KR100467875B1 - 펄스 전압 시퀀스 발생 방법 및 그 회로 장치 - Google Patents

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Abstract

유전적으로 방해받는 방전의 동작을 위한 펄스 전압 시퀀스 발생 회로 장치는 동조 회로 인덕턴스(TR2-A)와 제어 스위치(T1)로 형성되는 직렬 회로, 상기 스위치(T1)를 구동시키는 펄스 발생기(OS), 상기 스위치(T1)와 병렬로 연결되는 전기 밸브(D1), 상기 스위치(T1)와 병렬로 연결되는 동조 회로 캐패시턴스(C2), 유전적으로 방해받는 적어도 하나의 전극에 램프(La1)를 결합하기 위한 수단(TR2-B, a＂, b＂), 그리고 선택적으로 동조 회로 인덕턴스(TR2-A)와 스위치(T1)에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 연결되는 버퍼 및 피드백 캐패시터(C1)를 포함한다. 상기 램프 결합 수단은 2개의 접속부(a＂, b＂) 및 스위치(T1)의 제1 극과 대응하는 접속부(a＂) 사이에 연결되는 자동 변압기(TR2)의 2차 권선(TR2-B)를 포함하고, 상기 자동 변압기(TR2)의 1차 권선(TR2-A)은 동조 회로 인덕턴스로서 기능한다. 상기 제2 접속부(b＂)은 스위치(T1)의 제2 극에 연결된다. 동작중, 상기 스위치(T1)는 펄스 발생기(OS)의 구동 신호로 때가 이르면 선택적으로 개방 폐쇄되며, 그결과 휴지시간만큼 분리되는 전압 펄스의 시퀀스가 접속부(a＂, b＂)(도 4 참조)에 연결되는 램프(La1)의 유전적으로 방해받는 전극에서 발생된다.

Description

펄스 전압 시퀀스 발생 방법 및 그 회로 장치 {PROCESS FOR GENERATING VOLTAGE PULSE SEQUENCES AND CIRCUIT ASSEMBLY THEREFOR}
더욱 엄밀하게, 본 발명에 따른 회로 장치는 적어도 일극성의 전극이 WO94/23442에 개시된 바와 같은 단극 또는 단극 전압 펄스에 의해 유전적으로 방해받는 램프 또는 방사기를 동작시키는데 사용된다. 이런 동작 방법은 원리상 제한되지 않으며, 휴지시간(pause)만큼 서로 분리되는 전압 펄스의 시퀀스를 사용한다. 요구된 방사 생성의 효율성을 위해 중요한 인자는 펄스 형태 뿐만 아니라 펄스의 지속시간지속시간간이다. 전형적인 듀티 비율은 1:5 내지 1:10 사이의 범위이다. 고전압 펄스의 피크값은 개별 램프의 디자인, 예를 들어 전극의 수, 플래시오버 거리 그리고 유전체 특성 및 거리에 의존하며, 전형적으로 1㎸ 내지 5㎸ 사이에 있다. 또한 펄스 반복 주기는 램프의 기하학적 형태에 의존하고 25㎑ 내지 80㎑ 사이에 있다. 종래의 램프 동작 방법은 정현파 AC 전압을 사용한다. 종래 방전과 대조적으로, 보통 방전 램프에 대해 사용될 때, 유전적으로 방해받는 방전 램프는 방전 영역의 내부와 전극 사이 또는 일극성 전극들 사이 또는 다시 말해서 (양쪽에서 유전적으로 방해받는) 양극성의 전극과 같은 그 밖의 모든 전극들 사이에 배열되는 유전체를 가진다. 또한 이런 전극들은 유전적으로 방해받는 전극으로 불린다. 그러므로 유전적으로 방해받는 전극으로부터 방전 경로내의 이온화된 가스로의 전하 캐리어 전송은 도전 전류에 의해서라기보다 변위 전류(displacement current)에 의해 발생한다. 이것은 어떤 방전동안 전기 등가 회로의 용량 성분(capacitive component)을 초래한다. 결국, 상기 회로 장치는 램프내에 용량적으로 에너지를 주입하기에 적당해야 한다.
