KR100297201B1 - 직병렬공진을갖는주파수변조변환기 - Google Patents

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율리우스하르타이
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아틀레 바이에
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Abstract

직병렬 공진을 갖는 주파수 변조 변환기는 직류 전압원의 음전극과 인덕터(L)의 제1단자 사이에 직렬 접속된 트랜지스터(Q)를 구비하며, 이때 인덕터(L)의 제2단자는 변압기(T)의 1차권선에 접속된다.
본 주파수 변조 변환기는 트랜지스터(Q)의 전하수용전극과 전하방출전극을 가로질러 병렬분지에서 제공되는 각각의 제1공진 커패시터(C1)와 정류기 다이오드를 포함한다. 제2공진 커패시터(C3)는 전압원의 전극을 가로질러 제공되고, 다이오드(D2)를 통해 인덕터(L)와 직렬 접속된다.
변압기(T), 인덕터(L), 및 커패시터(C1, C3)는 트랜지스터(Q)에 직병렬로 동작하는 RCL 공진기를 구성한다. 본 주파수 변조 변환기는 가스방전관을 포함한 저항성 또는 유도성 부하를 구동시키기에 적합하다.

Description

직병렬 공진을 갖는 주파수 변조 변환기(FREQUENCY-MODULATED CONVERTER WITH A SERIES-PARALLEL RESONANCE)
제 1도는 종래의 병렬 공진기의 기본 회로도이다.
제 2도는 냉음극가스방전관과 함께 사용된 본 발명에 따른 직병렬 공진을 갖는 변환기의 기본 회로도이다.
제 3도는 열음극가스방전관과 함께 사용된 제 2도의 변환기의 변형부를 도시한다.
제 4a-c도는 각각 출력부상의 정규부하 및 단락회로출력부에서 변환기의 인덕터에 걸쳐 측정된 전압곡선과 다른 전도상태 및 부하상태하의 공진전압의 사이클을 도시 한다.
제 5도는 열음극 가스방전관을 구동하도록 적용된 변환기의 실시예이다.
제 6도는 제 2도의 회로에 제공된 보다 상세화된 변압기의 실시예이며, 제 6a도는 변압기(T)를 더 상세하게 나타낸 도면이다.
본 발명은 직-병렬 공진을 갖는 주파수 변조 변환기에 관한 것이며, 특히 가스 방전관과 같은 저항성 또는 유도성 부하를 구동하기 위한 것으로서, 트랜지스터 형태의 정류전압 스위치(commutating voltage switch)가 제공되어 직류 전압원의 음전극과 인던터의 제1단자 사이에 직렬 접속되며 펄스 발생회로가 전압원과 트랜지스터의 제어전극 사이에 제공되며 인덕터의 제2단자는 변압기의 1차권선에 접속된다.
본 발명은 제1 커패시터, 정류 다이오드(rectifier diode), 및 제2 커패시터를 더 포함하는데, 제1 커패시터 및 정류 다이오드는 트랜지스터의 전하방출전극과 전하수용전극 사이에 제1 및 제2 병렬분지에 각각 제공되며, 제2 커패시터는 전압원 전극에 가로질러 제공되어 부가적으로 전압원에 대한 평활 커패시턴스(smoothing capacitance)를 제공하며 다이오드를 통해 인덕터에 직렬 접속된다.
최근 전력변환기의 크기에 급격한 감소가 이루어져 왔는데 이것은 작동주파수의 증가에 의해 성취되었다. 상용 유사구형(guasi-square)펄스 변환기는 현재 상한치가 약 0.5MHz 의 작동영역에 도달해 있다. 이에따라 예컨대 20KHz용 스위치와 비교하여 자기소자 및 커패시터 등 가장 중요한 수동전력소자의 크기가 상당히 감소하였다. 그러나 더 큰 부분 펄스폭 변조 변환기에 대해서 이들 변환기는 전력반도체에 높은 스위칭 손실을 가져 효율의 감소를 가져와 더 많은 냉각이 필요하여 변환기의 치수의 감소 가능성이 감소된다.
과부하 또는 큰 부하변화를 다루는 전력변환기의 가능출력을 증가시키기 위해, 예컨대 가스방전관용 전력공급원으로 사용될 때 예컨대 PCT 출원 NO. WO 90/01248 및 GB-PS No.1 378 465로부터 명백한 바와 같이 특정회로배열에 의해 스위칭 트랜지스터의 포화를 감시하거나 피하는 것이 제안되었다.
더욱더 높은 주파수에서 전력을 변환하는 더 효과적인 방법은 이른바 "제로 전류 스위칭"에 의거하며, 여기서 병렬 또는 직렬로 연결된 LC 공진탱크(resonant tank)에 의해 발생 될 수 있는 정현전압이 사용된다. 이런 변환기는 "공진 변환기"로 불려진다. 정현전 압사용의 장점은 스위칭이 제로교차점에서 통상 발생하기 때문에 전력반도체의 손실이 급격히 감소된다는 것이다. 공진 변환기의 결점은 주어진 전력레벨에서 피크전류가 펄스폭 변조 변환기의 것보다 수배 더 크다는 것이다. 그러나 전기전도에 있어 더 낮은 저항을 가진 반도체를 사용함에 의해 작동주파수를 1MHz 이상으로 증가시키는 것이 가능하다. 따라서 전력밀도는 1W/cm3훨씬 이상으로 도달가능하다.
