CN1041787C - 具有串并联谐振的谐振型功率转换器 - Google Patents

具有串并联谐振的谐振型功率转换器 Download PDF

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Abstract

具有串并联谐振的频率调制转换器具有一串联在直流电压负极和电感器第1端间的晶体管，电感器第2端连接到变压器的初级。转换器包括分别接在晶体管发射极和收集极之间的并联支路上的第一谐振电容器(C1)和一整流二极管。第2谐振电容器(C3)接在电压源的电极之间，以串联方式经二极管与电感器连接。变压器、电感器和电容器(C1，C3)对晶体管形成串并联形式的RCL谐振器。该转换器适用于驱动电阻或电感负载，包括气体放电管。

Description

具有串并联谐振的谐振型功率转换器
本发明涉及用于驱动包括气体放电管的包括一个电感性或电阻性负载的谐振型功率转换器，包括一晶体管形式的转换开关(Q)串接在直流电压源的负极和电感(L)的第一端之间，脉冲发生器电路的输出端与晶体管的控制极相连接，变压器的初级线圈连接在电感(L)的第二端和电源电压的正级之间，第一电容(C1)和二极管(D2)分别连接在晶体管(Q)电荷发射极和电荷接收极之间的第一和第二并行支路上，第二电容(C3)连接在电压电源的两端，因此经过二极管(D2)和电感(L)串联。
近些年来可以看到由功率转换器的实际尺寸明显降低而增加了工作频率。通常的准方波脉冲转换器相对于例如20KHZ的转换而言，现在达到的工作范围上限可实现大约0．5MHZ。这就允许最重要的无源功率元件如磁元件和电容器的尺寸明显降低。但是，当用于更大部分脉冲宽度调制转换器时，这些转换器在功率半导体器件中具有高的转换损耗，导致效率的降低，并因此而需要更多的冷却。从而减小了降低转换器实际尺寸的可能性。
例如当提供功率于气体放电管时，为增加功率转换器处理过载或大的负载变化的能力，已建议采用特殊的电路结构作为监视器或避免开关晶体管饱和，这从例如PCT WO90／01248和GB-PS1378465申请中可明显看出。
在愈加高的频率上，一种功率转换的更有效方法是基于所述谓的“零电流转换”，其中被使用的正弦电压可由并联或串联连接的LC-谐振回路产生，这样的转换器被称为“谐振转换器”。使用正弦电压的优点是该功率半导体器件的损耗明显降低，如果转换发生在零交叉处的话。该谐振转换器的缺点是，在给定的功率电平处该峰值电流比调制转换器的脉冲宽度大许多倍。利用传导电阻较低的半导体器件，增加工作频率到1MHz以上，这论如何是可能的，这样的功率密度会达到1W／cm3以上。
对于这种转换器的使用，现在已知有一种集成电路形式的控制，可用于超过1MHZ的范围。标志力LD 405的该集成电路可从Gennum公司、Burlington、ontario、canada获得。在一转换器中这一控制电路的使用在该Gennum公司的LD405应用记录中加以描述，标题为“在一种125W谐振型电源中使用的LD405”在该公司说明的结尾介绍了这种谐振电路，其原理实施电路表示在附图1中。该电路包括一电感L、电容C、电阻R和负载RL，在电感L之前有一例如晶体管形式的转换开关S，它的作用是提供来自电源V的直流给一串联谐振回路LC。该负载RL的电阻从该回路泄漏电流，一旦该谐振过程终止，该开关S打开，并且从源S到负载RL的功率转换被截止。在给定的一时间周期之后，该开关S再次闭合，该过程被重复。该转换频率可以改变，这样，在负载RL中消耗的平均功率也被改变。
这种工作模式的谐振转换器的一种实用实施例具有两个转换开关，其中每一个处理该谐振周期的相应的半个循环，该开关采用MOS场效应晶体管，其自身由相应的MOSFET级驱动。已表明的实施例的输出级采用肖特基整流二极管。
