JPS61284088A - 電力用ソリツドステ−ト発振器 - Google Patents
電力用ソリツドステ−ト発振器Info
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- JPS61284088A JPS61284088A JP61127376A JP12737686A JPS61284088A JP S61284088 A JPS61284088 A JP S61284088A JP 61127376 A JP61127376 A JP 61127376A JP 12737686 A JP12737686 A JP 12737686A JP S61284088 A JPS61284088 A JP S61284088A
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3387—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration
- H02M3/3388—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、高周波高電圧電源に関するものであり、特に
高周波レンジ（マイクロ波オーブン）に用いるマグネト
ロンのようなツェナー型負荷に給電するのに特に適して
いる電源に関するものである。
高周波レンジ（マイクロ波オーブン）に用いるマグネト
ロンのようなツェナー型負荷に給電するのに特に適して
いる電源に関するものである。
低周波交流電源、例えば１１５ボルト、６０Ｈｚから高
周波高電圧を発生せしめる為に、プッシュプルモードで
動作する一対のスイッチングトランジスタを用いた電流
給電並列共振発振器を用いることは知られている。この
既知の回路においては、直流電圧源（例えばその正端子
）が直流チェークコイルを経て変圧器の一次巻線の中心
タップに結合されている。またその変圧器の一次巻線と
並列にコンデンサが接続され、これらにより並列共振Ｌ
Ｃ同調回路を形成している。負荷はこの並列共振ＬＣ同
調回路の両端間に結合される。また一対の第１および第
２スイッチングトランジスタ（例えばＮＰＮ 型のトラ
ンジスタ）のエミッタは一緒に直流電圧源の負端子に結
合され、コレクタは並列共振ＬＣ同調回路の両端（Ａお
よびＢ）にそれぞれ接続されている。変圧器の二次巻線
は駆動回路を経てＮＰＮスイッチングトランジスタのベ
ース電極に結合され、この駆動回路によりこれらＮＰＮ
スイッチングトランジスタを交互にスイッチ・オンおよ
びスイッチ・オフせしめ、プッシュプル動作モードを得
ている。直流−交流コンバータすなわち高周波発振器は
並列共振ＬＣ同調回路の共振周波数によって決まる周波
数で自励発振する。
周波高電圧を発生せしめる為に、プッシュプルモードで
動作する一対のスイッチングトランジスタを用いた電流
給電並列共振発振器を用いることは知られている。この
既知の回路においては、直流電圧源（例えばその正端子
）が直流チェークコイルを経て変圧器の一次巻線の中心
タップに結合されている。またその変圧器の一次巻線と
並列にコンデンサが接続され、これらにより並列共振Ｌ
Ｃ同調回路を形成している。負荷はこの並列共振ＬＣ同
調回路の両端間に結合される。また一対の第１および第
２スイッチングトランジスタ（例えばＮＰＮ 型のトラ
ンジスタ）のエミッタは一緒に直流電圧源の負端子に結
合され、コレクタは並列共振ＬＣ同調回路の両端（Ａお
よびＢ）にそれぞれ接続されている。変圧器の二次巻線
は駆動回路を経てＮＰＮスイッチングトランジスタのベ
ース電極に結合され、この駆動回路によりこれらＮＰＮ
スイッチングトランジスタを交互にスイッチ・オンおよ
びスイッチ・オフせしめ、プッシュプル動作モードを得
ている。直流−交流コンバータすなわち高周波発振器は
並列共振ＬＣ同調回路の共振周波数によって決まる周波
数で自励発振する。
この従来の回路は直流エネルギーを交流エネルギーに変
換する簡単な方法を提供する。発振器の素子はトランジ
スタスイッチング素子やりアクタンス素子や簡単な駆動
回路を有している為、変換効率は９０％よりも大きくし
うる。共振発振器はスイッチング損失を最小にする為に
電圧の回路損失をも減少させる。チョークコイルのイン
ダクタンスが充分高く、従って発振器の給電端子に良好
な電流源が与えられ、Ｑ＞ンπとし、良好な尖鋭度が得
られ、理想的なスイッチおよびリアクタンス素子が得ら
れるものとすると、良質の正弦波状電圧波形が並列共振
ＬＣ同調回路の端子Ａ、Ｂ間に発生する。トランジスタ
が５０％の動作周期（デユーティサイクル）で交互に切
換わる場合には、実効値（ＲＭＳ）の出力電圧ＶＡＢと
直流入力電圧ＶＣＣとの間の関係は式 ％式％（） で与えられる。チョークコイルＬＰにふける直流インダ
クタ電流ｉ、は となる。ここにＩＲは実効値の負荷電流である。
換する簡単な方法を提供する。発振器の素子はトランジ
スタスイッチング素子やりアクタンス素子や簡単な駆動
回路を有している為、変換効率は９０％よりも大きくし
うる。共振発振器はスイッチング損失を最小にする為に
電圧の回路損失をも減少させる。チョークコイルのイン
ダクタンスが充分高く、従って発振器の給電端子に良好
な電流源が与えられ、Ｑ＞ンπとし、良好な尖鋭度が得
られ、理想的なスイッチおよびリアクタンス素子が得ら
れるものとすると、良質の正弦波状電圧波形が並列共振
ＬＣ同調回路の端子Ａ、Ｂ間に発生する。トランジスタ
が５０％の動作周期（デユーティサイクル）で交互に切
換わる場合には、実効値（ＲＭＳ）の出力電圧ＶＡＢと
直流入力電圧ＶＣＣとの間の関係は式 ％式％（） で与えられる。チョークコイルＬＰにふける直流インダ
クタ電流ｉ、は となる。ここにＩＲは実効値の負荷電流である。
この場合、負荷インピーダンスは
として直流入力負荷インピーダンスＲＬに反射される。
上記の最初の式から明かなように、出力電圧（ＶＡＩｌ
）は負荷に依存せず、入力電圧（ＶＣＣ）に比例するも
のであり、このことは利得が固定であるということを意
味する。スイッチング素子は少なくとも共振回路電圧Ｖ
ＡＢのピークを阻止しろるように設計する必要があり、
半サイクルの間チョークコイル電流ｉＦを流しうるよう
にする必要がある。
）は負荷に依存せず、入力電圧（ＶＣＣ）に比例するも
のであり、このことは利得が固定であるということを意
味する。スイッチング素子は少なくとも共振回路電圧Ｖ
ＡＢのピークを阻止しろるように設計する必要があり、
半サイクルの間チョークコイル電流ｉＦを流しうるよう
にする必要がある。
スイッチング期間中に一対のトランジスタスイッチの導
通時間が重なった場合には、すなわち一方のトランジス
タが他方のトランジスタのターン・オン時にまだターン
・オフしていない場合には、アドミッタンスが極めて大
きくなり、またこれは共振回路コンデンサ（Ｃ） と
並列である為、このコンデンサを本質的に放電せしめる
。導通時間の重なり程度に応じて並列共振タンク回路は
大負荷状態となるか或いは完全に放電されてしまうおそ
れもあり、これによりトランジスタスイッチング素子を
破壊せしめるおそれがある。
通時間が重なった場合には、すなわち一方のトランジス
タが他方のトランジスタのターン・オン時にまだターン
・オフしていない場合には、アドミッタンスが極めて大
きくなり、またこれは共振回路コンデンサ（Ｃ） と
並列である為、このコンデンサを本質的に放電せしめる
。導通時間の重なり程度に応じて並列共振タンク回路は
大負荷状態となるか或いは完全に放電されてしまうおそ
れもあり、これによりトランジスタスイッチング素子を
破壊せしめるおそれがある。
更に、スイッチング期間中にトランジスタスイッチの遮
断時間が重なる、すなわち双方のスイッチが同時にオフ
状態となるというおそれがある。
断時間が重なる、すなわち双方のスイッチが同時にオフ
状態となるというおそれがある。
この場合には、アドミッタンスが極めて小さな値となり
、電流源は定電流を維持する為にこのアドミッタンスの
両端間に高電圧をかけざるを得なくなる。この場合も遮
断時間の重なり程度に応じて遮断電圧がトランジスタス
イッチの定格電圧を越えるおそれがあり、これらトラン
ジスタスイッチを破壊せしめるおそれもある。
、電流源は定電流を維持する為にこのアドミッタンスの
両端間に高電圧をかけざるを得なくなる。この場合も遮
断時間の重なり程度に応じて遮断電圧がトランジスタス
イッチの定格電圧を越えるおそれがあり、これらトラン
ジスタスイッチを破壊せしめるおそれもある。
本発明の目的は、従来の発振器回路の臨界的な重なり状
態を無くし、同時に大きな電圧利得が得られるようにし
た電流給電並列共振発振器を提供せんとするにある。
態を無くし、同時に大きな電圧利得が得られるようにし
た電流給電並列共振発振器を提供せんとするにある。
本発明の他の目的は、電圧利得が負荷に依存するように
した電流給電並列共振発振器を提供せんとするにある。
した電流給電並列共振発振器を提供せんとするにある。
家庭用高周波レンジは通常、電力線周波数で動作する強
共振電源により附勢されてマイクロ波加熱エネルギーを
高周波レンジの調理用空胴に供給するマグネトロンを用
いている。この電源は比較的重く、かさばっている。こ
