어에 의해, 전원의 전압이 많이 변하더라도 반도체 스위칭장치의 온/오프 작동은 O 전압 이하에서 이루어질 수 있다.
다음으로, 도 13을 참고하여 본 발명의 이점인 마그네트론의 양극전류를 설명한다. 도 13a는 직류전원(1)의 전압파형 VDC를 도시한 것이고, 도 13b는 출력에 비례하는 마그네트론의 양극전류 IA를 도시한 것이고, 도 13c는 도 13B에서 양극전류파형의 점선으로 지시된 양극전류파형의 엔벌롭과 동일한 형상을 가지는 직류전원(1)의 전류파형 IIN을 도시한 것이다. 도 13b에서의 특성은 주파수가 높고, 제1반도체 스위칭장치의 통전시간이 짧은 지점인 엔벌롭의 정상부분 부근에서 출력을 제한한다는 것이며, 또한 주파수가 낮고, 제1반도체 스위칭장치의 통전시간이 긴 지점인 엔벨롭의 바닥부분 부근에서 출력을 증가시킨다는 것이다. 이는 펄스폭 변조 및 주파수 변조의 효과 때문이다. 그 결과, 양극전류파형의 엔벌롭은 사다리꼴 형태가 된다. 비교하면, 도 14a 내지 14c는 펄스폭 및 주파수가 변조되지 않은 때의 파형을 보여준다. 도 14a는 직류전원(1)의 전압파형 VDC를 도시한다. 또한 도 14b는 직류전원(1)의 전류파형 IIN을 도시한다. 도 13b 및 도 14b에서의 각각의 양극전류 파형 IA의 피크 IAP1및 IAP2를 비교하면, IAP1〈 IAP2가 동일한 전력레벨에서 실현된다.
마그네트론의 등급 저하는 양극전류의 피크와 밀접한 관계에 있다. 피크가 높을수록 마그네트론의 등급저하를 촉진시키는 경향이 있다. 따라서, 도 13b에 도시된 펄스폭 변조 및 주파수 변조의 효과에 의해 양극전류의 피크가 감소될 수 있다면, 마그네트론의 등급저하를 억제할 수 있다.
또한 도 13c에 도시된 입력전류파형에서 주기 T1동안의 공급전압은 전류가 흐르지 않을 때, 너무 낮게 되어 마그네트론의 양극과 음극 사이에 인가되는 전압은 마그네트론의 발진기동 전압 VBM보다 낮게 된다. 양극전류는 그러므로 흐르지 않게 되거나, 입력전류로 되지 않는다. 입력전류가 도 14c에 도시된 주기 T2에 비해서 흐르지 않을 때, 주기 T1은 T1〈 T2를 만족한다. 그 결과, 도 13c에 도시된 입력전류 파형의 고주파성분은 도 14c에 도시된 입력전류 파형보다 작게 되어, 역률을 개선시킨다.
다음으로, 본 발명에 따라 잡음의 제거하고, 기동할 때에 큰 음극전류를 흐르게 하는 방법을 설명한다. 마그네트론이 TV 주파수 대역에서 잡음을 발생시키기 때문에 이 잡음을 제거하기 위해서 필터를 제공한다. 이 필터는 도 15에 도시된 것과 같은 것으로서, 음극에 직렬로 삽입된 코일(35, 36)과, 음극 및 양극 사이에 접속된 커패시터(37, 38) 및 음극에 병렬 접속된 커패시터(139)를 포함한다. 음극의 임피던스 ZC는 약 0.3Ω이며, 코일 (35, 36)의 임피던스 ZL은 주파수 f가 음극전류의 주파수인 수학식 6에 나타낸 것과 같이 정의될 수 있다. 주파수가 40kHz이고, 임피던스 ZL약 0.5이다. 이 값은 음극의 임피던스 ZC의 값과 대략 동일하며, 음극전류레벨을 결정하는 주요요소이다. 종래 기술로 설명한 바와 같이, 큰 음극전류는 마그네트론의 구동을 신속히 하는 데 바람직할 수 있다. 그러므로, 이러한 목적으로 주파수를 감소시켜서 코일(35, 36)의 임피던스를 줄일 수 있다는 것은 분명하다. 예를 들면, 주파수가 20kHz로 감소하면, 코일 임피던스는 수학식 6에 의해 약 40kHz에서 그 절반이 된다. 이는 음극전류의 증가를 가능하게 한다. 기동할 때에 발진기(30)에 의해 생성된 톱니파의 주파수는 최소 주파수 설정회로(39)에 의해 도 10의 구동회로(7)로 설정된다. 즉, 통상의 작동기간동안 보다도 기동할 때에 낮은 주파수로 작동함으로써, 마그네트론의 필터를 형성하는 코일(35, 36)의 임피던스는 작아질 수 있으며 그리하여 음극전류를 증가시킨다.
