JP3339636B2 - 直列−並列共振を備えた周波数変調変換器 - Google Patents

直列−並列共振を備えた周波数変調変換器

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JP3339636B2
JP3339636B2 JP50424593A JP50424593A JP3339636B2 JP 3339636 B2 JP3339636 B2 JP 3339636B2 JP 50424593 A JP50424593 A JP 50424593A JP 50424593 A JP50424593 A JP 50424593A JP 3339636 B2 JP3339636 B2 JP 3339636B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ガス放電管を含む、オーム負荷（Rg）を励
振するための、共振モード電力変換器であって、直流電
圧電源の負電極とインダクタ（Ｌ）の第１の端子との間
に直列に接続されたトランジスタの形式の切り替えスイ
ッチ（Ｑ）と、上記トランジスタの制御電極に接続され
た出力を有するパルス発生器回路と、上記インダクタ
（Ｌ）の第２の端子と上記電圧電源の正電極との間に接
続された１次巻線（Ｐ）を有する変圧器と、上記トラン
ジスタ（Ｑ）の電荷放出電極と電荷受け取り電極との間
の第１および第２の並列岐路のそれぞれに接続されてい
る第１のキャパシタ（C1）およびダイオード（D2）と、
上記電圧電源の端子間に接続されていることにより、上
記ダイオード（D2）を介して上記インダクタ（Ｌ）と直
列に接続されている第２のキャパシタ（C3）と、を有す
る、共振モード電力変換器に関する。
近年、電力変換器の物理的な大きさが劇的に小さくな
っていることが見られるが、これは作動周波数を増加さ
せることにより達成されている。通常の準方形パルス変
換器の作動範囲の上限は、現在では約0.5MHzに達してい
る。これにより、たとえば20kHz用のスイッチに比べ
て、磁気部品及びキャパシタなどの最も重要な受動的電
力用部品のサイズが大幅に小さくなっている。しかし、
より大きい部分パルスは場変換器であり、変換器では、
電力用半導体において大きなスイッチング損失があるた
め効率が低下するので、それゆえいっそうの冷却が必要
となり、変換器の物理的大きさを縮小でき可能性が減少
する。
過負荷または大きな負荷の変化を取り扱う電力変換器
の能力を高めるために、たとえばガス放電管の電源とし
て用いられるとき、電力変換器の性能を高めるために、
たとえばPCT出願番号WO90/01248及びGB−PS第1378465号
より明らかなように、特殊な回路設計によってスイッチ
ングトランジスタの飽和を監視または防止することが提
案されている。
さらに高い周波数で電力をより効果的に変換する方法
は、「ゼロ電流スイッチング」と呼ばれるものに基づい
ている。これには、並列または直列のいずれかに接続さ
れたLC共振タンク回路によって生成されてもよい正弦波
電圧を用いられる。このような変換器は「共振変換器」
と呼ばれる。正弦波電圧が用いることの利点は、スイッ
チングが主にゼロ交点で起きるため、電力用半導体にお
ける損失が劇的に減少することである。共振変換器の欠
点は、所定の電力レベルにおいて、ピーク電流がパルス
幅変調変換器のピーク電流より何倍も大きいことであ
る。導通において低抵抗の半導体を用いることで、しか
し作動周波数を1MHzよりも増加させることが可能であ
る。従って、1W/cm3よりも十分に大きい電力密度が達成
されてもよい。
このような変換器で用いるために、現在では集積回路
の形式で1MHzを越える範囲で使用できる制御器が知られ
ており、Gennum Corporation,Burlington,Ontario,Cana
daから、LD405、という名称で手に入れることができ
る。制御器でのこの制御回路の使用法は、Gennum Corpo
rationの「Using LD405 in a 125 Wresonant mode powe
r supply」という名称の使用書に記載されている。この
ために、同じ会社が、添付された図１に原則的に示され