이런 변환기 사용을 위해 캐나다 온타리오 벌링톤의 Gennum Co.로부터 입수가능한 LD 405의 명칭을 가진 1MHz 이하 범위에서 사용될 수 있는 집적회로형의 제어기가 알려져 있다. 변환기에 이 제어회로의 사용은 "Using LD 405 in a 125 W resonant mode power supply" 의 타이틀을 가진 Gennum Co.의 LD405 응용노트에 기술된다. 이 끝부분에 동일회사는 그 실시예가 원리적으로 첨부된 제 1도에 도시된 공진회로를 소개하였다. 그 회로는 인덕턴스(L), 커패시턴스(C), 저항(R)및 부하(RL)로 이루어져 있다. 인덕턴스(L)전에 예컨대 트랜지스터형의 정류스위치(5)가 제공되었다. 그 목적은 전원(V)으로부터 직렬 공진탱크(LC)에 직류전류를 공급하기 위한 것이다. 부하(RL)의 저항은 탱크로부터의 전류를 유출시킨다. 공진 프로세스가 종료되자마자, 스위치(5)는 개방되고 전원(5)으로부터 부하(RL)까지의 전력변환이 중단된다. 소정시간주기후 스위치(5)는 다시 닫히고 프로세스는 반복된다. 정류 주파수는 부하(RL)에서 소실되는 평균전력이 변하도록 변화될 수 있다.
일실시예에서 이런 형의 공진 변환기는 각각이 공진주기의 각각의 반사이클을 조절하는 두개의 정류 스위치를 갖추고 작동된다. 스위치는 각각의 MOSFET 단에 의해 구동되는 MOSFET에 근거를 둔다. 도시된 실시예의 출력단은 쇼트키 정류기 다이오드에 근거를 둔다. 그러나 이런 공진 변환기를 갖는 종래의 실비예에 있어서는 공진전압의 조파(harmonics)를 완전히 회피하기 어렵고 또한 반파 사이클(half cyC1e)이 같은 에너지량을 얻도록 대칭화하기 어렵다. 결국 전력스위치 및 쇼트키 출력 다이오드에 큰 손실이 계속 존재한다. 이외에 RC 네트워크가 전력스위치를 횡단하여 과도전압을 감쇠시키기 위해 제공되었으나 이런 감쇠 스위치는 추가억 손실을 가져온다. 그결과 효율은 적어도 25% 감소 되고 정류 다이오드가 없는 출력단이 사용되더라도 손실은 약 16%일 것이다
일반적으로 그것은 커패시터가 인덕터와 직접 병렬로 연결되고 스위치가 전압원과 직렬로 연결된 동일형의 종래장치 및 상기 변환기일 수 있다. 부가하여 부하는 변압기로도 만들어질 수 있는 동진회로로부터 에너지를 탈취할 것이다. 이들 종래장치는 통상 공진의 에너지량에 있어서의 한계때문에 실현 및 산출되기 어렵다. 만약 너무 많은 에너지가 LC 회로로부터 유출된다면, 주파수는 변하고, 회로의 공진상태가 유지하도록 복잡한 전자제어 수단을 사용하여 정류 스위치의 스위칭을 제어하는 것이 필수적이다. 만약 이 회로에서 과부하가 발생한다면 트랜지스터의 스위칭 전류는 제어불능하게 증가되고, 만약 트랜지스터의 연결이 끊어지면 변환기에 수리불능한 손상을 초래하는 과도전류가 발생할 수 있다. 문제점은 트랜지스터를 보호하는 제어수단이 실시간으로 작동되지 않는다는 것이며 그 결과 트랜지스터, 즉 스위치는 비정상부하에 노출된다. 상술한 바와 같이 큰 손실이 아직 존재하여 변환기의 효율은 정류된 출력을 사용하지 않는 경우 약 84% 이상에 도달되지 못한다.
최종적으로 US-PS No. 4 613 796은 트랜지스터 발진기 회로를 개시하며, 여기서 커패시터는 변압기의 2차권선의 단자에 걸쳐 병렬로 연결되며, 변압기는 소정 주파수에서 제1 파형 정형수단으로서 커패시터와 함께 병렬사인파 공진상태로 작동된다. 제2 파형정형수 단은 트랜지스터 발진기의 콜렉터 및 에미터 전극에 병렬로 연결된 다른 커패시터로 구성되며 소정 주파수의 2배값에서 인덕터와 직렬공진상태로 작동된다.
본 발명의 목적은 상술된 단점 및 다른 단점이 없는 공진회로를 제공하는 것이다.
이러한 목적은 본 발명의 실시예에 의하여 달성되는 바, 다음과 같은 특징을 갖는 변환기를 제공한다. 제1 커패시터와 인덕터가 직렬공진회로를 구성하고 인덕터 전압(UL)과 제1 커패시터의 커패시던스간의 관계가 제1 반사이클의 직렬공진 주파수를 결정하며, 제2 커패시터와 인덕터가 병렬공진회로를 구성하고 인덕터 전압(UL)과 제2 커패시터의 커패시턴스가 제2 반사이클의 병렬공진 주파수를 결정한다. 트랜지스터는 직렬 및 병렬공진 모드 동안에 고저항 상태에 있게되며, 커패시터들 사이에서 임피던스 셀렉터(selector)역할을 하는 다 이오드에 의해 변압기에서 정상적인(correct)전류 흐름이 유지된다. 병렬공진 모드에서 부하는 전도상태이며, 트랜지스터가 저저항 상태로 스위칭되어 이 병렬공진 모드를 완결하기 전에 커패시터를 전압원 레벨 이상으로 충전시킨다. 그리고 트랜지스터가 고저항 상태로 스위칭되면 또다른 직병렬 공진을 개시한다. 공진주기의 각 반사이클은 트랜지스터가 고저항 상태로 스위칭됨으로써 지켜진다. 따라서 변압기, 인덕터, 및 커패시터는 전압원에 대해 직병렬로 동작하는 RCL 공진기를 구성하고, 이 공진기의 양호도는 인덕터 전압(UL)및 각각의 커패시터 임피던스(Zc1, Zc2)와 공급전압(U)의 관계에 의해서 결정된다. 부하는 변압기의 제 1의 2차권선의 단자들 사이에 접속됨으로써, 부하는 인덕터와 직렬로 접속되고 공진주기의 각각의 반싸이클 동안 인덕터와 직류전압원으로부터 에너지를 소비한다. 따라서 트랜지스터는 제1 반사이클 동안 전압원과 직렬로 그리고 제2 반사이클 동안은 전압원과 병렬로 정류 전압스위치로서 동작하며, 항상 부하에 의해 소비된 전체 에너지의 일부를 운반한다.