또한, 도 10에서 주파수 변조 스위칭회로(40)는 변조를 방지하기 위해서 기동할 때에 주파수 변조기(29)로부터의 신호를 차단한다. 이로서, 기동할 때에 직류전원의 전압레벨과 무관하게, 최소주파수 설정회로(39)에 의해 설정된 고정된 낮은 주파수에서 작동할 수 있게 한다.
주파수변조 스위칭회로(40)는 전류검출기(41), 판단회로(42), 및 스위치(43, 44)를 포함한다. 마그네트론이 발진할 때, 양극전류가 도 1에 도시된 전파 전압체배 정류기(8)의 커패시터 및 다이오드를 통해 흐른다. 따라서, 전류 검출기(41)는 다이오드, 커패시터 또는 전류변압기를 사용하는 양극을 흐르는 전류를 검출할 수 있다. 판단회로(2)는 마그네트론이 전류검출기(41)의 출력레벨로부터 발진하는 지를 판단한다. 마그네트론이 발진하고 있지 않더라도, 어떤 암전류(dark current)가 흐른다. 도 15에 도시된 것처럼 마그네트론에 필터가 제공되므로, 이 전류는 커패시터를 통해 흐르게 된다. 또한, 커패시터의 충방전 전류는 도 1에 도시된 전파 전압체배 정류기(8)을 형성하는 다이오드 및 커패시터로 흐른다. 이러한 전류 레벨은 아주 낮기 때문에, 판단회로(42)는 마그네트론이 발진할 때 흐르는 전류와 구별될 수 있다. 마그네트론이 발진하고 있지 않을 때, 판단회로(42)는 스위칭(43)을 열어 발진기(30)로의 주파수 변조기(43)의 신호를 차단하며, 동시에 스위치(44)는 닫혀서 최소주파수의 신호를 발진기(30)로 보내도록 한다. 이 판단회로(42)가 마그네트론이 발진중이라고 판단하면, 스위치(43)는 닫히고, 스위치(44)는 개방되어, 주파수를 변조한다. 최소주파수 설정회로(39)는 지나친 음극 전류의 흐름을 피하거나 오디오 주파수를 피하는 최소 주파수로 설정하도록 기능한다. 최소 주파수는 20kHz 이상으로 설정된다.
기동할 때에 주파수를 줄임으로써, 충분한 전류가 공급될 수 있으므로 종래기술처럼 기동할 때에 누설변압기(2)의 2차코일로 최대전압을 공급하도록 할 필요는 없다. 2차코일 전압은 1차코일 전압에 비례하며, 직류전원전압 VDC, 제1반도체 스위칭장치로 공급되는 전압 VCE및 1차코일전압 VL1은 다음 수학식 9의 관계에 있다.
그러므로, 2차코일 전압의 적절한 수준을 인가하기 위해서, VCE는 적절한 전압으로 제어될 필요가 있다. VCE는 2차코일전압보다 낮기 때문에, 그 이점은 그 전압을 검출하기 쉽다는 것이다. 또한, 누설변압기는 또한 1차코일과 2차코일 사이에서 절연이 되어 있다. 2차코일전압이 검출될 때, 그 신호는 포토커플러와 같이 절연수단을 사용하는 1차코일측에 접속되는 구동회로로 전송될 필요가 있다. 이 구성은 보다 복잡할 수도 있다. 그러므로, 제1반도체 스위칭장치의 전압 VCE를 검출하는 방법 역시 구성을 간단히 하는 데 이점이 있다.
도 10에 도시된 구동회로(7)는 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압 VCE를 검출하기 위한 VCE검출기(45)를 제공한다. VCE검출기(45)의 출력신호 VOUT(도 10, 및 도 16 참조)는 펄스폭 변조기(28)로 입력된다. VCE검출기(45)는 도 11d에 도시된 바와 같이 기동할 때에 펄스폭 변조기(28)로 효과를 부여한다. 상세히 설명하면, 도 11d에서 실선으로 표시된 파형 VON은 VCE검출기(45)가 작동하지 않을 때 펄스폭변조(28)의 출력파형이다. 점선은 VCE검출기(45)가 작동하지 할 때의 출력파형이다. VCE검출기(45)가 VDC의 전압레벨을 낮춘다는 것은 명백하다. 따라서, 제1반도체 스위칭장치(3)를 구동하는 펄스신호의 시간폭은 펄스폭 변조기(28)의 출력파형 VON의 레벨을 낮춤으로써 더욱 좁아질 수 있다. 그리하여, 제1반도체 스위칭장치(3)에서 전압 VCE를 적절한 레벨로 제어하도록 한다. 그 결과, 2차코일의 전압은 적절한 음극전류를 공급하는 최소 필요 레벨로 제어된다.