る実施例の共振回路を発売している。この回路は、イン
ダクタンスL,キャパシタＣ、抵抗Ｒ、及び負荷RLを備え
ている。インダクタンスＬの前に、例えばトランジスタ
の形式で、切り替えスイッチＳが備えられている。これ
の目的は、電源Ｖから直列共振タンク回路LCに直流を供
給することである。負荷RLの抵抗が、タンク回路から電
流を奪い取る。共振過程が終わるとすぐに、スイッチＳ
が開き、電源Ｓから負荷RLへの電力変換が中断される。
所定の時間の後、再度スイッチＳが閉じて、この過程が
繰り返される。切り替えの周波数は、負荷RLで消費され
る平均電力が変化するように変化してもよい。
実際の実施例では、このタイプの共振変換器は、２個
の切り替えスイッチを使用して作動し、各スイッチが共
振周期のそれぞれの半サイクルを扱う。これらのスイッ
チは、MOS電解効果トランジスタに基づいており、それ
らはそれぞれのMOSFETステージによって駆動される。示
してある実施例の出力ステージは、ショットキー整流ダ
イオードに基づいている。
しかし、この従来の共振変換器の実施例では、共振電
圧の高調波を完全に防止することが難しく、また半サイ
クルがそれぞれ等しいエネルギー量を持つように半サイ
クルを対称的にすることも難しい。最後に、電力用スイ
ッチ及びショットキー出力ダイオードにおいて、まだ相
当の損失があるであろう。このRCネットワークスは、電
圧の過渡を減衰させるための電力用スイッチをRCネット
ワークスに備えている。これらの減衰回路によりさらに
損失が生じる。従って、効率は少なくとも25％まで減少
し、もし整流ダイオードをのぞく出力ステージを使用し
ても、損失は約16％になるであろう。
上述の変換器及び同じタイプの従来の装置では、一般
に、キャパシタはインダクタに直接並列に接続されてい
て、スイッチは電圧電源に直列に接続されている。さら
に負荷が共振回路からエネルギーを奪うであろう。この
共振回路は変圧器として作られてもよい。共振のエネル
ギー量の制限のため、この従来の装置は一般に、計算及
び実現が困難である。もし過剰のエネルギーがLC回路か
ら奪われると周波数が変化し、回路の共振状態が維持さ
れるように、切り替えスイッチのスイッチングを制御す
るために複雑な電子制御手段が必要である。このような
回路で過負荷が生じれば、トランジスタの切り替え電流
が増加して制御できなくなり、もしトランジスタが切り
離されると、変換器に修復不能な損傷を引き起こす過渡
を生じ得る。問題は、トランジスタを守るための制御手
段が即時に機能しないため、トランジスタ、つまりスイ
ッチが異常な負荷にされされることである。すでに述べ
たように、交換器の効率が整流出力の使用なしで約84％
より高く到達しないような、大きな損失がまだ存在して
いる。
最後に、US−PS No.4613769はトランジスタ発振器を
開示しており、そこでは変換器中の２次巻線の端子を介
してキャパシタが並列に接続されており、変換器は、第
１の波形整形手段であるキャパシタと共に、所定の周波
数での並列正弦波共振で作動する。第２の波形整形手段
はトランジスタ発振器のコレクタ及びエミッタ電極を介
して並列に接続されている別のキャパシタで構成されて
おり、インダクタと共に、所定の周波数の２倍で直列共
振で作動する。
本発明の目的は、上記またはその他の欠点のない共振
回路を提供することである。この目的は、本発明の実施
例によって達成される。本発明では、トランジスタＱの
電荷放出及び電荷受け取り電極のそれぞれの間の第１及
び第２の並列枝路にある第１の直列共振キャパシタC1及
び整流ダイオードD2を備える変換器で、第２の並列共振
キャパシタC3が電圧電源の電極間に設けられており、電
源電圧のための平滑化容量をさらに与え、該第２のキャ
パシタC3がダイオードD2を介してインダクタＬと直列に
接続されている。また本発明では、トランジスタＱは直
列及び並列の両共振モードにおいて高抵抗状態であり、
ダイオードD2は並列共振モードにおいて導電して、キャ
パシタC3を電圧電源のレベルより高く充電し、トランジ
スタＱが低抵抗状態に切り替えられる前に、高抵抗状態
に切り替えられるときに新たな直列−並列共振を開始す