但是，利用这一在先技术的谐振转换器实施例，对于在该谐振电压中完全避免谐波是困难的，而且要在这些半个循环中取得对称化的相同能量值也是困难的。最后，在该功率转换和该肖特基输出二极管中最终仍然存在实质性损耗。此外被提供的该Rc络网还与该功率开关并联，以便阻尼电压瞬态现象，而这些阻尼电路导致附加损耗，因此，效率降低至少25％，即使输出级没有采用整流二极管，该损耗大约在16％左右。
如上所讨论的通常所述的转换器和同一类型的现有技术的装置，其电容器用电感器直接并联连接，该开关同电压源串联连接。另外，该负载将也可从被制成为变压器的谐振电路中取得能量。在先技术的这些装置，由于该谐振的能量容量的限制，通常很难计算和实现。如果从LC电路泄漏太多的能量，该频率会发生变化，并且它必须采用复杂的电子控制装置，以便控制该转换开关的转换，这样来维持该电路的谐振状态。在这样的电路中如果过载上升，该晶体管的转换电流会不可控制地增加，并且如果该晶体管断开，这可能导致该转换器瞬变而遭受无可挽救的损坏。问题是该保护晶体管的控制装置在有效时间内没有工作，从而该晶体管，即开关承受着非正常的负载，如已经述及的，实质性损耗仍然存在，这样，在不使用整流输出的情况下，转换器的效率不多于84％。
最后，US-PS No．4，613，769公开了一晶体管振荡电路，其中，一电容并联在变压器的次级端子上，变压器与做为第一波整形装置的电容器并连正弦波共振于给定频率。第二波整形装置包括另一个电容，该电容并联于晶体管振荡器的收集极和发射机之间，并以给定频率的两倍和一电感串联共振。
本发明的目的是提供一谐振电路，以克服现有技术的上述和其他的缺点。
根据本发明的实施例，其目的是这样达到的，用于驱动包括气体放电管的包括一个电感性或电阻性负载的谐振型功率转换器，包括一晶体管形式的转换开关(Q)串接在直流电压源的负极和电感(L)的第一端之间，脉冲发生器电路的输出端与晶体管的控制极相连接，变压器的初级线圈连接在电感(L)的第二端和电源电压的正级之间，第一电容(C1)和二极管(D2)分别连接在晶体管(Q)电荷发射极和电荷接收极之间的第一和第二并行支路上，第二电容(C3)连接在电压电源的两端，因此经过二极管(D2)和电感(L)串联，
其特征在于，这样选择各部件的值，使得第二电容(C3)的值比第一电容(C1)的值大几倍，脉冲发生器适于在某些周期和间隔内接通或关断晶体管，使得：
在操作的第一阶段，晶体管(Q)接通，电流串行流过变压器(P)的主线圈，电感(L)和晶体管(Q)，
在操作的第二阶段，晶体管(Q)关断，电流继续串行流过变压器(P)的主线圈和电感(L)，从而对第一电容(C1)充电，第一电容(C1)和电感(L)作为和电源电压串联的谐振电路，
在操作的第三阶段，晶体管(Q)继续关断，第一电容(C1)放电时电流沿相反方向流过电感(L)和变压器的主线圈(P)，从而对第二电容(C3)充电；第二电容(C3)和电感(L)作为和电源电压并联的谐振电路，
在操作的第四阶段，第一电容(C1)放电之后，电流继续沿相反方向经二极管(D2)流过变压器的主线圈和电感，这样第二电容(3)被充电，并且在这个第四操作阶段晶体管(Q)又被接通，电流能够沿第一方向从电源电压和被充电的第二电容(C3)经过变压器的主线圈和电感以及晶体管，从而重新开始电路的第一操作阶段，并且其中负载(Rg)被连接在变压器(T)次级线圈(S1)的两端之间。
本发明的益处在于利用其频率转换器，变压器损耗，脉冲发生器电路的损耗，在谐振电感器中的能量损耗和在输入端上的桥式整流器的损耗等等均受到限制，总的损耗可以保持在50％或更少，这样相应于本发明的转换器的具体实施例中达到97％量级的效率。
参考附图，下面将对本发明进一步详细讨论。
图1是已经论述的现有技术中并联谐振器的基本电路；
图2是相应本发明并使用具有冷阴极气体放电管的具有串并联谐振的调制转换器的基本电路图
图3是图2中使用的具有热阴极气体放电管的一种不同的转换器的截面图；
图4a-c分别表示在该转换器的电感器端测量的在输出处于标准负载，输出为短路情况下不在同的传导状态和负载条件下的一个周期的电压曲线图；