の電源の出力は、高周波レンジの調理用空胴内の負荷に
供給する平均マイクロ波加熱電力を変える為に６０Ｈｚ
の交流供給電圧を遮断する制御回路により不連続的に制
御される。代表的には、マグネトロンは“解凍”或いは
“保温”サイクル中パルスにより約１秒間の間オン状態
にされ、約１０秒間の間オフ状態とされる。
共振電源により附勢されてマイクロ波加熱エネルギーを
高周波レンジの調理用空胴に供給するマグネトロンを用
いている。この電源は比較的重く、かさばっている。こ
の電源の出力は、高周波レンジの調理用空胴内の負荷に
供給する平均マイクロ波加熱電力を変える為に６０Ｈｚ
の交流供給電圧を遮断する制御回路により不連続的に制
御される。代表的には、マグネトロンは“解凍”或いは
“保温”サイクル中パルスにより約１秒間の間オン状態
にされ、約１０秒間の間オフ状態とされる。
この種類の動作の場合、マグネトロンのヒータフィラメ
ントはマグネトロンがオフ状態にある際に冷却される。
ントはマグネトロンがオフ状態にある際に冷却される。
従ってこの種類の動作によればマグネトロンにひずみを
生ぜしめ、マグネトロンの有効寿命を縮める。従って、
調理用負荷に供給される平均マイクロ波電力を、平滑に
且つ連続的に変え、高周波レンジの動作中マグネトロン
のヒータフィラメントが常に附勢されているようにする
手段を設けるのが好ましい。また、ある種の通常のマグ
ネトロン電源におけるように別個のヒータ用変圧器を追
加することなく、マグネトロンのヒータフィラメントを
附勢状態に保持するのが有利である。
生ぜしめ、マグネトロンの有効寿命を縮める。従って、
調理用負荷に供給される平均マイクロ波電力を、平滑に
且つ連続的に変え、高周波レンジの動作中マグネトロン
のヒータフィラメントが常に附勢されているようにする
手段を設けるのが好ましい。また、ある種の通常のマグ
ネトロン電源におけるように別個のヒータ用変圧器を追
加することなく、マグネトロンのヒータフィラメントを
附勢状態に保持するのが有利である。
従って本発明の他の目的は、変形り級構造の電流給電並
列共振発振器を有し、通常の高周波レンジ用電源よりも
軽量で、連続的な電力制御を行うことができ、別個の変
圧器を追加することなく連続的なヒータ電力を得ること
ができる高周波レンジ用電源を提供せんとするにある。
列共振発振器を有し、通常の高周波レンジ用電源よりも
軽量で、連続的な電力制御を行うことができ、別個の変
圧器を追加することなく連続的なヒータ電力を得ること
ができる高周波レンジ用電源を提供せんとするにある。
本発明によれば、並列共振回路のコンデンサを３つの別
個のコンデンサ素子に分割することにより、前述したプ
ッシュプル電流給電並列共振発振器を変形させた。これ
らのコンデンサのうち第１および第２のコンデンサは前
記の一対のＮＰＮスイッチングトランジスタのそれぞれ
と並列に接続する。第３のコンデンサは従来の回路と同
様に変圧器の一次巻線と並列に接続する。第１および第
２のコンデンサは後の図面に関する回路および波形の詳
細な説明から明かとなるようにスナツパ−コンデンサと
して機能しないことに注意することが重要である。本発
明によれば、第１および第２コンデンサをスイッチング
トランジスタに対する整流子として用い、これらにより
これらスイッチングトランジスタのターン・オンおよび
ターン・オフのタイミングを固定する。しかし、本発明
による新規な発振器においては、発振器の共振周波数が
、第１および第２コンデンサのキャパシタンス値によっ
て変更せしめられた第３のコンデンサの実効キャパシタ
ンスと変圧器のインダクタンスとによって決定される。
個のコンデンサ素子に分割することにより、前述したプ
ッシュプル電流給電並列共振発振器を変形させた。これ
らのコンデンサのうち第１および第２のコンデンサは前
記の一対のＮＰＮスイッチングトランジスタのそれぞれ
と並列に接続する。第３のコンデンサは従来の回路と同
様に変圧器の一次巻線と並列に接続する。第１および第
２のコンデンサは後の図面に関する回路および波形の詳
細な説明から明かとなるようにスナツパ−コンデンサと
して機能しないことに注意することが重要である。本発
明によれば、第１および第２コンデンサをスイッチング
トランジスタに対する整流子として用い、これらにより
これらスイッチングトランジスタのターン・オンおよび
ターン・オフのタイミングを固定する。しかし、本発明
による新規な発振器においては、発振器の共振周波数が
、第１および第２コンデンサのキャパシタンス値によっ
て変更せしめられた第３のコンデンサの実効キャパシタ
ンスと変圧器のインダクタンスとによって決定される。
第１および第２スイッチングトランジスタにはこれらと
直列に且つ同一極性で第１および第２ダイオードをそれ
ぞれ接続するのが好ましい。本発明の電力用発振器によ
れば、スイッチングトランジスタのベース駆動回路を含
む回路パラメータを適切に選択することにより、スイッ
チングトランジスタの動作周期を５０％よりも小さな値
に固有的に制限し、これにより双方のトランジスタスイ
ッチが転流期間中同時に閉成されないようにする。従っ
て、閉成されているスイッチの開放が電圧の零交差点に
（すなわちタンク回路の自然転流時に）生ぜずに、負電
圧を反対側のコンデンサに生せしめる強制遅延により一
層遅い瞬時に生じるうにすることが重要な特徴となる。
直列に且つ同一極性で第１および第２ダイオードをそれ
ぞれ接続するのが好ましい。本発明の電力用発振器によ
れば、スイッチングトランジスタのベース駆動回路を含
む回路パラメータを適切に選択することにより、スイッ
チングトランジスタの動作周期を５０％よりも小さな値
に固有的に制限し、これにより双方のトランジスタスイ
ッチが転流期間中同時に閉成されないようにする。従っ
て、閉成されているスイッチの開放が電圧の零交差点に
（すなわちタンク回路の自然転流時に）生ぜずに、負電
圧を反対側のコンデンサに生せしめる強制遅延により一
層遅い瞬時に生じるうにすることが重要な特徴となる。
この負のコンデンサ電圧はターン・オンさすべきトラン
ジスタスイッチと直列のダイオードを逆バイアスする。
ジスタスイッチと直列のダイオードを逆バイアスする。
これによりこのトランジスタスイッチのターン・オンを
、たとえそのベース駆動電圧が正（ターン・オン）極性
にある場合でも遅延させる。双方のトランジスタスイッ
チが遮断している（スイッチが開放している）短い不動
時間を生せしめる。
、たとえそのベース駆動電圧が正（ターン・オン）極性
にある場合でも遅延させる。双方のトランジスタスイッ
チが遮断している（スイッチが開放している）短い不動
時間を生せしめる。
双方のトランジスタスイッチが同時に閉成したとすると
、これらスイッチのアドミッタンスが極めて大きくなり
、これらは第３のコンデンサ（共振タンク回路の並列コ
ンデンサ）と並列である為、この第３のコンデンサは殆
ど放電されてしまう。
、これらスイッチのアドミッタンスが極めて大きくなり
、これらは第３のコンデンサ（共振タンク回路の並列コ
ンデンサ）と並列である為、この第３のコンデンサは殆
ど放電されてしまう。
これによりタンク回路を過負荷状態とし、スイッチング
トランジスタを破壊せしめるおそ、れがある。
トランジスタを破壊せしめるおそ、れがある。
従って本発明の更に他の目的は、スイッチングトランジ
スタを臨界的な重なり導通状態にしない共振型の電力用
発振器を提供せんとするにある。
スタを臨界的な重なり導通状態にしない共振型の電力用
発振器を提供せんとするにある。
本発明の更に他の目的は、双方のトランジスタスイッチ
を同時に閉成しないようにするとともに、並列共振タン
ク回路の両端間に負荷依存性の高電圧を生ぜしめる定電
流給電並列共振プッシュプル電力用発振器を提供せんと
するにある。
を同時に閉成しないようにするとともに、並列共振タン
ク回路の両端間に負荷依存性の高電圧を生ぜしめる定電
流給電並列共振プッシュプル電力用発振器を提供せんと
するにある。
本発明による電力用発振器は５０％よりも小さな動作周
期を生せしめるとともに変圧器−次高電圧を生ぜしめ、
トランジスタスイッチに対する駆動信号を適切な位相と
することにより、トランジスタスイッチがこれらと直列
のダイオードの端子間の逆電圧により強制的にターン・
オンおよびターン・オフされるようにする。トランジス
タスイッチのオン時間は負荷インピーダンスに反比例し
、前述したようにスイッチング周期の５０％よりも少な
くされる。ツェナー型の負荷（例えばマグネトロン或い
は気体放電灯）におけるトランジスタのオン時間を負荷
に依存させることにより、入力端子と出力電圧との間で
固有の電圧調整が得られる。
期を生せしめるとともに変圧器−次高電圧を生ぜしめ、
トランジスタスイッチに対する駆動信号を適切な位相と
することにより、トランジスタスイッチがこれらと直列
のダイオードの端子間の逆電圧により強制的にターン・
オンおよびターン・オフされるようにする。トランジス
タスイッチのオン時間は負荷インピーダンスに反比例し
、前述したようにスイッチング周期の５０％よりも少な
くされる。ツェナー型の負荷（例えばマグネトロン或い
は気体放電灯）におけるトランジスタのオン時間を負荷
に依存させることにより、入力端子と出力電圧との間で
固有の電圧調整が得られる。