る。インダクタ電圧ULとキャパシタC1の容量との関係は
第１の半サイクルの直列共振周波数を決定し、インダク
タ電圧ULとキャパシタC3の容量との関係は第２の半サイ
クルの並列共振周波数を決定し、共振周期の各半サイク
ルは高抵抗状態のトランジスタＱによって時間を合わせ
られ、変圧器Ｔ、インダクタＬ、及びキャパシタC1、C3
は、電圧電源に対して直列−並列に作動するRCL回路を
このように構成し、共振器の特性要因は、インダクタ電
圧ULまたはキャパシタ電圧UC1及びUC3それぞれと、電圧
電源Ｕとの関係によって決まる。共振周期の各半サイク
ルにインダクタ及び直流電圧電源の両方からエネルギー
を消費するインダクタＬに負荷RGが直列に接続されるよ
うに、変圧器Ｔの第１の２次巻線S1の端子間に負荷RGは
接続される。よってトランジスタは、第１の半サイクル
において電圧電源と直列に作動し、第２の半サイクルに
おいて電圧電源と並列に作動し、負荷RGで消費される総
エネルギーの一部を常時運んでいる。本発明は請求項１
の特徴的な部分において示される様態において特徴づけ
られる。さらに添付の従属する請求の範囲から、特徴及
び利点は明らかである。
以下で本発明を、添付の図を参照して詳細に説明す
る。
図１は、すでに述べたように、先行技術に従った並列
共振器の基本的な回路を示している。
図２は、本発明に従った直列−並列共振をともなう変
換器の基本的な回路で、冷陰極ガス放電管で用いられる
回路を示している。
図３は、熱陰極ガス放電管で用いられる図２の変換器
を変形したものの一部分を示す。
図4a−ｃのそれぞれは、異なる伝導状態及び負荷状態
の基で変換器のインダクタ間で測定した、出力間の通常
の負荷の場合、短絡出力の場合、さらに共振電圧のサイ
クルの電圧曲線を示している。
図５は、本発明に従った変換器で、熱陰極ガス放電管
を駆動するために適用される実際の実施例を示してい
る。
図６は、図２の回路で与えられているように、変圧器
の実際の実施例の詳細に示している。
図２において、第１の共振キャパシタC1は、切り替え
スイッチとして作動するトランジスタＱの電荷放出及び
電荷受け取り電極の間に並列に設けられている。負荷RG
は、トランジスタＱ及びキャパシタC1にそれぞれ接続さ
れているインダクタＬに直列に設けられている。第２の
共振キャパシタC3は電圧電源の電極の間に設けられ、ダ
イオードD2を介してインダクタＬに接続されている。ダ
イオードD2は、トランジスタＱの電荷放出及び電荷受け
取り電極間に、さらに並列枝路として設けられている。
さらに、インダクタ電圧ULまたはキャパシタ電圧UC1及
びUC3と、電源電圧Ｕとの間の関係で決定される特性要
因で、且つ電圧電源に対して直列−並列で作動するRCL
共振器を変圧器Ｔ、インダクタＬ、及びキャパシタC1及
びC2が形成するように、変圧器Ｔの１次巻線Ｐがインダ
クタＬに接続される。負荷RGは、変圧器Ｔの第１の２次
巻線S1の端子間に接続されており、従って上記のよう
に、インダクタＬと直列に接続されている。共振器の必
要な大きさは、共振器の選択された作動周波数で求めら
れる皮相電力よりも30％大きな皮相電力のため適した大
きさが決まる共振器または共振タンク回路の必要な大き
さが決められるように、皮相電力の要求に基づいて有効
に大きさが決まってもよい。トランジスタＱは、負荷に
従って変化する必要のない所定の周波数で制御される。
本発明に従った変換器の作動をさらに詳細に説明す
る。トランジスタＱは、ほぼ方形であるパルスによって
制御される。トランジスタが導通したとき、インダクタ
Ｌ及び変圧器Ｔが磁化するように、それらに電流が流れ
る。インダクタＬはコイル、及びコア、つまりエアギャ
ップのあるフェライトからできている。トランジスタＱ
が導通し終わると、インダクタＬの逆誘導によって、キ
ャパシタC1およびC3が充電される。しかし、キャパシタ
C3の容量はキャパシタC1の容量よりもはるかに大きく、
また反対の極性に充電されるであろう。変圧器Ｔは現
在、トランジスタＱを介して受け取っているのと同じ極
性の電流を与えられている。キャパシタC1の電圧が最大
値に達したとき、電流の方向が逆転し、キャパシタC1は
インダクタＬ及び変圧器Ｔに対して放電する。その後、