도 16은 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압 VCE를 검출하는 VCE검출기(45)의 구성예를 도시한 것이다. 전압 VCE는 커패시터를 충전하도록 트랜지스터를 구동하는 저항으로 분할된다. 커패시터(46)는 병렬로 접속된 저항(47)에서 방전된다. 이 커패시터(46)의 전압VOUT은 펄스폭 변조기(28)로 입력되는 신호이다. 도 17a는 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압 VCE의 파형을 도시한 것이다. 주기 T는 교류전원의 주기이며, 예를 들면 16msec이다. 제1반도체 스위칭장치(3)는 50sec 이하의 주기에서 작동하며, 도 17a에서 컬렉터 전압 VCE의 파형은 반주기(half period)로서 320주기를 포함한다. 그러나, 도 17a에서 파형은 단순화된다. 제1반도체 스위칭장치(3)의 컬렉터 전압 VCE는 펄스 파형을 가지므로, 이 정보가 바로 펄스폭 변조기(28)로 입력될 때 제어가 불안정하게 될 수 있다. 그러므로, 트랜지스터는 도 16에서 도시된 바와 같이, VCE의 분할된 전압으로 구동되며, 커패시터(46)는 전원에 접속된 저항(48)을 통해 충전된다. 커패시터(46)는 저항(47)을 통해서 방전된다. 충방전에 대한 시정수는 교류전원의 그것보다 짧고, 제1반도체 스위칭장치(3)의 구동주기보다 길도록 설정된다. 이는 도 17b에 도시된 전압 VOUT를 도 17b에 점선으로 도시된 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압 VCE의 엔벌롭에 밀접하게 출력할 수 있도록 한다. 따라서, 안정적인 작동은 펄스폭 변조기(28)로 이 전압 VOUT를 공급함으로써 확실하게 될 수 있다.
전술한 바와 같이, 필터가 마그네트론에 제공되고, 이 필터 내에서의 코일의 임피던스는 주파수에 따라 변하게 되어, 그 결과, 음극전류를 변화시키게 된다. 종래의 단일 스위칭장치 전압공진회로의 구성에서, 출력은 반도체 스위칭장치의 통전시간을 짧게 함으로써 감소되어, 그 결과 주파수가 증가하므로 음극전류를 많이 줄이게 되는 결과를 가져온다. 따라서 본 발명의 구동회로는 제1반도체 스위칭장치(3)의 통전시간을 조정하여 출력을 제어하며, 또한 전술한 공급전압 파형에 응답하는 주파수 변조기(29)의 신호는 출력에 무관하게 일정한 값을 유지한다. 그러므로, 출력 제어시에 엔벌롭의 특정지점에서의 주파수가 변하지 않으며, 그 결과 음극전류의 감소를 낮은 출력으로 억제하게 된다. 이 결과, 적절한 음극온도를 낮은 출력에서 유지할 수 있게되어 종래 기술보다도 낮은 출력을 실현할 수 있도록 된다. 이로서 조리과정, 특히 음식물 해동과정에서의 중요한 성능개선을 실현할 수 있게 한다.
제9실시예
제18도를 참조하여, 제9실시예에서의 스파크 및 벼락 등에 대한 검출을 설명하도록 한다. 마그네트론의 구동을 위해서는 높은 전압이 요구되며, 먼지 또는 오일 스모크가 고전압이 걸리는 부분에 부착하면 스파크가 발생할 수 있다. 스파크가 발생하면 회로의 작동을 순간적으로 정지시키는 것이 바람직하다. 고주파 가열장치에서 사용되는 마그네트론을 구동하기 위한 본 발명의 전력변환기에는, 코일(50)과 함께 필터를 형성하는 커패시터(51)에서의 전압 변화를 검출하기 위한 전압검출기(52)가 제공되어 고주파성분이 전원(1), 기준전압원(53), 및 비교기(54)로 전송되는 것을 방지하도록 한다. 비교기(54)는 전압검출기(52)의 출력과 기준전압원(53)의 전압레벨을 비교한다. 전압검출기(52)의 출력이 크면, 비교기(54)는 회로의 작동을 정지시키기 위해 구동회로(7)로 정지 신호를 출력한다. 예를 들면, 비교기(54)는 전압 검출기(52)가 아날로그/디지털 변환기에 의해 측정되면 아날로그/디지털변환기 이후의 값을 기준레벨과 비교할 수 있으며, 기준전압으로서 기준전압원(53) 대신에 어떤 상수를 사용할 수 있다.