すなわち、入力端子ＶＣＣが変化した際にツェナー型の
負荷において自動電圧調整が行われる。
負荷において自動電圧調整が行われる。
本発明の他の利点は変圧器の巻線比が最小となるという
ことである。本発明の新規な発振器によれば更に、零電
圧での切換を利用し、入力回路に対する負荷回路の適切
なインピーダンス整合が得られ、方形波変換器に比べ効
率が固有的に高くなる自励発振システムを得ることがで
きるという追加の利点が得られる。本発明の発振器を高
周波レンジ用のマグネトロンの電源として用いた場合、
その電源の重さは従来の電源の重さの半分よりも軽くな
り、この電源により連続的な電力制御を行うことができ
る。更にこの電源によればマグネトロンに対するヒータ
電力を連続的に保持することができ、これによりマグネ
トロンの有効寿命を延長させる。
ことである。本発明の新規な発振器によれば更に、零電
圧での切換を利用し、入力回路に対する負荷回路の適切
なインピーダンス整合が得られ、方形波変換器に比べ効
率が固有的に高くなる自励発振システムを得ることがで
きるという追加の利点が得られる。本発明の発振器を高
周波レンジ用のマグネトロンの電源として用いた場合、
その電源の重さは従来の電源の重さの半分よりも軽くな
り、この電源により連続的な電力制御を行うことができ
る。更にこの電源によればマグネトロンに対するヒータ
電力を連続的に保持することができ、これによりマグネ
トロンの有効寿命を延長させる。
本発明によれば、共振タンク電圧波形に依存しない帰還
を用いた自己持続型の電力用発振器が得られる。動作周
期を負荷に応じて調整し、スイッチの開放瞬時を強制的
に遅延させることによりプッシュプル回路におけるスイ
ッチの動作周期を５０％よりも少なくする。負荷電流を
小さくするとタンク電圧が高くなり、負荷電流が大きく
なるとタンク電圧が低くなる。ツェナー型の負荷の場合
、入力電圧ＶＣＣの変化にかかわらず固有の電圧調整が
得られる。本発明によれば更に、ターン・オン損失が全
くなく、またタンク電圧の立上り時間は比較的ゆっくり
している為ターン・オフ損失は最小となる。
を用いた自己持続型の電力用発振器が得られる。動作周
期を負荷に応じて調整し、スイッチの開放瞬時を強制的
に遅延させることによりプッシュプル回路におけるスイ
ッチの動作周期を５０％よりも少なくする。負荷電流を
小さくするとタンク電圧が高くなり、負荷電流が大きく
なるとタンク電圧が低くなる。ツェナー型の負荷の場合
、入力電圧ＶＣＣの変化にかかわらず固有の電圧調整が
得られる。本発明によれば更に、ターン・オン損失が全
くなく、またタンク電圧の立上り時間は比較的ゆっくり
している為ターン・オフ損失は最小となる。
本発明による発振器は、得られる直流電圧が低く、負荷
の関数として変える必要がある交流電圧を必要とする場
合に特に有効である。
の関数として変える必要がある交流電圧を必要とする場
合に特に有効である。
本発明の新規な電流給電並列共振プッシュプル発振器に
よれば、最適な動作を行うように予め決定しうる回路パ
ラメータに依存して可変としうる高電圧を得ることがで
きる。以上要するに本発明によれば、トランジスタスイ
ッチのターン・オフ瞬時を強制的に遅延させる駆動と関
連させて、共振回路のコンデンサを３つの別個のコンデ
ンサに分割することにより既知の電力用発振器に比べ優
れた前述した利点およびその他の利点が得られるもので
ある。
よれば、最適な動作を行うように予め決定しうる回路パ
ラメータに依存して可変としうる高電圧を得ることがで
きる。以上要するに本発明によれば、トランジスタスイ
ッチのターン・オフ瞬時を強制的に遅延させる駆動と関
連させて、共振回路のコンデンサを３つの別個のコンデ
ンサに分割することにより既知の電力用発振器に比べ優
れた前述した利点およびその他の利点が得られるもので
ある。
図面につき本発明を説明する。
第１図は本発明の新規な電流給電並列共振高電圧電力用
発振器を示す。直流電圧ＶＣＣの電圧源１０の負端子は
回路の共通ライン２０に接続されており、この共通ライ
ンは通常接地されている。直流電圧源１０の正端子は自
己インダクタンスＬＰを有する直列チョークコイル１１
を経て第１の変圧器１３の一次巻線１２ａ、 Ｌ２ｂの
中心タップに接続されている。
発振器を示す。直流電圧ＶＣＣの電圧源１０の負端子は
回路の共通ライン２０に接続されており、この共通ライ
ンは通常接地されている。直流電圧源１０の正端子は自
己インダクタンスＬＰを有する直列チョークコイル１１
を経て第１の変圧器１３の一次巻線１２ａ、 Ｌ２ｂの
中心タップに接続されている。
巻線１２ａおよび１２ｂはインダクタンス値ＬＡおよび
Ｌ！ｌをそれぞれ有する。−次巻線にはキャパシタンス
値Ｃを有するコンデンサ１４が並列に接続され、並列共
振タンク回路を構成している。
Ｌ！ｌをそれぞれ有する。−次巻線にはキャパシタンス
値Ｃを有するコンデンサ１４が並列に接続され、並列共
振タンク回路を構成している。
このタンク回路の一端における接続点Ａと共通ライン２
０との間にはダイオード１５とＮＰＮ ）ランジスタ
１６ （Ｑｌ）とが同じ極性で直列に接続されている。
０との間にはダイオード１５とＮＰＮ ）ランジスタ
１６ （Ｑｌ）とが同じ極性で直列に接続されている。
このダイオード１５およびトランジスタ１６より成る第
１の直列回路と並列にキャパシタンス値Ｃ１のコンデン
サ１７が接続されている。
１の直列回路と並列にキャパシタンス値Ｃ１のコンデン
サ１７が接続されている。
同様に、タンク回路の他端における接続点Ｂと共通ライ
ン２０との間にダイオード１８とＮＰＮ ）ランジス
タ１９ （Ｑ２）とが同一極性で直接に接続されている
。このダイオード１８およびトランジスタ１９より成る
第２の直列回路と並列にキャパシタンス値Ｃ２を有する
コンデンサ２１が接続されている。コンデンサ１７のキ
ャパシタンス値Ｃ１はコンデンサ２１のキャパシタンス
値Ｃ２に等しくして回路の対称性を保持する。
ン２０との間にダイオード１８とＮＰＮ ）ランジス
タ１９ （Ｑ２）とが同一極性で直接に接続されている
。このダイオード１８およびトランジスタ１９より成る
第２の直列回路と並列にキャパシタンス値Ｃ２を有する
コンデンサ２１が接続されている。コンデンサ１７のキ
ャパシタンス値Ｃ１はコンデンサ２１のキャパシタンス
値Ｃ２に等しくして回路の対称性を保持する。
トランジスタ１６および１９はコンデンサ１７および２
１と関連するトランジスタベース駆動回路２２により５
０％よりも少ない動作周期（デユーティサイクル）で交
互に遮断状態から導通状態に、またその逆に駆動される
。このベース駆動回路は変圧器１３の二次巻線２３を含
んでいる。変圧器巻線の相対的な巻回方向はそれぞれの
巻線１２ａ、 １２ｂおよび２３に隣接して付した通常
のドツト符号で示しである。
１と関連するトランジスタベース駆動回路２２により５
０％よりも少ない動作周期（デユーティサイクル）で交
互に遮断状態から導通状態に、またその逆に駆動される
。このベース駆動回路は変圧器１３の二次巻線２３を含
んでいる。変圧器巻線の相対的な巻回方向はそれぞれの
巻線１２ａ、 １２ｂおよび２３に隣接して付した通常
のドツト符号で示しである。
二次巻線２３の両端はＮＰＮ ）ランジスタ２４およ
び２５のベース電極にそれぞれ接続されている。トラン
ジスタ２４および２５のエミッタは共通ライン２０に共
通に接続されている。
び２５のベース電極にそれぞれ接続されている。トラン
ジスタ２４および２５のエミッタは共通ライン２０に共
通に接続されている。
トランジスタ２４のコレクタは第２の変圧器２７の一次
巻線２６の一端に接続され、トランジスタ２５のコレク
タはこの一次巻線の他端に接続されている。
巻線２６の一端に接続され、トランジスタ２５のコレク
タはこの一次巻線の他端に接続されている。
この第２の変圧器の二次巻線２８の両端はトランジスタ
１６および１９のベース電極にそれぞれ接続され′てい
る。この場合も巻線の巻回方向を、巻線に隣接して付し
た通常のドツト符号で示しである。
１６および１９のベース電極にそれぞれ接続され′てい
る。この場合も巻線の巻回方向を、巻線に隣接して付し
た通常のドツト符号で示しである。
巻線２６の中心タップは回路接続点２９に接続されてい
る。この接続点２９は例えば１０ボルトの直流バイアス
電圧源３０の正端子に接続されている。この直流バイア
ス電圧源３０の負端子は共通ライン２０に接続されてい
る。
る。この接続点２９は例えば１０ボルトの直流バイアス
電圧源３０の正端子に接続されている。この直流バイア
ス電圧源３０の負端子は共通ライン２０に接続されてい
る。
回路接続点２９は抵抗３１および３２をそれぞれ経てト
ランジスタ２４および２５０ベース電極にそれぞれ接続
されているとともに、抵抗３３および３４をそれぞれ経
て電力用スイッチングトランジスタ１６および１９のベ
ース電極にもそれぞれ接続されている。
ランジスタ２４および２５０ベース電極にそれぞれ接続
されているとともに、抵抗３３および３４をそれぞれ経
て電力用スイッチングトランジスタ１６および１９のベ
ース電極にもそれぞれ接続されている。
並列共振回路の端部Ａが高レベルになると、トランジス
タ２５が変圧器１３のベース巻線２３から取出される信