電流の向きは再び逆転し、インダクタＬはダイオードD2
及び変圧器ＴのエネルギーをキャパシタC3へ放電する。
トランジスタＱは、再度導通するようになり、この過程
が繰り返される。
この過程は４段階で構成されるものとして説明するこ
とができる。第１段階で、トランジスタＱが導通し、変
圧器Ｔの中を電流がIA方向に流れる。第２段階で、トラ
ンジスタは導通することをやめるが、インダクタＬが
「タンク回路」として働くという事のため電流は変圧器
Ｔの中をまだIA方向（図２）に流れており、一方でキャ
パシタC1はインダクタＬの逆誘導のために同時に充電す
る。第３段階で、インダクタＬからの逆誘導が止まり、
電流がキャパシタC3に、変圧器Ｔを通ってIB方向（図
２）で流れるようにキャパシタC1は放電し、その一方で
インダクタＬは「満たされる」。第４段階で、トランジ
スタＱが再び導通するまで変圧器Ｔ同様にダイオードD2
及びキャパシタC3を介して、インダクタＬは「空」にさ
れる。
ダイオードD2が導通する度に、従って「０」電流及び
電圧になる度にトランジスタＱは切り替えられてもよい
ことに注意すべきである。インダクタＬからの負逆誘導
電圧UL'が供給電圧Ｕに加えられ、変圧器Ｔの１次巻線
Ｐに供給され、その一方でキャパシタC3はＵ及びUL'の
両方によって放電される。
２次巻線S1から負荷RGへのエネルギーの放電は、１次
巻線Ｐでのように同じ位相では生じず、従って共振エネ
ルギーの一部だけが使用され得る。このことによって、
もし本発明に従った変換器がガス放電管で用いられれ
ば、一般に、電流と電圧との間に良好な関係が得られる
であろう。
トランジスタＱは変圧器Ｔに与えられるエネルギーの
補充器としてのみ動作すること、及び位相変移のため
に、上述した第４段階でトランジスタＱが再びスイッチ
を入れられるときには、ダイオードD2はすでにトランジ
スタＱを切り離している。従って、本発明に従った変換
器は非常に高い効率を達成する。ダイオードD2が導通し
たときに、トランジスタは共振における負位相でスイッ
チを入れられるので、スイッチング損失は完全に除去さ
れ、トランジスタＱが切り離されたときに電圧の供給は
キャパシタC1によって引き継がれる。従って、トランジ
スタＱはインダクタＬの誘導曲線の性質を維持するため
に必要な電圧でのみ動作する。
もし第１の２次巻線S1が短絡すると、変圧器Ｔのイン
ピーダンスが０に減少し、インダクタＬと変圧器Ｔとの
間の位相の変移がなくなる。そしてすべてのエネルギー
が共振を維持するために使用され、変換器のエネルギー
消費は０に下がる。つまり、変換器は、短絡に対してあ
らゆる点で安全である。
もし２次巻線S1の負荷RGが除かれると、変圧器のイン
ピーダンスが増加し、間違ったときにトランジスタＱが
スイッチを入れられるため、周波数の低下によって電流
消費が増加する。これを防ぐため、変圧器において第２
の２次巻線S2が使用され、電圧電源の正及び負の電極そ
れぞれにエネルギーの一部を戻すために整流ブリッジに
接続される。このようにして、変圧器Ｔには常にある程
度の最小のインピーダンスが存在する。共振器は所定の
周波数範囲内で作動し、図２に示すように、エネルギー
は整流ブリッジＢを介して、供給電圧の電源と２次巻線
S2との間を循環する。
２次巻線S2の修正電圧の大きさを決めることにより、
フリーランニングロスを最小にすることがでる。たとえ
ば欠陥のあるガス放電管のような負荷RGの起こり得る欠
陥について警告する検出器（不図示）を、トランジスタ
Ｑの制御電極に接続されているパルス発生器回路を切り
離すために、備えることが可能である。従って、トラン
ジスタＱは共振器を補充することを止める。
このことは、もし熱陰極ガス放電管を変圧器Ｔの２次
側で負荷として使用する場合は、図３に示すように、２
次巻線S1の端子をガス放電管内の電極K1及びK2を介して
少なくとも１つのキャパシタC6に接続することにより簡
単に行うことができる。
知られているように、熱陰極を用いたガス放電管は、
管内のガスの十分なイオン化を達成するために、電極の
予熱によってスタートさせなければならない。それで、
放電が起こり得る。これは、加熱状態の陰極K1及びK2を
用いて変圧器Ｔの共振周波数に適合させられている２次