DE 195 48 003 A1은 특히 유전적으로 방해받는 방전의 동작을 위해 펄스-전압 시퀀스(pulsed-voltage sequence) 발생을 위한 전기 회로 장치, 개시한다. 이런 회로 장치는 입력 전압으로부터 공급되는 충전 회로를 가지고, 충전 캐패시터, 펄스 구동 회로에 연결되는 빠른 제어가능한 스위치를 가지는 방전 및 펄스 회로, 및 부하를 갖는 펄스 변압기, 뿐만 아니라 충전 회로의 입력과 병렬로 연결되는 피드백 전기 밸브와 버퍼 캐패시터를 갖는 피드백 회로를 가진다. 스위치가 스위칭-온되는 단계 동안, 충전 캐패시터에 저장된 전기 에너지는 펄스 변압기를 통해 부하로 항상 전송된다. 피드백 회로를 통해 부하와 펄스 변압기로부터 복귀하는 발진 에너지는 피드백 포인트로 공급되고, 버퍼 캐패시터에 의해 흡수된다. 그러므로, 역 발진 단계동안, 2차 권선의 전위는 입력 전압의 전위로 클램핑된다. 부가적으로, 또한 에너지 피드백은 이런 식으로 충전 캐패시터의 충전 단계동안 사용된다. 이런 방법의 단점은 펄스 변압기와 스위치 상에서의 높은 펄스 부하, 상대적으로 빈약한 효율, 뿐만 아니라 중요한 부품 복잡성에 있다. 게다가, 펄스 변압기의 특정한 설계는 회로동작에 대해 중대한 영향을 미친다. 더욱이, 펄스 변압기의 최적 디자인은 경험에 의해서만 결정될 수 있다.
본 발명은 유전적으로 방해받는 방전의 동작을 위한 펄스 전압 시퀀스를 발생시키기 위한 전기 회로 장치에 관한 것이다. 이것은 방전 램프의 동작을 위한 펄스 전압 시퀀스 발생 회로 장치에 관련한다. 또한 본 발명은 상기 회로 장치가 펄스 전압 시퀀스를 발생시키는 방법에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 원리를 설명하는 블록도.
도 2는 상대적으로 낮은 펄스 전압을 위해 비용효율적인 제1 실시예를 도시하는 도면.
도 3은 더 높은 펄스 전압을 위해 고전압 변압기를 가지는 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 4는 더 높은 펄스 전압을 위해 자동 변압기를 가지는 또다른 실시예를 도시하는 도면.
도 5는 도 4로부터의 회로의 시간 응답에 관련하여 측정된 값 곡선을 도시하는 도면.
도 6은 스위치로서 MOSFET를 사용하는 바람직한 실시예를 도시하는 도면.
본 발명의 목적은 특허청구의 범위 제1항의 특징부에 따른, 주로 단극(unipolar) 펄스 전압 시퀀스가 발생되고 낮은 회로 손실을 갖는 회로 장치를 제공하는 것이다. 부가적으로, 상기 장치는 지배적으로 용량성 방식으로 기능하는 부하에서 가능한한 평탄한 펄스 형태를 갖는 펄스 전압 시퀀스를 발생하는 것이 가능하도록 한다. 본 발명의 추가 특징은 가능한 적은 부품을 갖는 상대적으로 간단한 회로를 제공하는 것이다.