만일 누설변압기의 2차코일단자들 사이에서 스파크가 발생하면, 누설변압기의 인덕턴스가 감소하기 때문에 제1반도체 스위칭장치(3)의 IGBT(10)이 턴 온 될 때 초과전류가 흐른다. 이 시점에서, 커패시터(51)로부터 전하가 공급되고, 커패시터(51)의 전압은 방전초과 전하만큼 갑자기 강하하게 된다. 다음으로, IGBT(10)가 턴 오프될 때, 누설변압기(2)의 1차코일에서의 전류는 커패시터(4)로 흐르게 되며, 그후 제2반도체 스위칭장치(6)의 다이오드(12)를 통해서 커패시터(5)로 흐르게 된다. 누설변압기(2)에서의 에너지가 완전히 커패시터(5)로 전송되었을 때, 전류는 턴 온되는 IGBT(13)을 통해 커패시터(5)로부터 누설 변압기로 흐르기 시작한다. 이 시점에서 IGBT(13)이 턴 오프되면, 누설변압기(2)에서의 전류는 제1반도체 스위칭장치(3)의 다이오드(11)을 통해 커패시터(51)로 전송되며, 커패시터(51)의 전압은 갑자기 상승하게 된다. 도 19a는 제1반도체 스위칭장치(3)의 IGBT(10)의 전류파형 IC1을 도시한 것이며, 도 19b는 커패시터(51)에서의 전압파형 VC51을 도시한 것이다. 도 19a에서 세로축의 양의 방향은 IC1이며, 음의 방향은 ID1을 나타낸다. 스파크(회로 단락에 유사한)는 화살표로 표시한 지점에서 발생한다. 초과전류 IC1이 흐르고, 전압 VC51이 갑자기 떨어지는 것을 확인할 수 있다. 그래서, 다음 주기에서 초과전류ID1이 다이오드(11)로 흐르게 되어 VC51이 갑자기 증가한다. 도 19c는 비교기(54)의 출력신호를 보여준다. VC51이 갑자기 증가하여 어떤 레벨을 초과하면, 출력신호가 전송된다. 이 신호는 구동회로(7)를 정지시킨다.
전압 VC51역시 갑자기 떨어지는 시점에 검출될 수 있다. 즉, 비교기는 전압 검출기(52)의 출력전압이 기준전압원(53)의 전압보다 작아지게 될 때, 신호를 전송하도록 구성된다.
전술한 바와 같이, 마그네트론의 필터에서 코일의 임피던스는, 낮은 주파수로 구동회로(7)를 가동함으로써 작아진다. 이는 커패시터(51)의 전압 VC51의 변화를 정상 작동 중에서 보다 기동할 때에 더 크게 한다. 결론적으로, 전압 검출기(52), 기준전압원(53), 및 비교기(54)를 포함하는 회로는 기동할 때에 작동할 수 있으며, 구동회로(7)를 정지시킬 수 있다. 이를 방지하기 위해서, 기준전압원(53)의 전압은 기동할 때에 높은 레벨로 설정된다. 도 18에서의 스위칭 회로(55)의 트랜지스터는 기동할 때에 턴 오프되어 기준전압원(53)을 높은 전압으로 설정하며, 정상작동시에 턴 온되어 기준전압원(53)을 낮은 전압으로 설정한다.