巻線S1及びキャパシタC6によって達成される。このよう
な適合は、経験的に、または測定された陰極の熱抵抗に
よって決定することができ、インピーダンスに加えられ
る。陰極K1及びK2が十分に加熱されない限り、インピー
ダンスが低すぎ、２次巻線S1からの電流の大部分は陰極
を加熱するために用いられる。共振のための状態が存在
する場合のみ、電圧は電極をイグニッションするレベル
に高まる。電極K1及びK2間の放電が起こると、キャパシ
タC6はもはや共振キャパシタとしては作動しないが、周
波数に比べてさきのインピーダンスが低いために、電極
を熱し続けるある程度のグロー電圧を与える。もし供給
電圧を下げることによりディミングが使用されるなら
ば、このことはさらに有益である。
また本発明による変換器では、新しいヨーロッパノル
ムで要求されているように、0.95までの力率cosφで、
かつ、位相補償を使用せずに、ガス放電管の直接駆動の
ために平滑化することなく脈動直流電流を使用してもよ
い。もし周波数が60kHzならば、たとえばキャパシタC1
は0.005μＦに、キャパシタC3は0.22μＦに大きさが決
められるが、100kHzでは、キャパシタC1は0.003μＦ
に、キャパシタC3は0.15μＦで選ばれる。電極間の陰極
物質のトランスポートの波長を考慮すると、ガス放電管
の現在の長さでは30−35kHzの作動周波数が最適である
ことが、さらに示唆される。
本発明に従った変換器が実際にどのように作動するか
は、図4a−ｃを考察すれば、容易に理解できるであろ
う。
図4a及び4bは、インダクタＬの端子で測定したインダ
クタ電圧ULの性質を示している。図4a及び4b中の電圧
は、平均ピーク−ピーク値ULを示している。図4a及び4b
において、トランジスタがt2において導通する間、電圧
の合計周期はパルスt1である。図4aでは、２次巻線S1の
負荷は通常であり、エネルギーの流出のために電圧は低
く（ここでは、0.6UL）、t1は短い（ここでは、0.15
t1）。図4bで、２次巻線は短絡されている。エネルギー
の流出が止まるため、電圧は増加し（ここでは、1.3UL
になる）、同様にt2も増加する。
図4cは、異なる負荷状態の共振電圧の周期を示してい
る。通常の正弦波の性質はF1で示されている。変圧器Ｔ
がエネルギーを「奪う」ときには曲線F2が存在し、２次
巻線S1が短絡しているときには曲線F3が存在している。
フリーランニングダイオードは負の半サイクル、つまり
周期TDにおいては常に導通している。負荷状態がどうで
あれば、トランジスタＱは周期tQ1において導通する。
もしエネルギーが変圧器Ｔから奪われれば、システムが
自己制御であるため、トランジスタＱは周期tQ2におい
て作動する。もし２次巻線S1が短絡されると、トランジ
スタＱは周期TQ2の間導通し、エネルギーはもはや変圧
器Ｔに向けて放出されることなく、そして負の半サイク
ルにおいて、インダクタＬはエネルギーの大部分をキャ
パシタC3に伝える。
本発明に従った変換器の実際の実施例を、図５を参照
してこれから説明する。これに関して、図２及び３は本
発明に従った変換器のやや基本的な実施例を示している
ことは理解されなければならない。
図５に見られるように、整流ブリッジB2は、AC電源か
らDC電圧を引き渡し、この電圧はキャパシタC2及びC3で
平滑化される。６つのゲートA1−A6からなる反転出力を
有するシュミットトリガ回路の形式での双安定マルチバ
イブレーターを備えている、示してある実施例中のパル
ス発生器回路をダイオードD12は供給する。パルス発生
器回路の電圧はツェナーダイオードZ1によって調節さ
れ、キャパシタC4によって平滑化される。示してある実
施例では、抵抗RU、R6、及びキャパシタC5を介して、基
本周波数及びパルス幅を望ましい値に合わせるように、
抵抗R6、ダイオードD1、及び可変抵抗RU（R5）にわたっ
て、パルス発生器回路は非安定マルチバイブレーター回
路を与えている。ゲートA1の出力は、ほぼ方形であるパ
ルスを伝達し、４つのゲートA3−A6の入力をほぼ並列に
制御する。同じゲートからのそれぞれの出力も並列に接
続され、スイッチとして用いられるトランジスタＱの制