图5是相应于本发明并应用于驱动热阴极气体放电管的该谐振型功率转换器的具体实施例；
图6是在图2电路中提供的该变压器的具体实施例的细节。
在图2中、第一谐振电容器C1并联在作为转换开关运行的晶体管2的电荷发射极和电荷收集极之间；该负载RG与电感器L串联，该电感器L分别与晶体管2和电容器C1相连接；第二谐振电容器C3并联于电压源的电极并通过二极管D2与电感器L相连接，该二极管D2还以并联支路的形式连接在晶体管2的电荷发射极和电荷收集极之间；进而变压器T的初级绕组P连接到电感器L，这样，变压器T、电感器L和电容器C1、C3构成对晶体管2以并联形式运行的RCL谐振器，并具有由电感电压U或电容器电压Uc1和Uc8以及电源电压U的相互关系所确定的品质因素。负载RG连接在如所述的与电感器L相串联的变压器T的第一次级绕组S1的端点之间，谐振器的尺寸可以根据视在功率的需要方便地这样来确定，即在该谐振器运行频率选定的情况下，该谐振器或谐振回路的尺寸可根据比所需要的视在功率大30％来确定。该晶体管Q被控制在确定的不受负载改变的频率处。
现在对相应于本发明的转换器的运行加以更详细的解释。当该晶体管Q由近似的方波脉冲所控制的晶体管导通时，电流通过电感L和变压器T，从而存在磁化。该电感器L由一线圈和一磁芯例如具有空气隙的铁氧体制成。当该晶体管Q终止导通时，电感器L的逆感应使由容器C1或C3充电。电容器C3的电容量无论如何是远大于电容器C1的电容量并以相反的极性也被充电。该变压器T现在用和通过晶体管Q所接收的极性相同的全部电流馈入，当电容器C1的电压达到极大值时，电流的方向翻转并且该电容器C1对电感器L和变压器T放电。从而，电流的方向再一次被翻转，电感器L把二极管D2和变压器T的能量泄放给电容器C3’。晶体管Q再次导通并且这一过程将被重复。
这一过程可由4个阶段描述。在阶段1中，晶体管Q导通，电流以IA方向通过变压器T流动。在阶段2中，晶体管终止导通，但事实上由于电感器L的工作如“储能电路”的作用一样，电流仍然按IA方向流动(图2)通过变压器T，而电容器C1在同一时刻由于电感器L的逆感应而放电。在阶段3中，来自电感器L的逆感应终止，并且电容器C1放电，该放电电流按IB方向(图2)通过变压器T向电容器C3流动，而电感器L被“填满”；在阶段4中，电感器L经由二极管D2、电容器C3及变压器T被“排空”，直到晶体管Q再次导通。
应注意到，晶体管Q可在该二极管D2导通并从而处于零电流电压状态的每一时刻被转换。来自电感器L的负的逆感应电压UL’也附加到电源电压U并提供给变压器T的初级绕组P，而电容器C3由U和UL’这两者放电。
来自次级绕组S1并送到负载RG的泄放能量在同一阶段并不如在初级绕组P中发生，从而只有谐振能量的一部分可以被利用。如果相应本发明的该转换器是使用在通常的气体放电灯中，这会在该电流和电压之间提供极好的关系。
如果该晶体管Q仅仅作为给变压器T注入能量的注入装置来运行的话，由于相位移，该二极管D2已经可以在瞬间释放该晶体管，使它再次转换到上述的阶段4，因此，相应于本发明的转换器获得了很高的效率。当二极管D2导通时如果该晶体管转换到该谐振的负相位中，那么该转换损耗被完全消除，而当晶体管Q被断开时，电压源由电容器C1提供，从而该晶体管Q仅仅用维持该电感器L的电感曲线特性所必须的电压运行。
如果该第一次级绕组S1被短路，那么该变压器T的阻抗降到零并在电感器L和变压器T之间引起相位移。然后全部能量都用于维持谐振。该转换器的能量损耗被减少到“零”。那就是说，该转换器在任何方面的电路短路都是安全的。
如果负载RG从该次级绕组S1中移去，那么，该变压器的阻抗会增加，频率会降低，以及由于该晶体管Q在不正常时间内被转换而导致电流损耗增加。为预防这种情况，在变压器中使用第二次级绕组S2并与整流器桥相连接，以便对该电压源的正极和负极分别恢复一部分能量。在这一方法中，该变压器T中总是有一确定的最小阻抗。该谐振器将在给定的频率范围内运行，并且能量经由如图2所示的整流器桥B1在电压电源和次级绕组S2之间循环。