号によりターン・オンされる。直流バイアス電圧源３０
が１０ボルトの端子電圧を有するもとすると、変圧器２
７の一次巻線２６に１０ボルトの電圧が印加される。こ
の変圧器の巻数比を１：１とすると、二次巻線２８には
１０ボルトが現れ、トランジスタ１９のベースに接続さ
れたこの二次巻線の端子が正となる。従って、トランジ
スタ１９が順方向にバイアスされるも、この場合コンデ
ンサ２１は負電圧を有している為、このコンデンサを再
び正の電圧に充電してトランジスタ１９にコレクタ電流
を流しうるようにするのにわずかな時間（不動時間）を
必要とする。
タ２５が変圧器１３のベース巻線２３から取出される信
号によりターン・オンされる。直流バイアス電圧源３０
が１０ボルトの端子電圧を有するもとすると、変圧器２
７の一次巻線２６に１０ボルトの電圧が印加される。こ
の変圧器の巻数比を１：１とすると、二次巻線２８には
１０ボルトが現れ、トランジスタ１９のベースに接続さ
れたこの二次巻線の端子が正となる。従って、トランジ
スタ１９が順方向にバイアスされるも、この場合コンデ
ンサ２１は負電圧を有している為、このコンデンサを再
び正の電圧に充電してトランジスタ１９にコレクタ電流
を流しうるようにするのにわずかな時間（不動時間）を
必要とする。
トランジスタ２５は電圧Ｖ０の為に導通し始めるまでに
わずかな遅延時間を有する。トランジスタ２５が導通し
始めると、そのコレクタ電流は直線的に上昇する。トラ
ンジスタ２５には固有の電荷蓄積時間がある為、更に重
大なターン・オフ遅延時間がある。トランジスタの電流
波形はのこぎり波に近似している。トランジスタ２５お
よび１９のターン・オフ遅延時間は双方のトランジスタ
１６および１９を同時に遮断するスイッチング不動時間
を生じのに寄与する１つの要因である。この遅延はコン
デンサ１７に負電荷を与える。ベース駆動回路の他の半
部も同様に動作する。抵抗３１〜３４はトランジスタ２
４および２５のそれぞれに対し適切なベースバイアス電
流を与える直流バイアス抵抗である。１０ボルトの直流
バイアス電圧源３０は、直流電圧源１０をターン・オン
或いはターン・オフさせる際にターン・オン或いはター
ン・オフさせるのが好ましい。
わずかな遅延時間を有する。トランジスタ２５が導通し
始めると、そのコレクタ電流は直線的に上昇する。トラ
ンジスタ２５には固有の電荷蓄積時間がある為、更に重
大なターン・オフ遅延時間がある。トランジスタの電流
波形はのこぎり波に近似している。トランジスタ２５お
よび１９のターン・オフ遅延時間は双方のトランジスタ
１６および１９を同時に遮断するスイッチング不動時間
を生じのに寄与する１つの要因である。この遅延はコン
デンサ１７に負電荷を与える。ベース駆動回路の他の半
部も同様に動作する。抵抗３１〜３４はトランジスタ２
４および２５のそれぞれに対し適切なベースバイアス電
流を与える直流バイアス抵抗である。１０ボルトの直流
バイアス電圧源３０は、直流電圧源１０をターン・オン
或いはターン・オフさせる際にターン・オン或いはター
ン・オフさせるのが好ましい。
素子１２ａ、 １２ｂおよび１４より成る並列共振タ
ンク回路の両端間には負荷、例えば抵抗値ＲＬを有する
抵抗３５が接続されている。
ンク回路の両端間には負荷、例えば抵抗値ＲＬを有する
抵抗３５が接続されている。
本発明によれば通常のプッシュプル発振器のタンクコン
デンサを３つの個々のコンデンサ、すなわちコンデンサ
１４．１７および２１に分割し、固有の電力調整を行い
うる自己持続型の電力用発振器を得る。このように分割
したコンデンサによれば、容量性タンク回路の電流の一
部分を、スイッチングトランジスタ１６および１９を含
む回路分岐内に有効に向ける。完全に導通しているスイ
ッチングトランジスタは閉成しているスイッチに等価で
あり、遮断しているトランジスタは開放しているスイッ
チに等価である。
デンサを３つの個々のコンデンサ、すなわちコンデンサ
１４．１７および２１に分割し、固有の電力調整を行い
うる自己持続型の電力用発振器を得る。このように分割
したコンデンサによれば、容量性タンク回路の電流の一
部分を、スイッチングトランジスタ１６および１９を含
む回路分岐内に有効に向ける。完全に導通しているスイ
ッチングトランジスタは閉成しているスイッチに等価で
あり、遮断しているトランジスタは開放しているスイッ
チに等価である。
直流電圧ＶＣＣの電圧源ｌＯと直列チョークコイル（イ
ンダクタ）１１との組合わせ回路は電圧Ｖ。０を一定に
保持した場合負荷抵抗３５により制御される定電流源を
構成する。この定電流源は振幅が負荷抵抗３５の抵抗値
（Ｒ４）の非直線関数である電流を生じる。
ンダクタ）１１との組合わせ回路は電圧Ｖ。０を一定に
保持した場合負荷抵抗３５により制御される定電流源を
構成する。この定電流源は振幅が負荷抵抗３５の抵抗値
（Ｒ４）の非直線関数である電流を生じる。
発振器はターン・オンした後、タンク回路の端子Ａ、Ｂ
間に正弦波電圧が生じる定常状態となる。
間に正弦波電圧が生じる定常状態となる。
この正弦波電圧の周波数は
２πＦローσ＝
である。ここにＬｐは変圧器の一次インダクタンス（Ｌ
ＡおよびＬｎ ）であり、Ｃ０はコンデンサー４゜１７
および２１（Ｃ，ＣＩおよびＣ２）より成りいかなる回
路の寄生キャパシタンスをも無視した等価回路キャパシ
タンスである。
ＡおよびＬｎ ）であり、Ｃ０はコンデンサー４゜１７
および２１（Ｃ，ＣＩおよびＣ２）より成りいかなる回
路の寄生キャパシタンスをも無視した等価回路キャパシ
タンスである。
発振器が定常状態に達したものとする。第２Ａ図の波形
において、瞬時ｔ。でトランジスタスイッチ１６に対す
るベース駆動電圧が除去されている。従ってトランジス
タ１６（Ｑｌ）はタンク電圧ＶＡ８の零交差点に対しで
ある遅延時間を伴ってターン・オフする。これにより負
電圧（ＶＯ２）をコンデンサ２１の両端間に生せしめる
。トランジスタ１６（ＱＬ）は瞬時１ｏで急激にターン
・オフし、ベース駆動電圧がトランジスタ１９ （Ｑ２
）に印加される。しかし、トランジスタ１９は瞬時ｔ。
において、瞬時ｔ。でトランジスタスイッチ１６に対す
るベース駆動電圧が除去されている。従ってトランジス
タ１６（Ｑｌ）はタンク電圧ＶＡ８の零交差点に対しで
ある遅延時間を伴ってターン・オフする。これにより負
電圧（ＶＯ２）をコンデンサ２１の両端間に生せしめる
。トランジスタ１６（ＱＬ）は瞬時１ｏで急激にターン
・オフし、ベース駆動電圧がトランジスタ１９ （Ｑ２
）に印加される。しかし、トランジスタ１９は瞬時ｔ。
に直ちにコレクタ電流を流すことができない。その理由
は、コンデンサ２１における負電圧Ｖ。２が直列ダイオ
ード１８を逆バイアスする為である。
は、コンデンサ２１における負電圧Ｖ。２が直列ダイオ
ード１８を逆バイアスする為である。
従ってこの際岐路回路１５−１６および１８−１９は本
質的に開路状態になっているが、定電流源１０−１１が
瞬時ｔ。後に直流電流を流し続ける。この直流電流は半
分に分割され、コンデンサ１７ （Ｃ１）および２１（
Ｃ２）を正方向に充電する。瞬時ｔ。から瞬時ｔ１まで
の期間（第２Ａ図）中、コンデンサ２１は、瞬時１．で
ダイオード順方向電圧降下（ＶＦ） とトランジスタコ
レクターエミッタ飽和電圧（Ｖｅｉｌ、−ｔ） との和
に等しい正電圧に充電されるまで、すなわちＶＯ２＝Ｖ
Ｆ ＋Ｖ、ｃｉ、 ｓｈ、 となるまで直線的に充電される。瞬時０からｔ。までの
この遅延時間（Δｔｌ） は、容量性タンク回路のある
量の電流がコンデンサ２１ （Ｃ２）を共通ライン２０
（例えば接地ライン）に対して負に充電するようにする
為に故意に回路中に導入されたものである。瞬時ｔ。お
よびｔ１間に導入された不動時間はスイッチングトラン
ジスタ１６および１９が同時に導通するのを防止し、こ
の同時導通による欠点を無くすようにする。
質的に開路状態になっているが、定電流源１０−１１が
瞬時ｔ。後に直流電流を流し続ける。この直流電流は半
分に分割され、コンデンサ１７ （Ｃ１）および２１（
Ｃ２）を正方向に充電する。瞬時ｔ。から瞬時ｔ１まで
の期間（第２Ａ図）中、コンデンサ２１は、瞬時１．で
ダイオード順方向電圧降下（ＶＦ） とトランジスタコ
レクターエミッタ飽和電圧（Ｖｅｉｌ、−ｔ） との和
に等しい正電圧に充電されるまで、すなわちＶＯ２＝Ｖ
Ｆ ＋Ｖ、ｃｉ、 ｓｈ、 となるまで直線的に充電される。瞬時０からｔ。までの
この遅延時間（Δｔｌ） は、容量性タンク回路のある
量の電流がコンデンサ２１ （Ｃ２）を共通ライン２０
（例えば接地ライン）に対して負に充電するようにする
為に故意に回路中に導入されたものである。瞬時ｔ。お
よびｔ１間に導入された不動時間はスイッチングトラン
ジスタ１６および１９が同時に導通するのを防止し、こ
の同時導通による欠点を無くすようにする。
コンデンサ２１がこの比較的小さな正の電圧に達すると
（瞬時１＋）直ちに、トランジスタ１９はそのベース電
極が瞬時ｔ。ですでに順方向にバイアスされている為に
コレクタ電流を流し始める。トランジスタ１９ （Ｑ２
）を流れるこのコレクタ電流を第２Ａ図に波形ｒｅ、
ｌ１ｉ２で示す。トランジスタ１９がターン・オンする
と、コンデンサ１７ （（１：１）は実質上並列共振回
路のコンデンサ１４と並列になる。スイッチ１９は直流