교류전원시스템이 갑작스런 벼락 등에 의한 서지(surge) 등의 이유로 충격을 받을 때 교류전원을 정류함으로써 얻어진 직류전원(1)의 전압은 상승할 수 있다. 이 경우에 전압은 정상상태 전압의 수십 배 정도로 상승할 수 있다. 이러한 전압 서지에서 회로를 보호하기 위해서 회로의 작동은 정지될 필요가 있다. 이러한 목적으로, 직류전원(1)으로 전달되는 동안 그로부터 고주파성분을 방지하기 위해서 코일(50)과 함께 필터를 형성하는 커패시터(51)에서의 전압변화를 검출하는 전압검출기(52)와, 기준전압원(53) 및 비교기(54)가 제공된다. 비교기(54)는 전압검출기(52)의 출력과 기준전압원(53)의 전압을 비교하며, 전압검출기(52)의 출력이 더 크면 구동회로(7)로 정지신호를 출력하여 회로의 작동이 정지되도록 한다. 이러한 구성은 빠른 전압상승으로 인한 초과전압을 검출할 수 있다. 따라서, 이러한 구성을 사용하여 교류전원 시스템에서 초과전압이 발생하면, 작동이 즉시 정지될 수 있도록 한다. 그러나, 정상작동 중 커패시턴스(51)의 전압검출레벨과 교류전원시스템의 전압검출레벨 사이의 간섭을 방지할 필요가 있다. 그래서, 교류전원 전압검출기(56)는 제너 다이오드(58) 등의 정전압장치와 다이오드(57)의 직렬회로를 포함하는 교류전원 전압검출기(56)가 제공된다. 저항으로 분압된 교류전원전압은 교류전원 전압검출기(56)를 통해 전압검출기(52)로 공급된다. 저항기에 의해 분압된 이 교류전압이 제너 다이오드(58)의 제너 전압 및 전압 검출기(52)로 입력된 커패시터(51)의 분압전압의 합보다 작으면, 신호는 전압검출기(52)로 입력되지 않는다. 따라서, 교류전원 전압검출기(56)의 출력은 정상 작동 기간동안 전압 검출기(52)에 영향을 주지 않는다. 또한, 다이오드(57)를 제공함으로써, 전압 검출기(52)는 교류전원 전압검출기(56)로 영향을 주지 않는다. 이러한 구성에 의해, 벼락 등에 의한 서지 또는 스파크에 의해 초과전압이 발생되면 회로의 작동은 즉각 정지된다. 또한 이 회로는 회로의 공유부분에 의해 적은 구성요소로 구성될 수 있다.
제10실시예
본 발명의 제10실시예에서 구동회로(7)를 정지하는 판단회로(59)를 도 20을 참조하여 설명하도록 한다. 도 20에 도시된 정지 결정을 위한 판단회로(59)는 비교기(54)의 출력에 의해 충전되는 커패시터(60)와, 이 커패시터의 전압과 기준전압원(61)의 전압을 비교하는 비교기(62)를 구비한다. 도 19d에 도시된 파형 중 실선은 커패시터(60)의 전압파형V60을 도시한 것이며, 점선은 기준전압원(61)의 전압 V61을 도시한 것이다. 커패시터(60)는 도 19c에 도시된 펄스신호인 비교기(54)의 출력신호에 의해 충전되며, 커패시터(60)의 전압은 제2펄스신호에서 기준전압원(61)의 전압 V61을 초과한다. 이 시점에서, 비교기(62)의 출력신호는 반전되어 구동회로를 정지시킨다. 판단회로(59)는, 커패시터의 충전용량, 커패시터(60)를 충전할 때 흐르는 전류의 저항(63)의 저항값 또는 커패시터(60)를 방전할 때 저항(64)의 저항값에 따라서, 언제, 즉, 비교기(54)로부터 출력신호 몇 번 이후에 정지신호를 출력할 것인지를 결정한다. 이러한 판단회로(59)를 제공한 목적은 예를 들면, 외부잡음 또는 회로작동에 큰 영향을 미치지 않는 순시 초과전압에 의해 기능이 정지하는 것을 방지하는 것이다. 본 발명의 판단회로는 스파크 및 벼락에 의한 서지는 어떤 계속성을 가지는 반면, 외부 잡음 및 순시 초과전압은 벼락에 의한 서지 및 스파크의 계속성과는 구별되는 보다 순시적인 것이라는 특성을 이용한 것이다.
본원의 고주파 가열장치는 직류전원공급장치, 이 직류전원공급장치에 접속된 누설변압기, 이 누설 변압기의 1차코일측에 직렬 접속된 제1반도체 스위칭장치, 상기 누설변압기의 1차코일에 병렬로 접속된 제1커패시터, 제2커패시터, 이 제2커패시터에 직렬로 접속된 제2반도체 스위칭장치, 상기 제1 및 제2반도체 스위칭장치를 구동하는 발진기를 가지는 구동회로, 전파 전압체배 정류를 위해 상기 누설변압기의 2차코일 측에 접속된 정류기 및 상기 정류기에 접속된 마그네트론을 구비한다. 이러한 구성에 따라, 상기 제2커패시터 및 제2반도체 스위칭장치의 직렬회로를 상기 누설변압기의 1차코일측에 병렬로 접속함으로써, 상기 제1반도체 스위칭장치(3)의 단전시간 및 상기 제2반도체 스위칭장치(6)의 통전시간을 자유롭게 설정할 수 있다. 또한, 상기 제1커패시터(4)에 비해서 상기 제2커패시터(5)에 대해 충분한 용량을 확보시킴으로써, 상기 제1반도체 스위칭장치(3)의 전압을 단속(clamp)할 수 있다.