御電極に接続されている。通常のバイポーラトランジス
タを用いるときは、制御入力は当然トランジスタのベー
スとなるが、その替わりにMOS電解効果トランジスタを
用いるときは、制御電極は当然ゲート電極と同一とな
る。従って、本発明に従った変換器は、図２の整流ダイ
オードD2及び第２の並列枝路を除けるように、集積フリ
ーランニングダイオードを用いて都合がよいように実現
されてもよい。
トランジスタＱが導通するとき、励磁電流がインダク
タＬ及び変換器Ｔの一次巻線Ｐに伝えられ、共振過程が
開始される。共振周波数は可変抵抗RUで細かくあわされ
てもよい。変圧器Ｔの２次巻線S1は、図２についてさら
に詳細に述べたように、与えられた負荷に電圧及び電流
を伝える。図５において、変圧器Ｔ中に第３の２次巻線
S3をさらに備える。もし負荷がガス放電管の場合は、示
してあるように２次巻線S3の第１の端子はガス放電管の
電極に接続され、その第２の電極は接地されているた
め、２次巻線S3は、非常に低い温度で安全なイグニッシ
ョンを行うために負荷のイオン化電圧を増加するために
用いられる。
変圧器Ｔは、図６に詳細を示すように、Ｅコア変換器
として実現される実際の実施例にある。高周波数、つま
りMHzの範囲、を目的とするために、たとえば巻線が上
に配置されている誘電膜をともなったフェライトストリ
ップの形式で、コア及び巻線が作られてもよい。しかし
従来どうりではない応用、たとえば30−100kHzの周波数
で使用されるＥコア変圧器においてでも、非常に小型の
構成は可能である。さらに、図５の実施例で示すよう
に、インダクタＬは変圧器Ｔの一次巻線Ｐと組み合わさ
れる。
整流ブリッジB1に接続されている２次巻線S2は、ブリ
ッジB1中の整流ダイオードD7−D10で直流電圧が得られ
るように大きさが決められる。この電圧は、通常の作動
でのC2とC3の間の電圧よりも低い。抵抗R10及びR11は、
キャパシタC20に対して分圧器を構成する。キャパシタC
20は、パルス発生器回路がダイオードD5を介して非安定
マルチバイブレーターを切り離す前の望ましい時間の間
隔を決める値を与えられている。もしA1の信号がローな
らば、ゲートA3−A6の出力もローになる。切り離しの期
間は、抵抗R7及びR8を介するキャパシタC20により決定
される。ある程度の時間の後、マルチバイブレーターが
再び起動されるように、反転増幅器A2の入力もローにな
り、その出力はハイになる。しかし、従来技術を用いて
他の方法で安全機能を実現することも可能であり、ここ
で示す回路は単に本発明に従った変換器の実際の実施例
の一例として意図されていて、いかなる意味でも本発明
の目的を制限してはならない。
本発明に従った変換器の要点は、図５の実施例中の共
振キャパシタC1が９個のキャパシタC1a−C1i（不図示）
の並列回路として実現されており、周波数の半周期の間
に共振キャパシタとしてのみ作動する。共振タンク回
路、つまりインダクタL1を補充するために使用される共
振周波数の第２の半周期は、キャパシタC3を介するC1の
放電によって与えられる。これに関して、フライバック
発振器は、次の半サイクルが低いエネルギー量を受け取
るように、すでに第１のフライバックにある共振タンク
回路から引き出されたエネルギーによって非対称的な周
波数性質を与える傾向があることが当該分野で公知であ
ることが触れられていてもよいだろう。変圧器Ｔは対称
に動作する負荷として作動しなければならないため、図
２の共振キャパシタC1は、第２の半周期の間により大き
な電荷を受け取らなければならない。これは、ダイオー
ドD2を介してインダクタＬに直列に接続されているキャ
パシタC3中にすでに存在する、第１の半周期のそれと同
一である電圧レベルの電荷によって達成される。共振キ
ャパシタC3の正しい大きさ決定及び適切な供給電圧Ｕに
よって、変圧器は両方の半サイクル中で同じ量のエネル
ギーを与えられる。しかし、共振の各半サイクルでのエ
ネルギーが対称的になる。これによって、変圧器Ｔでの
エアギャップの使用と合わせて、変圧器の１次巻線Ｐを
DC部品によりバイアスさせることなしに、共振器はほぼ
完全な正弦波の電圧を供給する。
キャパシタC1及びC3の正しい容量値、並びに適切な供