インダクタ電流とコンデンサ１７による交流成分との和
を流す。
（瞬時１＋）直ちに、トランジスタ１９はそのベース電
極が瞬時ｔ。ですでに順方向にバイアスされている為に
コレクタ電流を流し始める。トランジスタ１９ （Ｑ２
）を流れるこのコレクタ電流を第２Ａ図に波形ｒｅ、
ｌ１ｉ２で示す。トランジスタ１９がターン・オンする
と、コンデンサ１７ （（１：１）は実質上並列共振回
路のコンデンサ１４と並列になる。スイッチ１９は直流
インダクタ電流とコンデンサ１７による交流成分との和
を流す。
瞬時ｔ２では大地に対する端子Ａにおける電圧（ＶＡ、
ＧＮＤ）や、タンク電圧ＶＡＢも再び零細を横切る。し
かし、ベース駆動電圧がトランジスタ１９に依然として
印加されており、従ってこのトランジスタ１９は第２Ａ
図に波形Ｉ。、Ｑ２で示すようにコレクタ電流を流し続
ける。回路素子は適切に選択することにより、瞬時ｔ２
からｔ３までの遅延時間Δｔ１中にコンデンサ１７が回
路接地点に対し負に充電されるようにする。
ＧＮＤ）や、タンク電圧ＶＡＢも再び零細を横切る。し
かし、ベース駆動電圧がトランジスタ１９に依然として
印加されており、従ってこのトランジスタ１９は第２Ａ
図に波形Ｉ。、Ｑ２で示すようにコレクタ電流を流し続
ける。回路素子は適切に選択することにより、瞬時ｔ２
からｔ３までの遅延時間Δｔ１中にコンデンサ１７が回
路接地点に対し負に充電されるようにする。
所定量の電荷がコンデンサ１７（Ｃ１）に与えられた後
トランジスタ１９は瞬時ｔ３でターン・オフする。
トランジスタ１９は瞬時ｔ３でターン・オフする。
その理由は、この瞬時にベース駆動回路２２によるベー
ス駆動電圧が除去される為である。これと同時にベース
駆動回路２２は正のベース駆動電圧をトランジスタ１６
（１１１１）に印加する。しかし、前述したのと同様
に瞬時ｔ３にはトランジスタ１６にコレクタ電流が流れ
ることができない。その理由は、直列ダイオード１５が
コンデンサ１７に現れる負電圧ＭＣＩにより逆バイアス
されている為である。従って、双方のスイッチ（１６お
よび１９）が実際上開放状態にある。
ス駆動電圧が除去される為である。これと同時にベース
駆動回路２２は正のベース駆動電圧をトランジスタ１６
（１１１１）に印加する。しかし、前述したのと同様
に瞬時ｔ３にはトランジスタ１６にコレクタ電流が流れ
ることができない。その理由は、直列ダイオード１５が
コンデンサ１７に現れる負電圧ＭＣＩにより逆バイアス
されている為である。従って、双方のスイッチ（１６お
よび１９）が実際上開放状態にある。
重要な特徴は、トランジスタ１９の遮断が瞬時ｔ２（タ
ンク電圧の自然転流瞬時）に生ぜず、負電圧を瞬時ｔ３
までコンデンサ１７に形成させる強制遅延により瞬時ｔ
３に生じるということである。この時点（ｔ３）でトラ
ンジスタ１９が強制的にターン・オフされる。コンデン
サ１７における負電圧はダイオード１５を逆バイアスし
、ベース駆動電圧がトランジスタ１６に印加されていて
もこのトランジスタに電流が流れるのを阻止する。これ
により不動時間が生じる。
ンク電圧の自然転流瞬時）に生ぜず、負電圧を瞬時ｔ３
までコンデンサ１７に形成させる強制遅延により瞬時ｔ
３に生じるということである。この時点（ｔ３）でトラ
ンジスタ１９が強制的にターン・オフされる。コンデン
サ１７における負電圧はダイオード１５を逆バイアスし
、ベース駆動電圧がトランジスタ１６に印加されていて
もこのトランジスタに電流が流れるのを阻止する。これ
により不動時間が生じる。
定電流源は一定電流を維持する。直列回路網１２ａ、
１７ （ＬＡ、 Ｃ１）および１２ｂ、 ２１（＋、、
、 ｃ２） の各々はこの定電流に対し同じインピー
ダンスを呈する為、この定電流は半分に分割され、コン
デンサ１７および２１を充電し始める。インダクタ１１
を流れる定電流がコンデンサ１７をランプ電圧でダイオ
ード順方向電圧降下とトランジスタ１６の飽和電圧との
和まで瞬時ｔ４で再充電するまで、共通遮断時間（瞬時
ｔ３から瞬時ｔ４まで）をトランジスタ１６および１９
の双方に与える。瞬時ｔ４からトランジスタ１６にコレ
クタ電流が流れ始め（波形ＩＣ，Ｉ！＋参照）、回路の
反対側に対し半サイクルが繰返される。瞬時ｔ３から瞬
時ｔ４までの期間Δｔ２中はタンク回路のインダクタン
ス（ＬＡ 、 ｔ、ａ） に磁界が形成される。
１７ （ＬＡ、 Ｃ１）および１２ｂ、 ２１（＋、、
、 ｃ２） の各々はこの定電流に対し同じインピー
ダンスを呈する為、この定電流は半分に分割され、コン
デンサ１７および２１を充電し始める。インダクタ１１
を流れる定電流がコンデンサ１７をランプ電圧でダイオ
ード順方向電圧降下とトランジスタ１６の飽和電圧との
和まで瞬時ｔ４で再充電するまで、共通遮断時間（瞬時
ｔ３から瞬時ｔ４まで）をトランジスタ１６および１９
の双方に与える。瞬時ｔ４からトランジスタ１６にコレ
クタ電流が流れ始め（波形ＩＣ，Ｉ！＋参照）、回路の
反対側に対し半サイクルが繰返される。瞬時ｔ３から瞬
時ｔ４までの期間Δｔ２中はタンク回路のインダクタン
ス（ＬＡ 、 ｔ、ａ） に磁界が形成される。
その理由は、この際これらに流れる直流電流は互いに等
しく逆方向に流れ、従って互いに相殺される為である。
しく逆方向に流れ、従って互いに相殺される為である。
コンデンサ１７および２１の値や、インダクタ１１中の
直流電流の値や、不動時間を適切に選択することにより
ランプ電圧の上昇を制御しうる為、タンク回路の両端間
で昇圧が生じる。従来では、トランジスタスイッチの動
作周期が５０％であることによりタンク電圧はπＶＣＣ
となる。上述した本発明による回路では、タンク電圧が
πＶＣＣよりも大きい値まで上昇し、極めて良好な正弦
波に近づく。
直流電流の値や、不動時間を適切に選択することにより
ランプ電圧の上昇を制御しうる為、タンク回路の両端間
で昇圧が生じる。従来では、トランジスタスイッチの動
作周期が５０％であることによりタンク電圧はπＶＣＣ
となる。上述した本発明による回路では、タンク電圧が
πＶＣＣよりも大きい値まで上昇し、極めて良好な正弦
波に近づく。
第２Ａ図の曲線は、直流電圧源の電圧をｖｏ。＝ｖｃｃ
（ＨＡゎ とし、負荷抵抗３５の負荷抵抗値をＲ４＝
ＲＬｔｘｒ。とした場合の電力用発振器回路の動作を示
す。一方、第２Ｂ図ハＶｃｃ＜Ｖｃｃ ０１ＡＸ）およ
びＲＬ〉ＲＬ（、ｌｆ、Ｉ、とした場合の回路動作を示
す。第２Ａ図および第２Ｂ図から明かなように、第２Ｂ
図の場合に流れる電流は第２Ａ図の場合よりも短い。
（ＨＡゎ とし、負荷抵抗３５の負荷抵抗値をＲ４＝
ＲＬｔｘｒ。とした場合の電力用発振器回路の動作を示
す。一方、第２Ｂ図ハＶｃｃ＜Ｖｃｃ ０１ＡＸ）およ
びＲＬ〉ＲＬ（、ｌｆ、Ｉ、とした場合の回路動作を示
す。第２Ａ図および第２Ｂ図から明かなように、第２Ｂ
図の場合に流れる電流は第２Ａ図の場合よりも短い。
５０％の動作周期で動作する通常のプッシュプル発振器
回路では、以下の関係が成立つ。
回路では、以下の関係が成立つ。
ＶＡｌｌ” πＶＣＣすなわち ＶＡＢ＝２．２２ＶＣ
にこに、ＶＡＢは正弦波状のタンク電圧の最大振幅であ
り、ＶＡＢは実効値（ＲＭＳ）であり、ＶＣＣは直流電
圧源の電圧である。
にこに、ＶＡＢは正弦波状のタンク電圧の最大振幅であ
り、ＶＡＢは実効値（ＲＭＳ）であり、ＶＣＣは直流電
圧源の電圧である。
また供給チョーク電流は
＋Ｆ＝ ２．２２１１Ｌ
である。ここにｉｉｔは抵抗ＲＬ中の負荷電流である。
＝−一一―−−■−一−―−
（２，２２） ”
である為、
Ｆ
或いは 。
Ｐ
となる。
動作周期を５０％よりも少なくした、すなわちＴを全周
期とした場合のトランジスタスイッチ（Ｑｌ。
期とした場合のトランジスタスイッチ（Ｑｌ。
Ｑ２）の導通時間ｔ。０を
ｊｏｌ、＜ Ｔ
とした本発明によれば、
ＩＲＬ（＜５０％）＝ｉ、Ｌ（５０％）であるとすると
、すなわち動作周期が５０％よりも少ない場合のＩＩＩ
Ｌと動作周期が５０％の場合のＩＲＬとを等しくすると
、 Ｖｃｃ （５０％）・ｉ、（５０％）＝Ｖｃｃ （＜５
０％） ・ｊｐ（＜５０％）。
、すなわち動作周期が５０％よりも少ない場合のＩＩＩ
Ｌと動作周期が５０％の場合のＩＲＬとを等しくすると
、 Ｖｃｃ （５０％）・ｉ、（５０％）＝Ｖｃｃ （＜５
０％） ・ｊｐ（＜５０％）。
となる。
の場合に、電力バランスは
えば負荷ＲＬ Ｎコンデンサ１７および２１のキャパシ
タンスＣ１＝Ｃ２＄よび遅延時間Δｔ１によって決定さ
れるということも示しうる。
タンスＣ１＝Ｃ２＄よび遅延時間Δｔ１によって決定さ
れるということも示しうる。
第３図には回路の電圧利得ＶＡａ／Ｖｃｃを（スイッチ
ング周期Ｔに対して正規化した）正規化時定数０１・Ｒ
ｔ、の関数として示しである。ここに０１はコンデンサ
１７のキャパシタンス（コンデンサ２１のキャパシタン
スＣ２に等しい）であり、ＲＬ は抵抗３５の負荷抵抗
値である。Δ１．の値をパラメータとして選択し、１μ
秒と４μ秒との間の代表的なバイポーラトランジスタの
蓄積時間を用いて第３図に示す結果を得た。
ング周期Ｔに対して正規化した）正規化時定数０１・Ｒ
ｔ、の関数として示しである。ここに０１はコンデンサ
１７のキャパシタンス（コンデンサ２１のキャパシタン
スＣ２に等しい）であり、ＲＬ は抵抗３５の負荷抵抗