依靠次级绕组S2校正电压量的作用，该自激振荡的损耗可减至最小，并且可设置一种检测器(未示出)对负载RG可能的故障发生警报，例如一种故障气体放电管，以便断开被连接到晶体管Q的控制电极的脉冲发生器电路，从而使晶体管Q终止对该谐振器的再注入。
如果在变压器T的次级一侧使用热阴极气体放电管作为负载的话，这如图3所示能简单地实现，由至少一个电容器C6通过在气体放电管中的电极K1、K2，连接次级绕组S1的两端。
如人们已知的，具有热阴极的气体放电管必须由电极的予热装置来启动，以便使管中的气体充分电离并使放电产生。这可在阴极K1、K2加热状态下，次级绕组S1和电容器C6匹配于变压器T的谐振频率来完成。这种匹配可由经验确定或由测量并附加到该阻抗中的阴极加热电阻来确定，如果电极K1、K2被充分加热，该阻抗就太低了，而来自次级绕组S1的大部分电流被用于加热阴极。仅当出现用于谐振的条件时，该电压增加的点燃该电极的电平。当电极K1、K2之间正建立起放电时，电容器C6就不再作为谐振电容器，但无论如何它提供了一定的灼热电压以保证该电极被加热，这是由于前者的阻抗同频率相比是太低了。只要降低电源电压能使光线暗淡这是又一个优点。
相应于本发明的该转换器也可以使用没有滤波的脉动直流电直接驱动具有如新欧洲规范的要求的COS中高达0．95的功率因数且不用相位补偿的气体放电管。如果频率为60KHZ，该电容量C1选定例如为0．005μF，电容器C3为0．22μF，但在100KHZ时，电容器C1被选定为0．003μF，电容器C3为0．15μF。此外，在电极之间阴极材料对传输波长的条件表示当前气体放电管的长度在30到35KHZ运行频率是最佳值。
相应本发明的转换器在实践中如何运行，参照图4a-c都可很容易理解。
图4a和4b说明电感器L两端测量的感应电压UL的特性曲线，图4a和4b所涉及的电压是UL的平均峰-峰值。图4a和4b中该电压的整个周期是脉冲t1，而晶体管在t2导通。在图4a中位于次级绕组S1的负载是标准的，该电压是低的(在这里为0．6UL)，而由于能量泄漏，t1是短的(在这里为0．15t1)。在图4b中次级绕组被短路，该电压增加(在这里达1．3UL)，同样，由于能量泄漏，t2同样是短的。
图4c表明在不同负载条件谐振电压的一个周期。F1表明该标准的正弦特性；曲线F2表明的是当变压器T挪用能量的情况；曲线F3是当次级绕组S1被短路的情况。在负的半周中，即在周期TD中的所有期间自激二极管导通。无论什么负载条件，晶体管Q在周期tQ1导通。如果能量通过变压器T泄漏，晶体管Q运行在周期tQ2，则该系统是处于自我控制的状态。如果次级绕组S1被短路，晶体管Q在周期TQ2中导通，能量没有更多地泄漏到变压器T，那么在负半周里，电感器L传输较大部分能量返回到电容器C3。
相应于本发明的谐振型功率转换器的具体实施例将参照图5加以描述，必须了解到，图2、3中所表示的是相应于本发明的更基本的实施例。
如图15所示，桥式整流器B2传送来自交流源的直流电压，该电压在电容器C2、C3中滤波，经由二极管D12，在实施例中表示的一脉冲发生器电路包括一具有由六个门A1-A6构成的反相输出的以斯米特触发器电路形式构成的双稳态多谐振荡器。脉冲发生器电路的电压由齐纳二极管Z整流并由电容器C4滤波。该实施例的该脉冲发生器电路通过电阻器R6、二极管D1及可变电阻Rv(R5)提供一非稳态的多谐振荡器电路，这样，通过电阻器Rv和R6和电器C5就可提供对所要求的基本频率和脉冲宽度的调谐。门A1的输出传送近似方波的脉冲并控制近似并联的A3-A6四个门的输入。相同门的各自的输出也以并联形式连接并送到用作开关的晶体管Q的控制极。如果使用普通的双极型晶体管，控制输入当然是该晶体管的基极，但如果使用MOS场效应晶体管，该控制电极当然是和栅极等同的。相应于本发明的转换器可以方便地由集成自激二极管来实现，那样，整流器二极管D2和在图2中的第2并联支路可以去掉。