결과적으로, 본 발명은 직-병렬 공진을 갖는 주파수 변조 변환기에 관한 것이며, 특히 가스 방전관과 같은 저항성 또는 유도성 부하(RG)를 구동하기 위한 것으로서, 트랜지스터 형태의 정류전압 스위치(Q)가 직류 전압원의 음전극과 인던터(L, P)의 제1단자 사이에 직렬 접속되며, 펄스 발생회로가 전압원과 트랜지스터(Q)의 제어전극 사이에 제공된다. 제1 커패시터 (C1)및 정류 다이오드(D2)는 트랜지스터(Q)의 전하방출전극과 전하수용전극 사이에 제1 및 제2 병렬분지에 각각 제공되며, 제2 커패시터(C3)는 전압원 전극에 가로질러 제공되어 다이 오드(D2)를 통해 인덕터(L)에 직렬 접속된다. 제1 커패시터(C1)와 인덕터(L)가 직렬공진회로를 구성하고 인덕터 전압(UL)과 제1 커패시터(C1)의 커패시던스간의 관계가 제1 반사이클의 직렬공진 주파수를 결정하며, 제2 커패시터(C3)와 인덕터(L)가 병렬공진회로를 구성하고 인덕터 전압(UL)과 제2 커패시터(C3)의 커패시턴스가 제2 반사이클의 병렬공진 주파수를 결정한다. 커패시터(C3)는 커패시터(C1)의 커패시턴스보다 몇배 더 큰 커패시턴스를 가진다. 트랜지스터(Q)는 직렬 및 병렬공진 모드 동안에 고저항 상태에 있게되며, 커패시터들(C1, C3)사이에서 임피던스 셀렉터 역할을 하는 다이오드(D2)에 의해 변압기(T)에서 정상적인 전류 흐름이 유지된다. 병렬공진 모드에서 부하(RG)는 도통상태이며, 트랜지스터(Q)가 저 저항 상태로 스위칭되어 이 병렬공진 모드를 완결하기전에 커패시터(C3)를 전압원 레벨이상으로 충전시킨다. 그리고 트랜지스터가 고저항 상태로 스위칭되면 또다른 직병렬 공진을 개시한다. 공진주기의 각 반사이클은 트랜지스터(Q)가 고저항 상태로 스위칭됨으로써 지켜진다. 따라서 변압기(T), 인덕터(L), 및 커패시터(C1, C3)는 전압원에 대해 직병렬로 동작하는 RCL 공진기를 구성하고, 이 공진기의 양호도는 인덕터 전압(UL)및 각각의 커패시터 임피던스(ZC1, ZC3)와 공급전압(U)의 관계에 의해서 결정된다. 부하(RG)는 변압기(T)의 제1의 2차권선(S1)의 단자들 사이에 접속됨으로써, 부하(RG)는 인덕터(L, P)와 직렬로 접속되고 공진주기의 각각의 반사이클 동안 인덕터와 직류전압원으로부터 에너지를 소비한다. 따라서 트랜지스터(Q)는 제1 반사이클 동안 전압원과 직렬로 그리고 제2 반사이클 동안은 전압원과 병렬로 정류전압스위치로서 동작하며, 항상 부하(RG)에 의해 소비된 전체 에너지의 일부를 운반한다.
본 발명은 첨부도면과 관련하여 이하에서 보다 상세히 설명될 것이다.
제 2도에서 제1 공진 커패시터(C1)는 정류 스위치로서 동작하는 트랜지스터(Q)의 전하 방출 및 전하수용전극에 교차하여 병렬로 제공된다. 부하(RG)는 각각의 트랜지스터(Q)및 커캐시터(C1)에 접속된 인덕터(L)와 직렬로 접속되어 제공된다. 제2 공진 커패시터 (C3)는 전압원의 전극에 교차하여 제공되고 다이오드(D2)를 거쳐 인덕터(L)에 접속되는 데, 이 다이오드(D2)는 트랜지스터(Q)의 전하방출 및 전하수용 전극간의 추가의 병렬 분지에서 접속된다. 더욱이 변압기(T)의 1차권선(P)은 인덕터(L)에 접속됨으로써, 변압기 (T), 인덕터(L) 및 커패시터(C1, C3)가, 전압원에 직병렬동작하며 공지의 인덕터 전압(UL) 또는 커패시터 전압(UC1및 UC3)과 공급전압(U)사이의 관계에 의해 결정되는 양호도를 갖는 RCL-공진기를 제공한다. 부하(RG)는 변압기(T)의 제 1의 2차권선의 단자들 사이에서 접속되며 따라서 상술된 바와 같이 인덕터(L)에 직렬 접속된다. 공진기의 크기를 피상 전력 요구조건에 기초하여 유리하게 정할 수 있으므로, 공진기 또는 공진탱크는 피상전력 이 공진기의 선택된 동작 주파수에서 요구하는 것보다 30% 이상이 되도록 크기가 정해진다. 트랜지스터(Q)는 부하에 의존해서 가변될 필요가 없는 정해진 주파수에서 제어된다.
본 발명에 따른 변압기의 동작은 이하에서 상세히 설명될 것이다.