値である。Δ１．の値をパラメータとして選択し、１μ
秒と４μ秒との間の代表的なバイポーラトランジスタの
蓄積時間を用いて第３図に示す結果を得た。
第３図の曲線から明かなように、蓄積時間の変化はクォ
リティーファクタＱ＝πに近い動作を反射する小さな値
のＣ１・ＲＬの組合わせに対してのみ重要となる。有効
範囲は０．４＜ＣＬ・ＲＬ／Ｔ＜１．５の範囲であり、
これは回路のＱの変化がπ＜Ｑ〈４πであるということ
を示す。Ｑが４πの値を越えると、回路損失、巻線抵抗
値、タンク回路コンデンサの等価直列抵抗値等がすべて
組合わさって回路のＱを制限し、従って理想的な回路、
すなわちダイオード或いはトランジスタ損失や、巻線抵
抗値等がない回路に比べて利得が低くなる。利得が制限
されるこの影響は約Ｃ１・ＲＬ／Ｔ＝１．５で生じる。
リティーファクタＱ＝πに近い動作を反射する小さな値
のＣ１・ＲＬの組合わせに対してのみ重要となる。有効
範囲は０．４＜ＣＬ・ＲＬ／Ｔ＜１．５の範囲であり、
これは回路のＱの変化がπ＜Ｑ〈４πであるということ
を示す。Ｑが４πの値を越えると、回路損失、巻線抵抗
値、タンク回路コンデンサの等価直列抵抗値等がすべて
組合わさって回路のＱを制限し、従って理想的な回路、
すなわちダイオード或いはトランジスタ損失や、巻線抵
抗値等がない回路に比べて利得が低くなる。利得が制限
されるこの影響は約Ｃ１・ＲＬ／Ｔ＝１．５で生じる。
上述したプッシュプル電力用発振器はＶＣＣが一定で抵
抗負荷が可変である場合の定電源として動作する。固有
の電圧調整は、ツェナー型の負荷が存在し且つ入力電圧
Ｖ。０が変動する場合に生じる。
抗負荷が可変である場合の定電源として動作する。固有
の電圧調整は、ツェナー型の負荷が存在し且つ入力電圧
Ｖ。０が変動する場合に生じる。
昇圧動作は上述した回路により達成しうる。自己持続型
の電力用発振器は簡単な駆動回路と一緒に、タンク電圧
波形に依存しない帰還を用いることにより得られる。５
０％よりも少ないスイッチ動作周期は、負荷に応じて変
動する動作周期とスイッチの開放時の強制的な遅延とに
よりプッシュプル回路において達成される。
の電力用発振器は簡単な駆動回路と一緒に、タンク電圧
波形に依存しない帰還を用いることにより得られる。５
０％よりも少ないスイッチ動作周期は、負荷に応じて変
動する動作周期とスイッチの開放時の強制的な遅延とに
よりプッシュプル回路において達成される。
電力用発振器回路は以下の回路値を用いて構成した。
インダクタ１１（Ｌ、） ・・・・・・・・・ ６００
μＨ巻線１２ａ４２ｂ（ＬＡ＝ＬＢ） ”−・・６０
μＨコンデンサ１４（Ｃ）・・・・・・・・・ ０．２
０４ μＦコンデンサ１７．２１ （Ｃ１＝Ｃ２）
・・・・・・・・・ ０．０６８ μＦこの回路はΔｔ
１＝３μ秒の値を有し、Ｖｃｃ＝２５Ｖにより５１Ω≦
Ｒ２≦５００Ωとした負荷抵抗３５ （ＲＬ）に１２０
０１１１を生ぜしめた。
μＨ巻線１２ａ４２ｂ（ＬＡ＝ＬＢ） ”−・・６０
μＨコンデンサ１４（Ｃ）・・・・・・・・・ ０．２
０４ μＦコンデンサ１７．２１ （Ｃ１＝Ｃ２）
・・・・・・・・・ ０．０６８ μＦこの回路はΔｔ
１＝３μ秒の値を有し、Ｖｃｃ＝２５Ｖにより５１Ω≦
Ｒ２≦５００Ωとした負荷抵抗３５ （ＲＬ）に１２０
０１１１を生ぜしめた。
第４図は、本発明の発振器をツェナー型負荷に適用した
、特に高周波レンジ用マグネトロンのソリッドステート
電源に用いた例を示す。この電源は、第１図につき説明
した変形り紙構造の電流給電並列共振発振器を有してい
る。
、特に高周波レンジ用マグネトロンのソリッドステート
電源に用いた例を示す。この電源は、第１図につき説明
した変形り紙構造の電流給電並列共振発振器を有してい
る。
この変形り級電力用発振器３７の入力側にはダウンコン
バータ３６が結合されている。このダウンコンバータは
電圧制御或いはパルス幅変調電流源として動作する。こ
のダウンコンバータは電圧源４０の出力端子間に接続さ
れた電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３ｇとダイオード
３９との直列回路を有している。直列インダクタ４１は
ＦＢＴ３ｇ とダイオード３９との接続点を電力用発振
器の変圧器１３の一次巻線１２ａ、 １２ｂの中心タ
ップに結合する。ダウンコンバータと電力用発振器とは
インダクタ４１を共有している。この電力用発振器は第
１図の電力用発振器に類似するも、第４図の電力用発振
器の出力側は変圧器１３の出力巻線４５を経てマグネト
ロン４４に結合されており、一方第１図の場合は負荷Ｒ
５が並列共振タンク回路の両端に結合されている。
バータ３６が結合されている。このダウンコンバータは
電圧制御或いはパルス幅変調電流源として動作する。こ
のダウンコンバータは電圧源４０の出力端子間に接続さ
れた電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３ｇとダイオード
３９との直列回路を有している。直列インダクタ４１は
ＦＢＴ３ｇ とダイオード３９との接続点を電力用発振
器の変圧器１３の一次巻線１２ａ、 １２ｂの中心タ
ップに結合する。ダウンコンバータと電力用発振器とは
インダクタ４１を共有している。この電力用発振器は第
１図の電力用発振器に類似するも、第４図の電力用発振
器の出力側は変圧器１３の出力巻線４５を経てマグネト
ロン４４に結合されており、一方第１図の場合は負荷Ｒ
５が並列共振タンク回路の両端に結合されている。
変圧器１３のフィラメント巻線４６はマグネトロンのフ
ィラメントに加熱電流を与える。出力巻線４５はインダ
クタ５１を経て、直列接続コンデンサ４７および４８と
ダイオード４９および５０とより成る電圧二倍回路に結
合されており、上記のインダクタ５１は巻線４５の一端
とコンデンサ４７および４８間の接続点との間に接続さ
れている。マグネトロン４４の陽極はコンデンサ４７と
ダイオード４９との共通端子に接続され、陰極はコンデ
ンサ４８およびダイオード５０の共通端子に接続されて
いる。ダイオード４９および５０の共通接続点は出力巻
線４５の他端に接続されている。
ィラメントに加熱電流を与える。出力巻線４５はインダ
クタ５１を経て、直列接続コンデンサ４７および４８と
ダイオード４９および５０とより成る電圧二倍回路に結
合されており、上記のインダクタ５１は巻線４５の一端
とコンデンサ４７および４８間の接続点との間に接続さ
れている。マグネトロン４４の陽極はコンデンサ４７と
ダイオード４９との共通端子に接続され、陰極はコンデ
ンサ４８およびダイオード５０の共通端子に接続されて
いる。ダイオード４９および５０の共通接続点は出力巻
線４５の他端に接続されている。
第２Ａおよび２Ｂ図の波形図は負荷（Ｒｔ）およびＶＣ
Ｃの条件において異なり、これらの条件は本質的に回路
上の負荷としてのマグネトロンの動作を無視している。
Ｃの条件において異なり、これらの条件は本質的に回路
上の負荷としてのマグネトロンの動作を無視している。
マグネトロンは約３．５ＫＶのしきい値電圧を有するツ
ェナーダイオード型の負荷である。このマグネトロンは
しきい値電圧よりも上で極めて小さな負荷インピーダン
スを呈し、従ってタンク電圧ｖＡ８の振幅を比較的一定
に維持させる。
ェナーダイオード型の負荷である。このマグネトロンは
しきい値電圧よりも上で極めて小さな負荷インピーダン
スを呈し、従ってタンク電圧ｖＡ８の振幅を比較的一定
に維持させる。
その理由は、電力用発振器におけるスイッチ・オン時間
ｔ。、は負荷インピーダンスに反比例する為である。従
って導通角（第２八図におけるｊ＋−ｊ＋）が増大する
。
ｔ。、は負荷インピーダンスに反比例する為である。従
って導通角（第２八図におけるｊ＋−ｊ＋）が増大する
。
電力用発振器３７は、マグネトロン電圧をそのしきい値
電圧のすぐ下に保持し、従って負荷インピーダンスを大
きくし、スイッチに対するオン時間（１，、）を短くす
る（第２Ｂ図）ように設計しているという事実により電
源電圧ＶＣＣの値が小さい場合でも高いタンク電圧ＶＡ
Ｂを生じる。しかし、マグネトロンのヒータはほぼ全期
間に亘りヒータ電力を受け、これにより、マグネトロン
が動作中にある場合のみ、すなわちマグネトロンがその
しきい値電圧よりも高い電圧で附勢される際にのみヒー
タが附勢される従来のマグネトロン電源よりも優れた利
点が得られる。
電圧のすぐ下に保持し、従って負荷インピーダンスを大
きくし、スイッチに対するオン時間（１，、）を短くす
る（第２Ｂ図）ように設計しているという事実により電
源電圧ＶＣＣの値が小さい場合でも高いタンク電圧ＶＡ
Ｂを生じる。しかし、マグネトロンのヒータはほぼ全期
間に亘りヒータ電力を受け、これにより、マグネトロン
が動作中にある場合のみ、すなわちマグネトロンがその
しきい値電圧よりも高い電圧で附勢される際にのみヒー
タが附勢される従来のマグネトロン電源よりも優れた利
点が得られる。
すなわち、この回路はマグネトロンフィラメントに予備
加熱電流を与え、従って従来の装置においてマグネトロ
ンフィラメントに生じるひずみを減少せしめる。この動
作モードはマグネトロンの有効寿命を著しく延長させ、
しかもマグネトロンの陽極電圧およびヒータ電圧の双方
を同時にスイッチ・オンおよびスイッチ・オフさせる高