給電圧Ｕと同様、インダクタＬのインダクタンスの値及
び変圧器Ｔのインピーダンスの値を正しく選ぶことによ
って、スイッチング損失が完全に除かれ、誘導部品での
電流と電圧との間の位相の変移のためにトランジスタＱ
は回路のわずかな電流で動作するため、非常に高い効率
を達成することが可能である。実際には、トランジスタ
Ｑは、共振の正及び負のサイクルに関して共振回路を０
にセットする電圧スイッチとして考えられる。従って、
トランジスタは共振器のリラクセーションする傾向をな
くし、所定の周波数を維持する。一方、トランジスタＱ
が導通しないときは、電流は主にインダクタＬによって
集められる。このことはまた、所定の負荷RGの特徴に対
して変圧器Ｔで用いられているエアギャップの、個々の
適合によって達成されてもよい。従ってエアギャップ
は、インダクタＬ及びキャパシタC1のエネルギー流出を
制御するために積極的に使用されてもよい。使用される
変圧器Ｔ及びエアギャップの正しい大きさの決定は、S1
を完全に短絡することによって、トランジスタＱにより
決められた周波数の範囲で共振器を完全に共振させる。
最後に、パルス発生器が非安定マルチバイブレーター
とするより他の方法でも適切に実現できることは、例え
ば非安定マルチバイブレーターはデジタル周波数合成器
で置き換えられるので、当業者には自明であることは述
べておかなければならない。非対称マルチバイブレータ
ーを使用するとき、周波数は10−15％の範囲内でのみ制
御可能である。デジタル周波数合成器は、AF領域から10
0MHz以上に広がる周波数域にわたって本発明に従った変
換器を駆動するが、生成された周波数はオクターブバン
ド以上にわたって簡単に制御できる。この変換器は、安
定で対称化された高い共振電圧が必要な、HF及びVHFで
の応用でも利用できる。さらに、パルス発生器回路に含
まれるすべての部品、シュミットトリガゲートA1−A6、
及びトランジスタＱは、１つのチップに都合よく組み込
まれてもよいことは明らかである。本発明に従った変換
器を使用すると、損失は、変圧器での損失、パルス発生
器回路での損失、共振誘導器でのエネルギー消失での損
失及び整流ブリッジの入力での損失に限られる。従って
損失の総計は５％以下に保たれるので、本発明に従った
変換器の実際の実施例は97％程度の効率を達成する。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/24 H02M 7/48 H02M 7/537

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ガス放電管を含む、抵抗負荷または誘導負
    荷（Rg）を励振するための、共振モード電力変換器であ
    って、 直流電圧電源の負電極とインダクタ（Ｌ）の第１の端子
    との間に直列に接続されたトランジスタの形式の切り替
    えスイッチ（Ｑ）と、 該トランジスタの制御電極に接続された出力を有するパ
    ルス発生器回路と、 該インダクタ（Ｌ）の第２の端子と該電圧電源の正電極
    との間に接続された１次巻線を有する変圧器と、 該トランジスタ（Ｑ）の電荷放出電極と電荷受け取り電
    極に亘って第１および第２の並列岐路のそれぞれに接続
    されている第１のキャパシタ（C1）およびダイオード
    （D2）と、 該電圧電源の端子間に接続されていることにより、該ダ
    イオード（D2）を介して該インダクタ（Ｌ）と直列に接
    続されている第２のキャパシタ（C3）と、を有し、 各構成要素は、該第２のキャパシタ（C3）が該第１のキ
    ャパシタ（C1）の数倍大きい値を有するような寸法にさ
    れ、該パルス発生器は、該トランジスタを以下のような
    期間および間隔でオンオフするように適合されているこ
    とを特徴とし、 第１の動作段階において、該トランジスタ（Ｑ）がオン
    にされ、電流が該変圧器の該１次巻線（Ｐ）、該インダ
    クタ（Ｌ）および該トランジスタ（Ｑ）を通って直列に
    流れ、 第２の動作段階において、該トランジスタがオフにさ
    れ、電流が該変圧器の該１次巻線（Ｐ）および該インダ