도 3에 도시된 구성에서, 상기 제2커패시터(5)와 상기 제2반도체 스위칭장치(6)의 직렬회로를 상기 누설변압기(2)의 1차코일측에 직렬로 접속함으로써, 상기 제1반도체 스위칭장치(3) 및 제2반도체 스위칭장치(6)의 이미터들은 동일한 전위로 설정될 수 있다. 이에 따라, 제2반도체 스위칭장치(6)의 이미터가 높은 전위를 가지지 않도록 하기 때문에 낮은 내전압의 구동회로를 설계할 수 있도록 한다.
도 4에 도시된 구성에서, 상기 제1커패시터(4)를 상기 누설변압기(2)의 1차코일측에 직렬로 접속하고, 상기 제2커패시터(5)와 상기 제2반도체 스위칭장치(6)의 직렬회로를 상기 누설변압기의 1차코일에 병렬로 접속함으로써, 상기 제1커패시터(4)의 정전용량은 상기 제1반도체 스위칭장치(3)의 정전용량과 대등한 정도로 작게 설정될 수 있다.
도 5에 도시된 구성에서, 두 개의 효과가 실현된다. 즉, 상기 제1커패시터(4)를 상기 누설변압기(2)의 1차코일측에 직렬로 접속하고, 상기 제2커패시터(5)와 상기 제2반도체 스위칭장치(6)의 직렬회로를 상기 누설변압기의 1차코일에 직렬로 접속함으로써, 상기 제1커패시터(4)의 정전용량은 상기 제1반도체 스위칭장치(3)의 정전용량에 대등한 정도로 작게 될 수 있으며, 구동회로는 낮은 내전압을 가지도록 설계될 수 있다.
반파 전압체배 정류시스템을 사용하는 도 6에 도시된 구성, 전파정류시스템을 사용하는 도 7에 도시된 구성, 또는 누설변압기(2)의 2차코일을 2부분으로 분할하는 중앙탭 시스템을 사용하는 도 8의 구성으로, 누설변압기의 사용에 대한 효율성을 개선할 수 있다.
또한, 반도체 스위칭장치의 통전 및 단전 조작은, 직류전원의 전압에 기초하여 방출된 신호에 따라 주파수를 변조하는 구동회로의 주파수변조회로를 제공함으로써, 직류전원을 얻기 위한 교류전원의 전파정류에 의해 전원전압이 심하게 변하더라도, 0볼트 이하에서 실현될 수 있다.
어떤 주파수에서 기동을 하도록 기동할 때에 주파수 변조를 취소하도록, 기동할 때 및 정상작동 중일 때의 사이에서 주파수변조를 전환하도록 하는 주파수 변조 스위칭회로를 제공함으로써, 마그네트론의 음극으로 공급되는 전류를 증가시킬 수 있다.
상기 주파수변조 스위칭 회로는, 누설변압기의 2차코일 측에 접속된 정류기를 형성하는 다이오드 또는 커패시터의 전류를 검출하는 전류검출기와, 상기 전류검출기의 출력신호에 기초하여 마그네트론의 발진을 결정하는 판단회로를 추가로 포함한다. 그 결과, 마그네트론의 상태를 정밀하게 결정할 수 있도록 한다.
이 회로는 또한 주파수변조 스위칭회로에서 최소주파수 설정회로를 제공함으로써, 불쾌한 소리가 발생하지 않도록 오디오주파수 대역에서 작동하는 것을 방지할 수 있다.
직류전원을 얻도록 교류전원의 전파정류를 실행하고, 직류전원의 전압에 기초하여 생성된 신호의 펄스폭을 변조함으로써, 전원 전압이 급격히 변화하더라도 0볼트 이하에서 반도체 스위칭장치의 통전 및 단전조작을 실행할 수 있도록 한다.