周波レンジの電源に一般に生じるスイッチング過渡現象
を減少させるか或いは完全に無くす。第４図の回路はＲ
Ｆ電力レベルにかかわらずマグネトロンがスイッチ・オ
フされた際にほぼ７０％のヒータ電力を与え、マグネト
ロンが動作状態にスイッチングされた際に１００％のヒ
ータ電力を与える。
加熱電流を与え、従って従来の装置においてマグネトロ
ンフィラメントに生じるひずみを減少せしめる。この動
作モードはマグネトロンの有効寿命を著しく延長させ、
しかもマグネトロンの陽極電圧およびヒータ電圧の双方
を同時にスイッチ・オンおよびスイッチ・オフさせる高
周波レンジの電源に一般に生じるスイッチング過渡現象
を減少させるか或いは完全に無くす。第４図の回路はＲ
Ｆ電力レベルにかかわらずマグネトロンがスイッチ・オ
フされた際にほぼ７０％のヒータ電力を与え、マグネト
ロンが動作状態にスイッチングされた際に１００％のヒ
ータ電力を与える。
変圧器１３はマグネトロンを分離させる。電圧二倍回路
およびインダクタ５１は直流給電電圧兼ピーク電流リミ
ッタおよびマグネトロン負荷と電力用発振器との間のイ
ンピーダンス整合回路を構成する。マグネトロンに供給
される電力の量はトランジスタ３８の導通時間を制御す
ることにより制御される。従って、マグネトロンの電力
はトランジスタ３８の制御パルス幅に依存する。
およびインダクタ５１は直流給電電圧兼ピーク電流リミ
ッタおよびマグネトロン負荷と電力用発振器との間のイ
ンピーダンス整合回路を構成する。マグネトロンに供給
される電力の量はトランジスタ３８の導通時間を制御す
ることにより制御される。従って、マグネトロンの電力
はトランジスタ３８の制御パルス幅に依存する。
第４図の高周波レンジ用電源は連続的な電力制御を行う
ことができ、しかも同じ電力定格の通常のマグネトロン
電源の半分よりも軽くなる。この電圧利得は ＾ となる。ここにＶＡＢは零−ピーク変圧器−次電圧であ
り、ＶＣＣは直流入力電圧であり、Ｔはスイッチング期
間であり、ｔｏｎはスイッチングトランジスタの導通時
間であり、Ｄはトランジスタ３８の動作周期である。
ことができ、しかも同じ電力定格の通常のマグネトロン
電源の半分よりも軽くなる。この電圧利得は ＾ となる。ここにＶＡＢは零−ピーク変圧器−次電圧であ
り、ＶＣＣは直流入力電圧であり、Ｔはスイッチング期
間であり、ｔｏｎはスイッチングトランジスタの導通時
間であり、Ｄはトランジスタ３８の動作周期である。
スイッチングトランジスタの導通時間は負荷抵抗に反比
例し、自動的にスイッチング期間（Ｔ）の５０％よりも
少なく維持される。ツェナー型負荷（例えばマグネトロ
ン）における導通時間の負荷依存性の為に入力電圧と出
力電圧との間を固有的に電圧調整せしめうる。本発明の
他の利点は変圧器の巻線比が最小となるということであ
る。本発明の電力用発振器回路は、零電圧でのスイッチ
ングを行う利点を有する自励発振システムであり、負荷
回路を入力回路に良好にインピーダンス整合させ、固有
的に高い効率を呈する。本発明の上述した利点や、その
他の利点や特徴は特に、電力用発振器のスイッチングト
ランジスタに対するターン・オフ瞬時を強制的に遅延さ
せるか或いは進ませる特徴を有する駆動と関連して共振
コンデンサを３つの別々のコンデンサ素子に分割するこ
とにより得られるものである。
例し、自動的にスイッチング期間（Ｔ）の５０％よりも
少なく維持される。ツェナー型負荷（例えばマグネトロ
ン）における導通時間の負荷依存性の為に入力電圧と出
力電圧との間を固有的に電圧調整せしめうる。本発明の
他の利点は変圧器の巻線比が最小となるということであ
る。本発明の電力用発振器回路は、零電圧でのスイッチ
ングを行う利点を有する自励発振システムであり、負荷
回路を入力回路に良好にインピーダンス整合させ、固有
的に高い効率を呈する。本発明の上述した利点や、その
他の利点や特徴は特に、電力用発振器のスイッチングト
ランジスタに対するターン・オフ瞬時を強制的に遅延さ
せるか或いは進ませる特徴を有する駆動と関連して共振
コンデンサを３つの別々のコンデンサ素子に分割するこ
とにより得られるものである。
本発明は上述した例のみに限定されず、幾多の変更を加
えうろこと勿論である。
えうろこと勿論である。
第１図は、本発明による電流給電並列共振高電圧高周波
発振器の一例を示す回路図、 第２Ａおよび２Ｂ図は、本発明の詳細な説明するのに用
いる波形図、 第３図は、回路の電圧利得が時定数の選択に依存するこ
とを示すグラフ線図、 第４図は、本発明の発振器を高周波レンジのマグネトロ
ン用のソリッドステート電源部として示す回路図である
。 １０・・・直流電圧源 １１・・・直列チョークコ
イル１３、２７・・・変圧器 １６、１９・・・スイッチングトランジスタ２２・・・
ベース駆動回路 ３０・・・直流バイアス電圧源 ３５・・・負荷抵抗 ３６・・・ダウンコンバー
タ３７・・・発振器 ４０・・・電圧源４１・
・・直列インダクタ ４４・・・マグネトロン特許出願
人 ノース・アメリカン・フィリップス・コーポレ
ーション 同 ８９人 エヌ・ペー・フィリップス・フルーイ
ランペンファブリケン Ｔ ＦＩＧ、３
発振器の一例を示す回路図、 第２Ａおよび２Ｂ図は、本発明の詳細な説明するのに用
いる波形図、 第３図は、回路の電圧利得が時定数の選択に依存するこ
とを示すグラフ線図、 第４図は、本発明の発振器を高周波レンジのマグネトロ
ン用のソリッドステート電源部として示す回路図である
。 １０・・・直流電圧源 １１・・・直列チョークコ
イル１３、２７・・・変圧器 １６、１９・・・スイッチングトランジスタ２２・・・
ベース駆動回路 ３０・・・直流バイアス電圧源 ３５・・・負荷抵抗 ３６・・・ダウンコンバー
タ３７・・・発振器 ４０・・・電圧源４１・
・・直列インダクタ ４４・・・マグネトロン特許出願
人 ノース・アメリカン・フィリップス・コーポレ
ーション 同 ８９人 エヌ・ペー・フィリップス・フルーイ
ランペンファブリケン Ｔ ＦＩＧ、３
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、電流源に接続する為の一対の入力端子と、第１コン
デンサと並列に接続された変圧器 の一次巻線を有する並列共振タンク回路と、第１および
第２ダイオードと、 第１および第２スイッチングトランジスタ と、 前記の第１ダイオードおよび第１スイッチ ングトランジスタを、前記のタンク回路の第１端部と前
記の一対の入力端子のうちの第１入力端子との間で第１
直列回路として接続する手段と、 前記の第２ダイオードおよび第２スイッチ ングトランジスタを、前記のタンク回路の第２端部と前
記の第１入力端子との間で第２直列回路として接続する
手段と、 前記の第１直列回路と並列に結合された第 ２コンデンサと、 前記の第２直列回路と並列に結合された第 ３コンデンサと、 前記の一次巻線の中心タップを前記の一対 の入力端子のうちの第２入力端子に接続する手段と、 前記の変圧器の二次巻線を含み、前記の第 １および第２スイッチングトランジスタの制御電極に結
合され、これらスイッチングトランジスタのスイッチン
グ期間中これらトランジスタの双方が同時にスイッチ・
オフされている不動時間を形成する強制的なスイッチン
グ遅延を伴ってこれらトランジスタをプッシュ・プル状
態で交互にスイッチ・オンおよびスイッチ・オフせしめ
るようにこれらトランジスタに駆動信号を供給する駆動
回路と を具えていることを特徴とする電力用ソリッドステート
発振器。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の電力用ソリッドステ
ート発振器において、前記の駆動回路は前記のスイッチ
ング期間中前記の第１および第２スイッチングトランジ
スタの制御電極に、またその逆にターン・オフ信号およ
びターン・オン信号を同時に与えるようになっているこ
とを特徴とする電力用ソリッドステート発振器。 ３、特許請求の範囲第２項に記載の電力用ソリッドステ
ート発振器において、回路素子は前記のタンク回路の両
端間に正弦波状電圧を生じるように選択し、前記の第１
および第２スイッチングトランジスタのうちの遮断中の
トランジスタと並列のコンデンサが、この遮断中のトラ
ンジスタと直列のダイオードを逆バイアスする極性の電
圧に充電され、これにより前記の強制的なスイッチング
遅延を生じる際に前記の遮断中のトランジスタに順方向
駆動信号を供給するようになっていることを特徴とする
電力用ソリッドステート発振器。 ４、特許請求の範囲第１項に記載の電力用ソリッドステ
ート発振器において、前記の第２および第３コンデンサ
のキャパシタンス値が互いにほぼ等しいことを特徴とす
る電力用ソリッドステート発振器。 ５、電流源に接続する為の一対の入力端子と、第１コン
デンサと並列に接続された変圧器 の一次巻線を有する並列共振タンク回路と、第１および
第２ダイオードと、 第１および第２スイッチングトランジスタ と、 前記の第１ダイオードおよび第１スイッチ ングトランジスタを、前記のタンク回路の第１端部と前
記の一対の入力端子のうちの第１入力端子との間で第１
直列回路として接続する手段と、 前記の第２ダイオードおよび第２スイッチ ングトランジスタを、前記のタンク回路の第２端部と前
記の第１入力端子との間で第２直列回路として接続する