    クタ（Ｌ）を通って直列に流れ続けることにより該第１
    のキャパシタ（C1）を充電し、該第１のキャパシタ
    （C1）および該インダクタ（Ｌ）は該電圧電源と直列に
    共振回路として作用し、 第３の動作段階において、該トランジスタはオフのまま
    であり、該第１のキャパシタ（C1）が放電するに従って
    電流が該インダクタ（Ｌ）および該変圧器の該１次巻線
    （Ｐ）を通って逆方向に流れることにより該第２のキャ
    パシタ（C3）を充電し、該第２のキャパシタ（C1）およ
    び該インダクタ（Ｌ）は該電圧電源に対して並列な共振
    回路として作用し、 第４の動作段階において、該第１のキャパシタ（C1）が
    放電した後に、電流が該ダイオード（D2）を介して該変
    圧器の該１次巻線および該インダクタを通って逆方向に
    流れ続けることにより該第２のキャパシタ（C3）が充電
    され、この第４の動作段階中において該トランジスタ
    （Ｑ）が再びオンにされ、電流が該電圧電源から第１の
    方向に流れ且つ充電された該第２のキャパシタ（C3）か
    ら該変圧器の該１次巻線および該インダクタならびに該
    トランジスタを通って流れることが可能になることによ
    り、該回路の第１の動作段階が再開され、 該負荷（Rg）は該変圧器（Ｔ）の２次巻線（S1）の端子
    間に接続されている、共振モード電力変換器。
  2. 【請求項２】前記トランジスタ（Ｑ）が、一体型フリー
    ランニングダイオードを備えたMOS電界効果トランジス
    タであり、それによって前記第２の並列岐路の整流ダイ
    オード（D2）が省かれていることを特徴とする、請求項
    １に記載の共振モード電力変換器。
  3. 【請求項３】前記パルス発生器回路が非安定マルチバイ
    ブレータを含むことを特徴とする、請求項１に記載の共
    振モード電力変換器。
  4. 【請求項４】前記パルス発生器回路がデジタル周波数合
    成器を含むことを特徴とする、請求項１に記載の共振モ
    ード電力変換器。
  5. 【請求項５】前記変圧器（Ｔ）の前記２次巻線（S1）の
    インピーダンスが、公称負荷（RG）における前記共振器
    の特性要因に合わされることを特徴とする、請求項１に
    記載の共振モード電力変換器。
  6. 【請求項６】前記負荷（RG）の瞬間値が前記公称負荷よ
    りも小さいとき、該負荷（RG）が補償負荷で平衡される
    ことを特徴とする、請求項５に記載の共振モード電力変
    換器。
  7. 【請求項７】前記負荷（RG）を平衡するために、整流ブ
    リッジ（B1）が前記変圧器の第２の２次巻線（S2）の端
    子間に設けられ、該変圧器（Ｔ）の前記１次巻線（Ｐ）
    のインピーダンスが所定の最大値より低くなるように電
    圧電源の電極間に該整流ブリッジ（B1）が接続されてい
    ることを特徴とする、請求項６に記載の共振モード電力
    変換器。
  8. 【請求項８】前記キャパシタ（C1）が、前記トランジス
    タ（Ｑ）を介して前記インダクタ（Ｌ）によって発生さ
    れる逆誘導パルスの電圧を制限することを特徴とする、
    請求項１に記載の共振モード電力変換器。
  9. 【請求項９】熱陰極ガス放電管を駆動するために、前記
    第１の２次巻線（S1）の端子が該ガス放電管の電極
    （K1、K2）を介してキャパシタ（C6）に接続されてお
    り、該２次巻線（S1）および該キャパシタ（C6）が、該
    電極（K1、K2）が加熱された状態における前記変圧器
    （Ｔ）の共振周波数に適合されていることを特徴とす
    る、請求項１に記載の共振モード電力変換器。
  10. 【請求項１０】熱陰極ガス放電管を駆動するために、前
    記陰極（K1、K2）として作動している電極が、さらに、
    前記変圧器（Ｔ）の第３の２次巻線（S3）の端子の１つ
    に接続されていることを特徴とする、請求項９に記載の
    共振モード電力変換器。
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