본 발명은 청구항 제 1항의 발명, 즉, 휴지시간들만큼 동작 중에 서로 분리되는 전압 펄스들을 제공하는 펄스-전압 소스; 및 가스 충진물로써 충진되어 폐쇄되어 있거나 가스 또는 가스 혼합물이 흐르면서 개방되어 있고, 전기적으로 비-전도성인 물질로 구성된 적어도 부분적으로 투명한 방전관과, 상기 펄스-전압 소스에 접속된 전극들로서, 적어도 일극에 있는 상기 전극들은 유전 물질에 의해 상기 방전관의 내부와 차단되는 전극들을 구비한 유전체 장벽 방전 램프(La1)을 포함하는 조명 시스템에 있어서, 상기 펄스-전압 소스는 상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)의 방전관 내에서 유전적으로 방해된 방전 동작을 위해 펄스-전압 시퀀스들을 생성하는 전기 회로 장치를 구비하고, 상기 펄스-전압소스는, 발진-회로 인덕턴스(L1; TR1-A; TR2-A), 상기 발진 회로 인덕턴스(L1; TR1-A; TR2-A)와 직렬로 접속된 제어 스위치(T1, T2), 상기 스위치(T1)를 구동시키는 펄스 생성기(OS), 상기 스위치(T)와 병렬로 연속적으로(back-to-back) 접속되고, 개별 구성요소에 의해 형성되거나 스위치로서 작용하는 MOSFET(T2)의 통합된 소스-드레인에 의해 형성되는 전류 밸브(D1), 상기 스위치(T1)와 병렬로 접속되고, 개별 구성요소에 의해 형성되거나, 스위치로서 작용하는 MOSFET(T2)의 경계-층 커패시턴스에 의해 및/또는 접속된 유전체 장벽 방전 램프(La1)의 고유 커패시턴스에 의해 부분적으로 형성되는 발진 회로 커패시턴스(C2)와, 상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)을 결합하는 수단(a, b; TR1-B, a', b'; TR2-B, a", b")을 포함하고, 상기 스위치(T1, T2)는 상기 펄스 생성기(OS)의 구동 신호에 의해 동작 중에 교번적으로 스위칭 온 및 스위칭 오프하고, 그 결과로서, 휴지시간들만큼 분리된 전압 펄스들의 시퀀스가 상기수단에 접속된 유전체 장벽 방전 램프(La1)의 전극들 사이에서 생성되는 조명 시스템에 의해 달성된다. 특히 유리한 진보는 종속항들에 포함된다.
본 발명의 다른 목적은 이미 언급된 펄스 전압 시퀀스 발생 방법을 상술하는것이다. 이런 목적은 방법 청구항의 특징부에 의해 달성된다.
본 발명의 기본적 개념은 도 1의 간략화된 블록도를 참조하여 다음의 본문에서 설명된다. 파워 서플라이(1)로부터 공급된, 유도성 에너지 저장기(3)는 제어가능한 스위치(2)의 스위칭- 온 단계동안 주기적으로 충전된다. 충전 단계 이후에, 다시 말해서 스위치(2)가 오프되자마자, 유도성 에너지 저장기(3)에 저장된 자기 에너지는 용량성 에너지 저장기(4)로 전송된다. 결국, 대략적인 정현파 발진의 제1 전압 반주기가 유도성 에너지 저장기(3)에서 발생되고, 유사한 반주기가 반대 위상으로 용량성 에너지 저장기(4)에서 발생된다. 이런 제1 전압 반주기는 유도성 에너지 저장기(3) 또는 용량성 에너지 저장기(4)중 하나에 연결되는 램프(5)를 위한 전압 펄스로서 사용된다. 이후에, 상기 에너지는 용량성 에너지 저장기(4)로부터 유도성 에너지 저장기(3)를 통해 유리하게 부가적 피드백 저장기(도시 안됨)를 포함하는 파워 서플라이(1)내로 피드백된다. 이 경우에, 용량성 에너지 저장기(4)상의 전압은 개방 전기 밸브(6)를 따라 강하되는 전압으로 클램핑된다. 결국, 이런 과정동안 유도성 에너지 저장소(3)상의 전압은 서플라이 전압과 동일하다. 이런 과정은 미리 결정될 수 있는 소정 시간마다 주기적으로 반복된다. 상기 시간 조정은 제어가능한 스위치(2)에 연결되는 센서 소자(7)를 통해 제어된다.
이런 식으로, 동일 위상의 반파-정현파 전압 펄스 시퀀스가 램프 전극에서 발생되고, 개별 전압 펄스는 휴지시간, 다시 말해서 전극에서의 전압이 상당히 일정하고 전압 펄스의 피크값보다 상당히 작은, 바람직하게 제로에 가깝게 되는 시간만큼 서로 분리된다.
본 발명의 사상은 제어가능한 스위치 및 특히 유도성 에너지 저장기로서 사용되고 다음의 본문에서 잠시동안 동조 회로 인덕턴스로서 참조되는 인덕턴스에 의해 형성된 직렬 회로에 의해 달성되는데, 상기 스위치는 그것과 병렬로 연결된 전기 밸브 및 용량성 에너지 저장기로서 사용되고 또한 다음의 본문에서 잠깐동안 동조 회로 캐패시턴스로서 참조되는 캐패시턴스를 가진다.