트랜지스터(Q)는 구형파에 가까운 펄스에 의해 제어된다. 트랜지스터가 전도될 때, 전류는 인덕터(L)와 변압기(T)를 흐르므로 이들은 자화된다. 인덕터(L)는 코일 및 코어 예컨대 에어갭을 갖는 페라이트 코어로 제조된다. 트랜지스터(Q)의 전도상태가 중단할 때, 인덕터(L)의 카운터 인덕션으로 인해 커패시터(C1또는 C3)는 충전된다. 그럼에도 불구하고 커패시터(C3)는 커패시터(C1)의 커패시턴스보다 훨씬 큰 커패시턴스를 가지며 더욱이 반대 극성으로 충전될 것이다. 변압기(T)에는 이제 트랜지스터(Q)를 거쳐 수용된 전류와 동일한 극성의 전류가 공급된다. 커패시터(C1)의 전압이 최대값에 도달할 때, 전류의 방향은 반전되고 커패시터(C1)는 인덕터(L)및 변압기(T)에 대하여 방전된다. 그후 전류의 방향은 다시 반전되고 인덕터(L)는 다이오드(D2) 및 변압기(T)를 거쳐 에너지를 커패시터(C3)로 방전한다. 또다시 트랜지스터(Q)는 전도상태로 되고 이 과정은 반복된다.
이 과정은 4 위상의 구성으로서 기술될 수 있다. 위상 1에서 트랜지스터(Q)는 전도 상태로 되며 전류는 변압기(T)를 통해 방향(IA)으로 흐른다. 위상 2에서 트랜지스터의 전도상태가 중단되지만, 인덕터(L)가 "탱크(tank)" 로서 작동한다는 사실로 인하여, 전류는 계속해서 변압기(T)를 통해 방향(IA)(제 2도)으로 흐르며 한편 동시에 커패시터(C1)는 인덕터(L)의 카운터 인덕션으로 인하여 충전된다. 위상 3에서 인덕터(L)로부터의 카운터 인덕션은 중단되고, 커패시터(C1)는 방전되므로 전류는 커패시터(C3)로 흐르며 변압기(T)를 통해 방향(IB)으로 흐르며 한편 인덕터(L)는 충전(filled)된다. 그후 위상 4에서 인덕터는 트랜지스터(Q)가 다시 전도상태로 될 때까지 변압기(T)와 아울러 다이오드(D2)및 커패시터(C3)를 경유하여 공백상태(emptied)로 된다.
트랜지스터(Q)가 다이오드(D2)가 전도상태로 될 때마다 스위치되어 제로(zero)전류 및 전압으로 되는 것에 주목해야 한라. 인덕터(L)로부터의 네가티브 카운터 인덕션 전압 (UL')은 공급전압(U)에 가산되고 변압기(T)의 1차권선(P)을 거쳐 인가되는 한편 커패시터(C3)는 (U 및 UL')에 의해 방전된다.
2 차권선(S1)으로부터 부하(RG)에 이르는 에너지 방전은 1차권선(P)의 위상과 동일하게 발생되지 않으므로 공진 에너지의 일부만이 사용될 수 있다. 이는 만약 본 발명에 따른 변환기가 가스방전램프에서 보통 사용될 경우 전류 및 전압 사이의 우수한 관계를 제공한다.
트랜지스터(Q)가 변압기에 공급되는 에너지의 보충기(refiller)로서만이 동작하기 때문에 그리고 위상 천이로 인하여, 다이오드(D2)는 상기 언급된 위상 4에서 다시 스위치되는 순간에 트랜지스터를 완화시키게(relieve)된다. 그러므로 본 발명에 따른 변환기는 매우 높은 효율을 달성하게 된다. 다이오드(D2)가 전도될 때 트랜지스터가 공진의 네가티브 위상에서 스위치 온됨에 따라 스위칭 손실은 완전히 제거되며, 그리고 트랜지스터(Q)의 연결이 끊어지면, 전압공급은 커패시터(C1)가 인계받는다. 이에따라 트랜지스터(Q)는 인덕션(L)의 인덕션 커브의 거동을 유지시키는데 필교한 전압만으로 동작한다.
제 1의 2차권선(S1)이 쇼트되면, 변압기(T)의 임피던스는 제로로 감소하고 인덕터(L)및 변압기(T)사이의 위상 천이는 중단된다. 그후 모든 에너지는 공진상태를 유지하기 위해 사용되고 변환기의 에너지 소비는 제로로 감소된다. 다시 말하자면 변환기는 어떤 경우든 쇼트에 대하여 안전하다.
만일 2차권선(S1)상의 부하(RG)가 제거된다면, 변압기의 임피던스는 증가될 것이고 그 후 주파수강하로 인해 전류소비가 증가하는데 그 이유는 트랜지스터(Q)가 불량시점에서 스위치 온되기 때문이다. 이것을 방지하기 위해, 제 2의 2차권선(S2)이 변압기에 사용되며 전압원의 각각의 양전극 및 음전극에 에너지의 일부를 반환하기 위해 정류기 브리지에 접속된다. 이러한 방식에서는 변압기(T)내에 항상 일정한 최소 임피던스가 있다. 그후 공진기는 주어진 주파수 범위내에서 작동하며 에너지는 제 2도에 도시된 바와 같이 정류기 브리지(B)를 통하여 전원전압원 및 2차권선(S2)사이를 순환한다.
2 차권선(S2)의 수정전압 수치화에 의해 자주(free-running)손실이 최소화될 수 있으며 트랜지스터(Q)의 제어전극에 접속된 펄스발생기의 연결을 끊기 위해 부하(RG)의 발생 가능한 고장(예를들면 고장난 가스방전관)에 대해 경고하는 검출기(도시생략)를 제공하는 것이 가능하다. 따라서 트랜지스터(Q)는 공진기를 재충전하는 것을 중단한다.
만일 열(hot)음극가스방전관이 변압기(T)의 2차측상에서 부하로써 사용된다면, 이러한 것은 제 3도에 도시된 바와 같이 가스방전관내의 전극들(K1,K2)을 통해 최소한 하나의 커패시터(C6)로 2차권선(S1)의 단자들을 연결함으로써 쉽게 행해질 수 있다.