当晶体管Q导通时，激磁电流被传送到电感器L和变压器T的初级绕组P，该谐振过程被启动。该谐振频率的精细调节可通过可变电阻Rv进行。
变压器T的次级绕组S1传送电压和电流给负载，这如结合图2更详细讨论过的那样。在图5中，在变压器T中进一步设置了第3绕组S3，如果后者是一气体放电管的话，它被用来增加负载的电离电压，以便在极低的温度下保证可靠点燃，如图所示，它的第1端与气体放电管的电极相连接，它的第2端接地。
如在图6中详细表示的，在实施例中的变压器T由E型芯变压器构成，它用于MHZ范围内的高频频率，该芯和绕组可以由例如具有介质薄膜的铁氧体片和喷涂在该膜上的绕组制成。但是用在例如频率在30-100KHZ的非通常应用范围内的E型芯变压器仍然提供非常密实的结构。进而如图5实施例中所示明的，该电感器L和变压器T的初级绕组P构成一整体。
连接于桥式整流器B1的次级绕组S2的尺寸是这样选定的，使通过桥B1中的整流二极管D7-D10所获得的直流电压低于C2和C3两端正常运行的电压，电阻器R10和R11对该电容器20构成一分压器，以便在脉冲发生器电路之前给出所要求的确定时间周期值，并通过二极管D5断开非稳态多谐振荡器。如果在A1的信号是低的，则门A3-A6的输出也低。借助电容器C20通过电阻器R7和R8确定断开时间间隔，在某一确定的时间之后，反相放大器A2的输入也变低并且它的输出变高，这样多谐振荡器再次被触发。但是，利用现有技术的用另一种方法来实现这一可靠的功能是可能的，在这里，所表明的该电路仅仅相应于本发明的转换器的一个示例性的实例，而并没有在任何方面限制本发明的范围。
相应于本发明转换器的基本点是，在图5实施例中的谐振电容器C1是作为并联电路的9个电容器C1Q-C1i(未示出)的体现，在该频率的半个周期期间，它仅作为谐振电容器。用于再充满谐振回路，即电感器上L的该谐振频率的第2个半周期是利用C1经电容器C3放电提供的，按照这种连接，在技术上这是熟悉的，即回扫振荡器(fly-back oscillators)由于在第1回扫能量中从谐振回路已经抽取了能量，这样，下一个半周期接收较低的能量值，从而该振荡器倾向于给出不对称的频率特性。为使变压器T作为一个对称的负载运行，从而图2中的谐振电容器C1在第2个半周期期间必须接收较多的电荷。这一作用由经由二极管D2与电感器L以串联形式相连接的，并且在与第1个半周期相等的电压电平上已经存有电荷的电容器C3来完成。借助于谐振电容器C3的校正计算和相配的电源电压U的作用，该变压器将在两个半周期中馈送相同的能量。即，在谐振器的每个半周期中提供了对称的能量。在变压器T中使用空气隙，使得该谐振器提供一种近似完美的正弦电压而没有直流分量加偏的变压器初级续组P。
由于电感器L的电感的校正选择值和变压器T的阻抗，以及对电容器C1和C3的校正电容值，再加上相配的电源电压U，它可能达到开关损耗完全被抵消的非常高的效率，而由于在该电感分量中电流和电压之间的相位移，该晶体管Q仅仅工作在该电路电流的极小部分，实际上该晶体管Q可以认为是电压开关，相对于谐振的正负周期它能调节谐振电路到零，从而该晶体管能消除该谐振器倾向衰减的趋势并维持给定的频率，而当晶体管Q没有导通时，电流主要由电感器L提供。在变压器T中也可以单个配合的空气隙来实现负载RG的特性，从而空气隙可以有效地用于控制电感L和电容C1的能量泄漏。变压器T的校正量和使用的空气隙可以使得当在晶体管Q所确定的频率范围内由S1的完全短路导致该谐振器的完全谐振。