특히, 전압 펄스의 폭은 동조 회로 인덕턴스와 동조 회로 캐패시턴스의 특정값에 의해 영향받을 수 있다. 도입부에서 언급된 타입의 방사 소스의 동작을 위한 전형적인 값은 동조 회로 인덕턴스에 대해 500μH 내지 10mH 범위이고 동조 회로 캐패시턴스에 대해 100pF 내지 1㎌ 범위이다.
예를 들면, 캐패시터는 동조 회로 캐패시턴스 또는 유전적으로 방해받는 전극을 가지는 방전 장치의 실제 고유 캐패시턴스로서 사용될 수 있다. 스위치가 제어가능한 반도체 스위치, 예를 들어 바이폴라 트랜지스터, IGBT(집적된 게이트 바이폴라 트랜지스터) 또는 MOSFET(금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터)에 의해 제공되는 경우, 반도체 스위치의 공핍층 캐패시턴스가 동조 회로 캐패시턴스로서 사용될 수 있는데, 이후에 설명될 동조 회로 캐패시턴스는 스위치가 오프될때의 단계동안에만 회로 장치의 동작에 중요하기 때문이다. 사실상, 부가적 캐패시터는 이런 식으로 전압 위상의 폭에 영향을 미칠 수 있다는 장점을 제공한다. 그러므로 부가적 캐패시터의 전압은 요구된 펄스 폭에 의존하여 선택된다. 회로 장치의 입력 단자와 병렬로 연결되는 캐패시터가 피드백 저장기로서 사용될 수 있다. 또한 상기 피드백 저장기는 피드백될 수 있는 에너지 서플라이 소자가 될 수 있다. 후자의 경우에, 회로 장치의 입력에서 특정 피드백 저장기는 불필요하다.
가장 간단한 경우로, 방전 장치 또는 램프는 캐패시터 또는 제어가능한 반도체 스위치에 직접 결합된다. 이것을 수행하기 위해, 램프 서플라이 리드는 캐패시터 또는 반도체 스위치의 접속부에 연결된다. 이런 경우에, 반도체 스위치가 오프될때 반도체 스위치에 걸리는 최대 전압이 발생될 수 있는 최대 펄스 전압을 제한하기 때문에, 이런 간단한 방법은 특히 상대적으로 낮은 최대 펄스 전압(약 1500V이하의 펄스 전압)을 가지는 램프에 적당하다.
더 높은 최대 펄스 전압을 가지는 램프에 대한 바람직한 변형에서, 자동 변압기의 2차 권선은 램프 서플라이 리드중 하나에 연결된다. 이런 경우에, 유도성 에너지 저장기로서 사용되는 동조 회로 인덕턴스는 자동 변압기의 1차 권선에 의해 제공된다.
최종적으로, 추가 변형에서, 상기 램프는 고전압 변압기를 통해 결합된다. 고전압 변압기의 1차 권선은 유도성 에너지 저장기로서 기능한다. 이런 경우에, 램프 서플라이 리드는 2차 권선의 접속부에 연결된다. 마찬가지로 더 높은 최대 펄스 전압이 이런 변형으로 발생될 수 있다. 사실상, 이런 방법은 더욱 복잡하고, 따라서 이미 언급된 방법보다 더욱 비싸다. 자동 변압기 변형과 비교할때의 단점은 더 높은 손실과 덜 유리한 권수비이다. 예를 들면, 1차 권선상의 전압과 비교하여 램프 서플라이 리드상의 전압을 3배로 하기 위하여, 마찬가지로 3의 변성비가 요구된다. 대조적으로, 1차 및 2차 권선의 전기 회로 때문에, 그리고 이들이 동일한 경향으로 감기기 때문에 자동 변압기 변형에서는 2의 변성비면 충분하다.
본 발명에 따른 회로 장치는 특히 저전압에서의 동작, 예를 들어 자동차 등에 사용될 때 배터리 동작에 적당하다. 메인 전압에서의 동작을 위해, 상기 회로 장치는 그것의 상류에 연결된 전압 매칭 컨버터를 가지며, 또한 동시에 상기 컨버터에 의해 메인으로부터 유도되는 전류가 정현파가 되도록 하는 것이 가능해진다.