알려진 바와 같이, 열 음극을 지닌 가스방전관은 관내 가스의 충분한 이온화를 달성하기 위해 전극의 전열수단 및 방전가능한 수단에 의해 동작개시되어져야만 한다. 이러한 것은 2차권선(S1)및 가열된 상태에서의 음극(K1,K2)을 지닌 변압기(T)에 대한 공진주파수에 적용되는 커패시터(C6)에 의해 달성된다. 이러한 적용은 경험적으로 혹은 임피던스에 더해지고 측정되어지는 음극의 열저항에 의해 결정되어질 수도 있다. 음극(K1,K2)이 충분히 가열되지 않는 한, 임피던스는 지나치게 낮으며 2차권선(S1)의 전류 대부분이 음극을 가열하기 위해 사용된다. 오직 공진이 존재하기 위한 상태일 때, 전극을 점화하는 레벨까지 전압이 증가한다. 전극(K1,K2)사이에 방전이 이루어졌을 때, 커패시터(C6)는 더이상 공진 커패시터로써 작동하지 알지만, 그럼에도 불구하고 주파수에 비해 낮게되는 변압기의 임피던스로 인해 전극을 가열된 상태로 유지하는 일정한 글로우 전압으로서 기여한다. 이것은 만일 디밍(dimm-ing)이 전원전압을 감소시키는 것에 의해 사용된다면 더욱 이롭다. 본 발명에 따른 변환기는 신유럽규격이 필요로 하는 바와같이, 위상 보상의 사용없이 그리고 역률 cosø가 0.95 까지 값을 갖는 가스방전관의 직류구동을 평활(平滑)하지 알고 진동직류전류로 사용되어질 수 있다. 주파수가 60kHz이면 커패시터(C1)는 예를들면 0.0050㎌로 수치화되고 커패시터(C3)는 0.22㎌로 수치화되지만 100 kHz에서 커패시터(C1)는 0.OO3㎌로 선택되고 커패시터(C3)는 0.150㎌로 선택된다. 전극들 사이에서 음극물질 운반에 대한 파장(波長)문제는 30kHz∼35kHz 동작주파수가 가스방전관의 현재 길이에 대해 최적임을 더욱 잘 나타낸다.
본 발명에 따른 변환기가 실제로 어떻게 작동하는지 제 4a-c 도를 고려해 보면 쉽게 이해가 될 것이다.
제4a도 및 제4b도는 인덕터(L) 단자에 걸쳐서 측정되는 인덕터 전압(UL)의 움직임을 도시한다. 제4a도 및 제4b도에 있는 전압은 평균 피크-대-피크 값(UL)으로서 언급된다. 제4a도 및 제4b도에서 전압의 전체주기는 펄스(t1)이며, 한편 트랜지스터는 펄스(t2)에서 전도상태이다. 제4a도에서 2차권선(S1)상의 부하는 정상이며, 에너지 유출로 인하여 전압은 낮고 (여기서 0.6UL)t2는 짧다 (여기서 0.15t1). 제4b도에서 2차권선은 단락회로이다. 에너지 유출(drain)의 멈춤으로 인해 전압은 증가하며 (여기서 1.3UL까지)t2역시 길어진다.
제4c도는 상이한 부하조건하에서 공진전압의 주기를 도시한다. 정상사인파동작은 (F1)으로 표시된다. 커브(F2)는 변압기(T)가 에너지를 빼앗을 때 존재하며 커브(F3)는 2차 권선(S1)이 단락회로일 때 존재한다. 자주(free-running)다이오드는 부(負)의 반 사이클, 즉 주기(TD)에서, 항상 작동한다. 어떠한 부하조건에서도, 트랜지스터(Q)는 주기 (TQ1)에서 작동한다. 만일 에너지가 변압기(T)를 지나 유출된다면, 시스템이 자기제어 하듯이 주기(TQ2)에서 트랜지스터(Q)가 작동한다. 만일 2차권선(S1)이 단락회로이면, 트랜지스터(Q)는 주기(TQ3)에서 작동하며, 에너지는 더 이상 변압기(T)로 유출되지 않으며, 부(負)의 반사이클에서 인덕터(L)는 에너지의 더 많은 양을 커패시터(C3)로 되돌려 전달한다. 제 5도를 참조하여 본 발명에 따른 컨버터의 실제적인 실시예를 설명한다. 제 2도 및 3도는 본발명에 따른 변환기의 좀더 기본적인 실시예를 나타내었다.
제 5도에서 볼 수 있는 바와 같이, 정류기 브리지(B2)는 AC 전원으로부터 DC 전압을 전달하며, 이 전압은 커패시터(C2및 C3)에서 평활된다. 실시예에 도시된 펄스발생기 회로 는 다이오드(D12)를 통하여 6개의 게이트(A1-A6)로 이루어진 반전된 출력을 갖는 슈미트 트리거 회로 형태의 쌍안정 멀티바이브레이터(bistable multivibrator)를 포함한다.
펄스발생기 회로의 전압은 제너다이오드(Z1)에 의해 조절되며 커패시터(C4)에 의해 평활 된다. 실시예에 도시된 펄스발생기 회로는 가변저항(RV, 저항 R5로 도시됨)뿐만 아니라 저항(R6)및 다이오드(D1)에 비안정(actable)멀티바이브레이터 회로를 제공함으로써 기본주파수의 동조 및 소정값에 대한 펄스폭이 저항(RV및 R6)및 커패시터(C5)를 통하여 제공된다. 게이트(A1)의 출력은 구형파에 가까운 파를 전달하며 거의 병렬로 4개의 게이트 (A3-A6)의 입력을 제어한다. 게이트(A3-A6)의 각각의 출력은 역시 병렬로 연결되며 스위치로 사용되는 트랜지스터(Q)의 제어전극에 연결된다. 만약 공통 바이폴라 트랜지스터가 사용된다면, 제어입력은 물론 트랜지스터의 베이스이다. 그러나 만약 MOSFET가 그대신 사용된다면, 제어전극은 물론 게이트 전극과 같다. 본 발명에 따르는 변환기는 유리하게 적분 자주 다이오드(integral free-running diode)를 갖추어 실현될 수 있으므로 그결과 제 2도의 정류기 다이오드(D2)및 제2 병렬 분지가 제거된다.