最后必须提到，对于本技术领域的精通技术的人员明显是，该脉冲发生器也可以不用非稳态多谐振荡器，用另一种方法加以相应地实现，例如非稳态多谐振荡器可由数字频率合成器代替。当使用非稳态多谐振荡器时，该频率只能在10-15％的范围内得到控制，一数字频率综合器可以驱动相应于本发明的转换器使频率范围从AF域延伸到100MHZ甚至更宽的范围，而所产生的频率可以容易地加以控制超过倍频程或更多。该转换器也可以在HF和VHF中应用需要高的，稳定的和对称化的谐振电压的那些地方，再则，这也是显然的，即在该脉冲发生器电路中的所有元件，如肖特基触发器门A1-A6和晶体管Q也可以方便地集成在一芯片上。利用相应于本发明的谐振型功率转换器，其变压器损耗，脉冲发生器电路的损耗，在谐振电感器中的能量损耗和在输入端上的桥式整流器的损耗等等均受到限制，总的损耗可以保持在50％或更少，这样相应于本发明的转换器的具体实施例中达到97％量级的效率。

Claims (10)

1．用于驱动包括气体放电管的包括一个电感性或电阻性负载的谐振型功率转换器，包括一晶体管形式的转换开关(Q)串接在直流电压源的负极和电感(L)的第一端之间，脉冲发生器电路的输出端与晶体管的控制极相连接，变压器的初级线圈连接在电感(L)的第二端和电源电压的正级之间，第一电容(C1)和二极管(D2)分别连接在晶体管(Q)电荷发射极和电荷接收极之间的第一和第二并行支路上，第二电容(C3)连接在电压电源的两端，因此经过二极管(D2)和电感(L)串联，
其特征在于，这样选择各部件的值，使得第二电容(C3)的值比第一电容(C1)的值大几倍，脉冲发生器适于在某些周期和间隔内接通或关断晶体管，使得：
在操作的第一阶段，晶体管(Q)接通，电流串行流过变压器(P)的主线圈，电感(L)和晶体管(Q)，
在操作的第二阶段，晶体管(Q)关断，电流继续串行流过变压器(P)的主线圈和电感(L)，从而对第一电容(C1)充电，第一电容(C1)和电感(L)作为和电源电压串联的谐振电路，
在操作的第三阶段，晶体管(Q)继续关断，第一电容(C1)放电时电流沿相反方向流过电感(L)和变压器的主线圈(P)，从而对第二电容(C3)充电；第二电容(C3)和电感(L)作为和电源电压并联的谐振电路，
在操作的第四阶段，第一电容(C1)放电之后，电流继续沿相反方向经二极管(D2)流过变压器的主线圈和电感，这样第二电容(3)被充电，并且在这个第四操作阶段晶体管(Q)又被接通，电流能够沿第一方向从电源电压和被充电的第二电容(C3)经过变压器的主线圈和电感以及晶体管，从而重新开始电路的第一操作阶段，并且其中负载(Rg)被连接在变压器(T)次级线圈(S1)的两端之间。
2．根据权利要求1的谐振型功率转换器，其特征在于，晶体管(Q)是一具有一体化自激二极管的MOS场效应晶体管，从而在第2并联支路中的整流二极管(D2)被取消。
3．根据权利要求1的谐振型功率转换器，其特征在于，所述脉冲发生器电路包括一非稳定多谐振荡器。
4．根据权利要求1的谐振型功率转换器，其特征在于，所述脉冲发生电路包括一数字频率合成器。
5．根据权利要求1的谐振型功率转换器，其特征在于，该变压器(T)的第二次级绕组(S2)的阻抗被调谐为标准负载(RG)下该谐振器的品质因数。
6．根据权利要求5的谐振型功率转换器，其特征在于，如果负载(RG)的瞬时值小于标准负载，就用补偿负载来平衡该负载(RG)。
7．根据权利要求6的谐振型功率转换器，其特征在于，在变压器的第二次级绕组(S2)两端之间设置一个桥式整流器(B1)，用于平衡该负载(RG)，该桥式整流器(B1)被连接到电压源的电极之间，这样，变压器(T)的初级绕组(P)的阻抗就低于给定的最大值。
8．根据权利要求1的谐振型功率转换器，其特征在于，该电容器(C1)限制由电感器(L)在晶体管(Q)上产生的逆感应脉冲电压。
9．根据权利要求1的谐振型功率转换器，其特征在于，为驱动热阴极气体放电管，第1次级绕组(S1)的两端，经由该气体放电管的电极(K1，K2)连接于一电容器(C6)，该次级绕组(S1)和该电容与在电极(K1，K2)加热状态下的变压器(T)的谐振频率相匹配。
10．根据权利要求9的谐振型功率转换器，其特征在于，为驱动热阴极气体放电管，作为阴极(K1，K2)的电极还连接到该变压器(T)的第3次级绕组(S3)的一端。
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