手段と、 前記の第１直列回路と並列に結合された第 ２コンデンサと、 前記の第２直列回路と並列に結合された第 ３コンデンサと、 前記の一次巻線の中心タップを前記の一対 の入力端子のうちの第２入力端子に接続する手段と、 前記の変圧器の二次巻線を含み、前記の第 １および第２スイッチングトランジスタの制御電極に結
合され、これらスイッチングトランジスタのスイッチン
グ期間中これらトランジスタの双方が同時にスイッチ・
オフされている不動時間を形成する強制的なスイッチン
グ遅延を伴ってこれらトランジスタをプッシュ・プル状
態で交互にスイッチ・オンおよびスイッチ・オフせしめ
るようにこれらトランジスタに駆動信号を供給する駆動
回路と を具えている電力用ソリッドステート発振器を有してお
り、更に前記の一対の入力端子に結合された電圧制御電
流源を有しているマグネトロン電源であって、前記の変
圧器は更にマグネトロンの陽極および陰極に結合する為
の出力巻線と、マグネトロンフィラメントに結合する為
のヒータ巻線とを具えていることを特徴とするマグネト
ロン電源。 ６、特許請求の範囲第５項に記載のマグネトロン電源に
おいて、前記の電圧制御電流源は、直流電圧源と、 この直流電圧源の一方の出力端子および前 記の発振器の第２入力端子間で直列に接続された制御ト
ランジスタおよびインダクタと、前記の直流電圧源の他
方の出力端子を前記 の発振器の第１入力端子に接続する手段と、前記の制御
トランジスタの制御電極に結合 された制御装置と を具えていることを特徴とするマグネトロン電源。 ７、第１コンデンサと並列に接続されたインダクタを有
する並列共振タンク回路と、 前記のインダクタの中心タップを直流電流 源の第１端子に接続する手段と、 前記のタンク回路の第１端部および前記の 直流電流源の第２端子間で第１直列回路として接続した
第１ダイオードおよび第１スイッチングトランジスタと
、 前記のタンク回路の第２端部および前記の 直流電流源の前記の第２端子間で第２直列回路として接
続した第２ダイオードおよび第２スイッチングトランジ
スタと、 前記の第１直列回路と並列に結合した第２ コンデンサと、 前記の第２直列回路と並列に結合した第３ コンデンサと、 前記のタンク回路および前記のスイッチン グトランジスタに結合され、これらトランジスタの制御
電極にこれらトランジスタを交互に導通させる駆動信号
を供給する駆動回路を具え、タンク回路電圧を前記のス
イッチングトランジスタの動作周期の関数として制御す
る制御手段と を具えるプッシュプル電流給電並列共振発振器であって
、前記の駆動回路と、前記のダイオードおよびトランジ
スタと、前記の第２および第３コンデンサとが一緒に動
作して導通中のトランジスタのターン・オフ点を、タン
ク電圧の零交差点を越えて遅延させ、これにより並列コ
ンデンサのうちの反対側のコンデンサを負電圧に充電す
る電流路を形成し、この負電圧により前記の反対側のコ
ンデンサと並列に結合されているトランジスタのターン
・オン点を遅延させ、双方のトランジスタが同時に遮断
している不動時間を形成するようにしてあることを特徴
とするプッシュプル電流給電並列共振発振器。 ８、特許請求の範囲第７項に記載のプッシュプル電流給
電並列共振発振器において、ｔ＿ｏ＿ｎをスイッチング
トランジスタのオン時間とし、Ｔをトランジスタの全ス
イッチング周期とした際に、 ０．０５＜ｔ＿ｏ＿ｎ／Ｔ＜０．５ となるように回路のパラメータが選択されていることを
特徴とするプッシュプル電流給電並列共振発振器。 ９、特許請求の範囲第７項に記載のプッシュプル電流給
電並列共振発振器において、前記の第２および第３コン
デンサが互いにほぼ等しいキャパシタンス値を有し、回
路のパラメータは、トランジスタのオン時間がタンク電
圧に依存せず、主として発振器負荷インピーダンス、第
２或いは第３コンデンサのキャパシタンス値およびトラ
ンジスタのターン・オフ遅延時間Δｔ１のうちのいずれ
か１つ或いは複数個により決定されるように選択されて
いることを特徴とするプッシュプル電流給電並列共振発
振器。 １０、特許請求の範囲第７項に記載のプッシュプル電流
給電並列共振発振器において、前記の第２および第３コ
ンデンサは互いにほぼ等しいキャパシタンス値を有し、
回路のパラメータは、タンク電圧が負荷に依存し、動作
周期が５０％よりも少ない値に制限されるように選択さ
れていることを特徴とするプッシュプル電流給電並列共
振発振器。 １１、特許請求の範囲第７項に記載のプッシュプル電流
給電並列共振発振器において、前記のインダクタは変圧
器の一次巻線であり、前記の駆動回路はこの変圧器の二
次巻線を有していることを特徴とするプッシュプル電流
給電並列共振発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/740,461 US4628284A (en) | 1985-06-03 | 1985-06-03 | High frequency high voltage power supply preventing simultaneous transistor conduction |
| US740461 | 1996-10-29 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61284088A true JPS61284088A (ja) | 1986-12-15 |
Family
ID=24976626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61127376A Pending JPS61284088A (ja) | 1985-06-03 | 1986-06-03 | 電力用ソリツドステ−ト発振器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4628284A (ja) |
| EP (1) | EP0204375B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61284088A (ja) |
| DE (1) | DE3684956D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016213995A (ja) * | 2015-05-12 | 2016-12-15 | Tdk株式会社 | 共振インバータおよび共振型電源装置 |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4920474A (en) * | 1989-03-23 | 1990-04-24 | North American Philips Corporation | High frequency high voltage power supply with controlled output power |
| US4882666A (en) * | 1989-03-23 | 1989-11-21 | North American Philips Corporation | High frequency high voltage power supply with controlled output power |
| US5014182A (en) * | 1989-04-19 | 1991-05-07 | Lambda Electronics Inc. | High frequency self-oscillating inverter with negligible switching losses |
| JP2691626B2 (ja) * | 1990-01-16 | 1997-12-17 | 株式会社ユタカ電機製作所 | 高周波加熱装置用スイッチング電源 |
| US5146395A (en) * | 1991-08-09 | 1992-09-08 | Mckie Richard L | Power supply including two tank circuits |
| FR2691308B1 (fr) * | 1992-05-12 | 1997-08-14 | Thomson Csf | Inductance commutable pour forts courants et circuit d'accord d'antenne muni d'au moins une telle inductance. |
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| KR100276019B1 (ko) * | 1998-06-23 | 2000-12-15 | 윤문수 | 마그네트론 구동용 고압 펄스 발생 장치 |
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| JP3528920B2 (ja) * | 2001-08-29 | 2004-05-24 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
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