제2반도체 스위칭 장치에 대한 제1반도체 스위칭장치를 구동하는 펄스의 통전시간비를 변화시키고, 전력을 제어하는 데서 그 주기를 일정하게 유지함으로써, 출력 제어에서 마그네트론의 음극전류의 변화율을 낮게 유지시킬 수 있게 한다.
마그네트론에 제공된 코일의 임피던스는, 작동을 기동하는 보다 낮은 작동수파수를 설정함으로써 마그네트론의 음극으로 충분한 전류를 인가하는 누설변압기의 2차코일에서 큰 전압을 발생시키지 않고 감소시킬 수 있다.
상기 제1반도체 스위칭장치로 인가되는 전압을 검출하는 전압검출기를 제공함으로써 기동할 때에 누설변압기의 2차코일전압에 대한 정보를 간접적으로 검출할 수 있다. 이러한 정보에 기초하여 구동회로의 펄스폭을 제어함으로써, 누설변압기의 2차코일전압은 기동할 때 특정값으로 설정될 수 있다.
트랜지스터, 저항기 및 커패시터를 포함하는 피크홀드회로(peak hold circuit)로 전압검출기를 형성함으로써, 펄스 파형을 가지는 제1반도체 스위칭장치의 컬렉터 전압의 엔벌롭에 따르는 신호가 생성될 수 있다. 이 신호는 구동회로의 펄스폭을 안정적으로 제어할 수 있도록 한다.
본 발명의 고주파 가열장치는 또한 직류전원공급장치, 이 직류전원공급장치의 전원에 접속된 코일, 이 코일에 접속된 커패시터 및 커패시터 전압에서 변화를 검출하는 전압검출기를 포함한다. 상기 전압검출기는 기준전압원과, 이 기준전압원의 전압레벨을 커패시터의 검출된 전압레벨과 비교하는 비교기를 가진다. 상기 구동회로는 검출된 커패시터의 전압레벨이 기준전압원의 전압레벨보다 아래로 감소하거나 초과할 때 정지하도록 구성된다. 이에 따라 누설변압기의 2차코일 측에서 고전압부분에서의 스파크의 발생에 의해 커패시터 전압이 크게 변하는 것을 검출하도록 하여, 구동회로의 작동을 정지함으로써 스파크가 계속되는 것을 방지할 수 있도록 한다.
기동할 때와 정상작동 중일 때의 사이에서 기준전압원을 스위칭하는 스위칭 회로를 제공함으로써, 스파크의 발생에 의한 커패시터의 전압변화와 기동할 때의 커패시터의 전압변화를 구별할 수 있도록 한다.
본 발명은 또한, 교류전원공급장치의 교류전원을 전파 정류하여 얻어지는 직류전원과, 교류전원의 전압검출을 위한 교류전원 전압검출기를 포함한다. 이 교류전원 전압검출기는 다이오드 및 제너다이오드가 직렬연결된 회로를 포함하며, 교류전원전압의 출력신호를 수신한다. 이러한 구성은 교류전원시스템에서 발생할 수 있는 벼락 등에 의한 비정상적인 전압 서지를 검출할 수 있도록 하며, 또한 회로의 일부를 공유함으로써 보다 단순한 회로 구성을 가능하게 한다.
본 발명은 또한, 검출된 커패시터의 전압 레벨이 기준전압원의 기준전압보다 아래로 감소하거나 초과하는 때의 회수에 기초하여, 언제 구동회로로 정지신호를 출력할 것인가를 결정하는 판단회로를 구비한다. 이러한 구성에 따라, 벼락에 의한 서지 또는 스파크와, 외부잡음에 기인한 순시적인 초과전압의 경우를 구별할 수 있도록 한다.

Claims (16)

  1. 전원공급장치,
    상기 전원공급장치에 접속된 누설변압기,
    상기 누설변압기의 1차코일 측에 직렬접속된 제1스위칭장치,
    제1커패시터,
    제2커패시터와 제2스위칭장치의 직렬회로,
    상기 제1스위칭장치와 상기 제2스위칭장치를 구동하기 위한 구동수단;
    상기 누설변압기의 2차코일측에 접속된 정류수단; 및
    상기 정류수단에 접속된 마그네트론을 포함하는 것을 특징으로 하는 전원과 함께 사용하는 고주파가열장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1커패시터 및 상기 제2커패시터 및 제2스위칭장치의 직렬회로는 다음의 (1) 내지 (4) 중 하나로 구성된 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
    (1) 상기 제1커패시터는 상기 누설변압기의 1차코일 측에 병렬로 접속되고, 상기 제2커패시터 및 제2스위칭수단의 직렬회로는 상기 누설변압기의 1차코일 측에 병렬로 접속된다.