트랜지스터(Q)가 도통될 때, 여자전류(excitation current)는 인덕터(L)및 변압기(T)의 1차권선(P)에 전달되고, 공진 과정은 개시된다. 공진 주파수는 가변 저항(RV)을 통해 정교하게 조정될 수 있다.
변압기(T)의 2차권선(S1)은 제 2도와 연관해서 보다 상세히 논의된 것과 같이 제공된 부하에 전압 및 전류를 전달한다. 제 5도에 있어서, 변압기(T)에는 제 3의 2차권선(S3)이 또한 제공된다. 변압기의 제1 단자가 가스방전관의 전극에 접속되고 제2 단자가 도시된 바와 같이 접지에 접속될 때 아주 낮은 온도에서 보다 안전한 점화를 제공하기 위해서 가스방전관인 제 3의 2차권선은 부하의 이온화 전압을 증가시키는데 사용된다.
변압기(T)는 실제 실시예에서 제 6도에 상세히 도시된 바와 같이 E-코어 변압기로서 실현된다. 고주파 목적으로, 즉 MHz의 범위에서, 코어 및 권선은 절연막과 그위에 증착된 권선을 갖는 페라이트 스트립의 형태로 만들어질 수 있다. 그러나, 비통상적인 적용에서 사용된 E-코어 변압기는, 예컨대 30-100kHz의 주파수 동안, 매우 컴팩트한 구조를 갖는다. 더욱이, 제 5도의 실시예에 도시된 바와 같이 인덕터(L)는 변압기(T)의 1차권선과 일체화 된다.
정류기 브리지(B1)와 접속된 2차권선(S2)은, 직류전압이 브리지(B1)의 정류기 다이오드(D7-D10)을 통해 얻어지며 이 전압이 정규동작시 C2및 C3에 걸리는 전압보다 낮게 되도록 크기가 결정된다. 저항(R10및 R11)은, 펄스발생기 회로가 다이오드(D5)를 경유해 비안정 멀티바이브레이터와 연결을 끊기전의 요구된 시간주기를 결정하는 값이 제공되는 커패시터(C20)에 대한 전압 분배기로 구성된다. 만약 A1상의 신호가 로우이면, 게이트(A3내지 A6)의 출력은 또한 로우가 된다. 연결이 끊어진 상태의 지속시간은 저항(R7및 R8)을 경유하여 커패시터(C20)에 의해서 결정된다. 소정 시간후에, 반전 증폭기(A2)의 입력은 또한 로우가 되고, 그 출력은 하이가 된다. 그결과 멀티바이브레이터는 다시 트리거된다. 그러나 종래기술에 의해서 다른 방식으로 안전한 작용을 실현하는 것이 또한 가능하며, 여기에 도시된 회로는 본 발명을 따르는 변환기의 실시예의 예로서 의도된 것이며 어떤 의미로든지 본 발명의 범위를 제한하고자 하는 것은 아니다.
본 발명에 따르는 변환기의 가장 중요한 점은, 제 5도의 실시예에서 9개의 커패시터 (C1a-C1i)(도시안됨)의 병렬회로로서 실현되는 공진 커패시터(C1)가 단지 반주기의 주파수 동안 공진 커패시터로서 동작한다는 것이다. 공진탱크, 즉 인덕터(L1)를 보충하는데 쓰이는 제2 반주기의 공진 주파수는 커패시터(C3)를 통해 C1의 방전으로 제공된다. 이에 관해서는, 플라이- 백(fly-back)발진기가 이미 제1 플라이백에서 공진 탱크로부터 끌어온 에너지에 의해 비대칭 주파수 동작을 주게되고, 그 다음 반주이는 더 낮은 에너지를 받는다는 것이 공지의 종래기술에 언급되어 있다. 변압기(T)가 대칭 동작부하로서 동작할 수 있도록, 제 2도의 공진 커패시터(C1)는 제2 반주기동안 보다 큰 전하를 수신하여야만 한다. 이것은 제1 반주기의 레벨과 동일한 전압레벨에서 그리고 다이오드(D2)를 통해 인덕터(L)와 직렬로 접속된 커패시터(C3)내에 이지 존재하는 전하에 의해서 이루어진다.
공진 커패시터(C3)의 정확한 크기결정과 안정한 공급전압(U)에 의해서 변압기는 두 반주기에서 같은 양의 에너지를 공급받을 것이다. 그러나 공진의 각 반주기에서 에너지는 대칭적으로 제공된다. 변압기(T)내에 공기갭을 함께 사용함으로써, 이것은 변압기의 1차 권선(P)이 DC 성분에 의해서 바이어스되지 않고도 공진기가 거의 완전한 사인파 전압을 제공하도록 한다.
인덕터(L)의 정확히 선택된 인덕턴스값, 변압기(T)의 임피던스값, 커패시터(C1및 C3)의 커패시턴스값, 및 적당한 공급전압(U)에 의해서, 스위칭 손실이 완전히 제거되고, 트랜지스터(Q)가 유도성 소자내의 전압과전류 사이의 위상천이에 기인한 소량의 회로 전류만으로 동작하게 되는 매우 높은 효율을 성취할 수 있게된다. 트랜지스터(Q)는 양과 음의 공진 사이클에 관하여 공진회로를 0으로 세트하는 전압스위치로서 실제 여겨질 수 있다. 그러므로, 트랜지스터는 트랜지스터(Q)가 도통되지 않을 때 인덕터(L)에 의해서 주로 전류가 쓰이는 동안, 공진기의 이완 경향을 제거하며 주어진 주파수를 유지한다. 이것은 제공된 부하(RG)의 특성에 변압기(T)에 사용된 공기갭의 개별적 적용에 의해서 또한 달성 될 수 있다. 따라서 도 6a에서 잘 나타내는 바와 같이 공기갭은 인덕터(L)와 커패시터 (C1)의 에너지 유출을 제어하기 위해 활성적으로 사용될 수 있다. S1의 완전단락회로에 의해서 사용되는 공기갭과 변압기(T)의 정확한 위치결정은 공진기가 트랜지스터(Q)에 의해서 결정되는 주파수 범위내에서 완전공진하게 한다.