    (2) 상기 제1커패시터는 상기 누설변압기의 1차코일측에 병렬로 접속되며, 상기 제2커패시터 및 제2스위칭장치의 직렬회로는 상기 제1스위칭장치에 병렬로 접속된다.
    (3) 상기 제1커패시터는 상기 제1스위칭장치에 병렬로 접속되며, 상기 제2커패시터 및 제2스위칭장치의 직렬회로는 상기 누설변압기의 1차코일 측에 병렬로 접속된다.
    (4) 상기 제2커패시터 및 제2스위칭장치의 직렬회로와, 상기 제1커패시터는 상기 제1스위칭장치에 병렬로 접속된다.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 정류수단은 상기 누설변압기의 2차코일측에 접속되며, 다음의 (1) 내지 (4)의 구성 중 하나의 구성을 갖는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
    (1) 전파 전압체배 정류기
    (2) 반파 전압체배 정류기
    (3) 전파 정류기
    (4) 상기 누설변압기의 2차코일 측 중앙에 탭을 형성하고, 다이오드를 경유하여 마그네트론에 접속되는 중압 탭
  4. 제1항에 있어서,
    상기 전원공급장치는 교류전원공급장치의 전원을 정류하여 전원을 얻는 직류전원공급장치이며,
    상기 구동수단으로 제공되는 상기 전원공급장치의 전압에 기초하여 발생된 신호에 따라서 주파수를 변조하는 주파수변조수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  5. 제4항에 있어서,
    고정된 주파수에서 작동을 시작하도록 상기 주파수 변조수단에 대한 스위칭을 행하는 주파수변조 스위칭수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 정류수단은 상기 누설변압기의 2차코일측에 접속된 다이오드 및 커패시터를 포함하며,
    상기 주파수변조 스위칭수단은, 상기 정류수단을 형성하는 다이오드 및 커패시터의 적어도 하나로 흐르는 전류를 검출하는 전류검출수단과,
    상기 전류검출수단의 출력신호 및 상기전류검출수단에 기초하여 마그네트론의 발진을 결정하는 판단수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 주파수변조 스위칭수단은 최소주파수 설정수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전원공급장치는 정류된 교류전원 공급장치이며, 상기 고주파가열장치는 상기 전원공급장치의 전원 전압에 기초하여 발생된 신호에 따라 펄스폭을 변조하는 펄스폭 변조수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제2스위칭 수단에 대한 제1스위칭수단을 구동하기 위한 펄스의 통전시간비를 변화시키고 그 주기를 일정하게 유지시킴으로써, 상기 전원의 전력이 제어되는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 누설변압기는 마그네트론의 음극으로 전류를 공급하는 3차코일을 더 구비하며, 상기 마그네트론의 음극은 커패시터 및 코일을 구비하는 필터를 가지며, 상기 구동수단은 주파수를 상기 코일의 임피던스를 낮추는 레벨로 설정하는 기동주파수 설정수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 구동수단은 상기 제1스위칭장치로 인가되는 전압을 검출하는 전압검출수단을 더 포함하며, 상기 전압검출수단은 펄스폭을 제어하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 전압검출수단은 트랜지스터, 저항기 및 커패시터를 구비하는 피크홀드수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  13. 제1항에 있어서, 상기 구동수단은 상기 전원공급장치에 접속된 코일, 상기 코일에 접속된 커패시터, 상기 커패시터에서의 전압변화를 검출하는 전압검출수단, 기준전압 설정수단 및 상기 커패시터의 검출된 전압레벨을 상기 기준전압 설정수단의 기준레벨과 비교하는 비교수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  14. 제13항에 있어서,
    기동할 때와 정상작동 중일 때 사이에서 기준레벨을 스위칭하는 스위칭수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 전원공급장치는 정류된 교류전원 공급장치이며, 상기 고주파가열장치는 상기 교류전원 공급장치의 전압을 검출하기 위한 교류전원전압 검출수단을 더 포함하며, 상기 교류전원전압 검출수단은 다이오드 및 정전압장치의 직렬회로를 포함하도록 구성되며, 상기 교류전원전압 검출수단의 출력신호는 상기 전압검출수단으로 입력되는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 커패시터의 검출된 전압레벨이 상기 기준레벨을 초과하는 회수에 따라서, 상기 구동수단으로 정지신호를 출력하는 정지판단수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고주파 가열장치.
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