마지막으로, 예컨대 비안정 멀티바이브레이터가 디지탈 주파수 신서사이저로 대치될 수 있는 것같이 펄스발생기가 비안정 멀티바이브레이터와는 또다른 방식으로 또한 실현될 수 있다는 것은 본 기술의 숙면자에게는 명백할 것이다. 비안정 멀티바이브레이터를 사용할 때, 주파수는 10 내지 15%내에서 단지 제어가능할 것이다. 디지탈 주파수 신서사이저는 AF 영역에서 100MHz 및 그 이상까지 걸쳐 있는 주파수 범위에서 본 발명에 따르는 변환기를 구동할 수 있다. 반면에 발생된 주파수는 8개의 밴드 또는 그 이상에 걸쳐 용이하게 제어될 수 있다.
본 변환기는 높고 안정적이면서 대칭인 공진전압이 요구되는 HF 및 VHF 응용에 또한 사용될 수 있다. 더욱이, 펄스발생기 회로, 스미트 트리거 게이트(A1-A6) 및 트랜지스터(Q)에 포함된 모든 소자가 단일칩상에 집적될 수 있다는 것은 명백하다. 본 발명에 따르는 변환기에서 손실은 변압기, 펄스발생기 회로, 공진기 인덕터의 에너지소비 및 입력에서 정류기 브리지내의 손실로 제한된다. 따라서 전체 손실은 5% 이내로 유지되므로 본 발명에 따르는 변환기 실시예는 97% 정도의 효율을 달성할 수 있다.

Claims (20)

  1. 특히 가스방전관을 포함하는 저항성 또는 유도성 부하(RG)를 구동하기 위한 직병렬 공진을 갖는 주파수-변조 변환기에 있어서,
    트랜지스터 형태의 정류스위치(Q)는 직류전압원의 음전극과 인덕터(L)의 제1 단자 사이에 직렬로 연결되어 제공되고,
    전압원과 트랜지스터(Q)의 제어전극 사이에 펄스발생기 회로가 제공되며,
    인덕터(L)의 제2 단자는 변압기(T)의 1차권선(P)에 연결되고,
    상기 주파수 변조 변환기는, 트랜지스터(Q)의 전하방출전극과 전하수용전극 다이에서 각각 제1 및 제2 병렬분지에 제공된 제1 직렬 공진 커패시터(C1)및 정류기 다이오드(D2)를 포함하며,
    제2 병렬 공진 커패시터(C3)는 전압원의 전극을 가로질러 제공되며 부가적으로 전압원에 대해 평활 커패시턴스를 제공하고, 다이오드(D2)를 통해 인덕터(L)와 직렬로 연결되어 있으며 ;
    트랜지스터(Q)는 고저항 모드로 스위칭되었을 때 고저항 상태에서 또다른 직-병렬 공진을 개시하며,
    인덕터전압(UL)과 커패시터(C1)의 커패시턴스 사이의 관계가 제1 반사이클의 직렬 공진 주파수를 결정하고, 인덕터전압(UL)과 커패시터(C3)의 커패시턴스가 제2 반사이클의 병렬 공진 주파수를 결정하며, 공진 주기의 각각의 반사이클은 고저항 상태에 있는 트랜지스터(Q)에 의해 시간이 지켜지며, 따라서 변압기(T), 인덕터(L), 및 커패시터(C1, C3)는 전압원에 대해 직-병렬로 동작하는 RCL 공진기를 구성하고, 상기 공진기의 양호도는 인덕터전압(UL) 또는 각각의 커패시터전압(UC1및 UC2)및 공급전압(U)의 관계에 의해 결정 되며,
    부하(RG)는 변압기(T)의 제1의 2차권선(S1)의 단자들 사이에 연결되고 인덕터(L)와 직렬로 연결되어 공진주기의 각각의 반사이클 동안 인덕터와 직류전압원으로부터 에너지를 소비하며, 따라서 트랜지스터는 제1 반사이클 동안은 전압원과 직렬로 제2 반사이클 동안은 전압원과 병렬로 동작하며, 항상 부하(R6)에 의해 소비된 전체 에너지의 일부를 운반 하며,
    열음극 가스방전관을 구동하기 위해서는 제1의 2차권선(S1)의 단자들이 상피 가스방전 관의 전극(K1,K2)을 통해 커패시터(C6)에 연결되고, 전극(K1,K2)이 가열된 상태에서 2차권선(S1)및 커패시터(C6)가 변압기(T)의 공진수파수에 적용되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 트랜지스터(Q)는 적분 자주 다이오드를 가진 MOS 전계효과 트랜지스터이며, 이에따라 제2 병렬분지에 있는 정류기 다이오드(D2)는 제거되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  3. 제 1 항에 있어서, 펄스발생기 회로는 비안정 멀티바이브레이터를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  4. 제 1 항에 있어서, 펄스발생기 회로는 디지털 주파수 합성기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  5. 제 1 항에 있어서, 변압기(T)의 2차권선(S1)의 임피던스는 공칭부하(nominal load)(RG)에서 공진기의 양호도에 동조되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  6. 제 5 항에 있어서, 만약 부하(RG)의 순시치가 공칭부하보다 적을 때 부하(R6)는 보상부하(compensating load)로서 평형잡히는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  7. 제 6 항에 있어서, 부하(RG)를 평형잡기위해, 펑류기 브릿지(B1)가 변압기의 제2의 2차권선(S2)의 단자들 사이에 제공되고 전압원의 전극 사이에 연결되어, 변압기(T)의 1차권선(P)의 임피던스가 주어진 최대값보다 아래에 있게되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  8. 제 1 항에 있어서, 커패시터(C1)가 트랜지스터(Q)위의 인덕터(L)에 의해 발생된 카운터인덕션 펄스의 전압들 제한하는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  9. 제 8 항에 있어서, 커패시터(C3)는 커패시터(C1)의 커패시턴스보다 몇배 더 큰 커패시턴스를 가지며 공급전압(U)을 평활하는데 더 사용되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  10. 제 1 항에 있어서, 음극(K1,K2)으로서 동작하는 전극이 변압기(T)의 제3의 2 차권선(S3)의 단자들 중의 하나에 더 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  11. 특히 가스방전관을 포함하는 저항성 또는 유도성 부하(RG)를 구동하기 위한 직병렬 공진을 갖는 주파수-변조 변환기에 있어서,
    트랜지스터 형태의 정류전압스위치(Q)는 직류전압원의 음전극과 인덕터(L,P)의 제1 단자 사이에 직렬로 연결되고, 변압기(T)와 함께 전압원과 트랜지스터(Q)의 제어전극 사이에 펄스발생기 회로가 제공되며;
    상기 주파수 변조 변환기는,
    트랜지스터(Q)의 전하방출전극과 전하수용전극 사이에서 각각 제1 및 제2 병렬분지에 제공된 제1 커패시터(C1)및 정류기 다이오드(D2); 및
    전압원의 전극을 가로질러 제공되며 다이오드(D2)를 통해 인덕터(L)와 직렬로 연결된 제2 커패시터(C3),를 포함하며, 상기 제1 커패시터(C1)및 상기 인덕터(L)는 직렬 공진회로를 함께 형성하며, 인덕터 전압(UL)과 제1 커패시터(C1)의 커패시턴스 사이의 관계가 제1 반사이클의 직렬 공진주파수를 결정하며 ;
    상기 제2 커패시터(C3)및 상기 인덕터(L)는 병렬 공진회로를 함께 형성하며, 인덕터 전압(UL)과 제2 커패시터(C3)의 커패시턴스 사이의 관계가 제2 반사이클의 병렬 공진주파수를 결정하며, 커패시터(C3)는 커패시터(C1)의 커패시턴스보다 몇배 더 큰 커패시턴스를 가지며, 상기 트랜지스터(Q)는 직렬 및 병렬 공진모드 동안에 고저항 상태에 있으며 ; 상기 다이오드(D2)는 커패시터들(C1,C3)사이에서 임피던스 선택기로서 동작하여 변압기(T)에서 정상 전류흐름을 유지시키며, 병렬 공진모드에서 부하(RG)는 도통상태이며 트랜지스터(Q)가 저저항 상태로 스위칭되어 이 병렬 공진모드를 완결하기전에 커패시터(C3)를 전압원 레벨보다 높게 충전시키며, 그 후 트랜지스터가 고저항 상태로 스위칭되면 또다른 직병렬 공진을 개시하며, 공진주기의 각 반사이클은 트랜지스터(Q)가 고저항 상태로 스위칭됨으로써 지켜지고, 따라서 변압기(T), 인덕터(L), 및 커패시터(C1,C3)는 전압원에 대해 직병렬로 동작하는 RCL 공진기를 구성하고, 이 공진기의 양호도는 인덕터전압(UL)및 각각의 커패시터 임피던스(ZC1, ZC3)와 공급전압(U)의 관계에 의해서 결정되며, 부하 (RG)는 변압기(T)의 제1의 2차권선(S1)의 단자들 사이에 접속됨으로써 부하(RG)는 인덕터 (L,P)와 직렬로 접촉되고 공진주기의 각각의 반사이클 동안 인덕터와 직류전압원으로부터 에러지를 소비히며, 따라서 트랜지스터(Q)는 제1 반사이클동안 전압원과 직렬로 그리고 제2 반사이클동안은 전압원과 병렬로 정류전압 스위치로서 동작하며, 항상 부하(RG)에 의 해 소비되는 에너지의 일부를 운반하는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  12. 제 11항에 있어서, 트랜지스터(Q)는 적분 자주 다이오드를 가진 MOS전계효과 트랜지스터이며, 이에따라 제2 병렬분지에 있는 정류기 다이오드(D2)는 제거되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  13. 제 11항에 있어서, 펄스발생기 회로는 디지털 주파수 합성기를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  14. 제 11항에 있어서, 변압기(T)의 2차권선(S1)의 임피던스는 공칭부하(RG)에서 공진기의 양호도에 동조되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  15. 제 11항에 있어서, 만약 부하(RG)의 순시치가 공칭부하보다 적을 때 부하(RG)는 보상부하로서 평형잡히는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  16. 제 15항에 있어서, 부하(RG)를 평형잡기위해, 정류기 브릿지(B1)가 변압기의 제2의 2차권선(S2)의 단자들 사이에 제공되고 전압원의 전극 사이에 연결되어, 변압기(T)의 1차권선(P)의 임피던스가 주어진 최대값보다 아래에 있게되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  17. 제 11항에 있어서, 커패시터(C1)가 트랜지스터(Q) 위의 인덕터(L)에 의해 발생된 카운터인덕션 펄스의 전압을 제한하는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  18. 제 17항에 있어서, 커패시터(C3)는 공급전압(U)을 평활하는데 사용되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  19. 제 11항에 있어서, 열음극 가스방전관을 구동하기 위해서, 제1의 2차권선(S1)의 단자들이 상기 가스방전관의 전극(K1,K2)을 통해 커패시터(C6)에 연결되고, 전극(K1,K2)이 가열된 상태에서 2차권선(S1) 및 커패시터(C6)가 변압기(T)의 공진주파수에 적용되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
  20. 제 19항에 있어서, 열음극 가스방전관을 구동하기 위해서, 음극(K1, K2)으로서 동작하는 전극이 변압기(T)의 제3의 2차권선(S3)의 단자들 중의 하나에 더 연결되는 것을 특징으로 하는 주파수-변조 변환기.
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