부가적으로, 이미 언급된 새로운 펄스 전압 소스와 방전 램프 또는 처음에 언급된 타입의 방전 방사기를 포함하는 방사 시스템에 대해 보호가 요구된다.
도 2는 상대적으로 낮은 최대 요구 펄스 전압을 갖는 램프에 대한 바람직한 회로 장치의 간략화된 도면이다. 이런 회로 장치에서, 램프가 반도체 스위치와 병렬로 연결되기 때문에, 발생될 수 있는 최대 펄스 전압은 예를 들어 스위치 오프될때의 반도체 스위치에 걸리는 최대 전압에 의해 제한된다.
상기 회로 장치는 DC 전압(+U0), 예를 들어 정류기 회로 또는 배터리의 출력 전압에 의해 공급되고 부가적으로 피드백 저장기로서 사용되는 버퍼 캐패시터(C1), 프리휠링 다이오드((D1)를 갖는 동조 회로 인덕턴스(L1)와 바이폴라 트랜지스터(T1)로부터 형성되고 버퍼 캐패시터(C1)의 네거티브 리드에 연결되는 직렬 회로, 및 트랜지스터(T1)와 병렬로 연결되는 동조 회로 캐패시터(C2)를 포함한다. 유전적으로 방해받는 전극들을 갖는 램프(La1)는 접속부(a,b)에 의해 동조 회로 캐패시터(C2)와 병렬로 연결된다. 상기 트랜지스터(T1)는 비대칭 구형파 발진기(OS), 예를 들어 공지되어 있는 펄스 발생기 IC에 의해 구동된다. 트랜지스터(T1)가 스위칭 온되는 동안, 선형적으로 상승하는 전류가 그것을 통해 그리고 동조 회로 인덕턴스(L1)를 통해 흐른다. 스위칭 온 시간(t1)의 끝에서, 상기 전류는 피크값(IS)에 도달한다. 이때, 동조 회로 인덕턴스에 저장되는 자기 에너지는 다음과 같다.
(1)
시간 t=t1에서, 상기 트랜지스터(T1)는 스위칭 오프되고, 이제 다음과 같은 주기를 가지는 자유 정현파 발진이 발생한다.
(2)
상기 과정에서, 자기 에너지(Wm)는 다음과 같은 식(3)에 따르는 에너지(Wm)로부터 얻어지는 전압(Uc2)까지 동조 회로 캐패시터(C2)를 충전시킨다.
다시말해서,(4)
직렬 동조 회로(C1, L1, C2)에 대한 이런 평가에서, 통상적으로 수 ㎌인 버퍼 캐패시터(C1)의 캐패시턴스는 수 100pF인 동조 회로 캐패시터(C2)의 캐패시턴스와 비교하여 무시할 수 있게 된다.
동조 회로 캐패시터(C2)에서 진폭(Uc2)을 가지는 정현파 발진의 양의 반주기는 트랜지스터(T1)와 병렬이며, 연속적으로 연결된 다이오드(D1)를 역방향으로 바이어싱한다. 상기 음의 반주기는 다이오드(D1)에 의해 클램핑되며, 동조 회로 인덕턴스(L1)는 다시 피드백 캐패시터(C1)로 에너지를 공급한다. 이런 식으로, 대략적인 반파 정현파 펄스 전압(U1)이 발생되는데, 서플라이 전압(U0)보다 훨씬 더 높은 진폭을 가진다. 이런 경우에, 상기 전압 펄스의 폭은 다음과 같다.
(5)
도 3은 도 2의 변형예를 도시하며, 이는 또한 더 높은 최대 펄스 전압을 갖는 램프에 적당하다. 같은 소자들은 동일한 참조 기호가 주어진다. 이 경우에, 도 2의 동조 회로 인덕턴스(L1)는 변압기(TR1)에 의해 대체된다. 상기 램프(La1)는 접속부(a＇, b＇)에 의해 변압기(TR1)의 2차 권선(TR1-B)에 연결된다. 결국, 스위칭 오프되는 반도체 스위치(T1)에 걸친 최대 전압을 상당히 초과하는 최대 펄스 전압을 가지는 램프에서도 동작가능하게 된다.
도 2의 회로에서와 같이, 상기 트랜지스터(T1)는 비대칭 구형파 발진기(OS)에 의해 구동된다. 상기 트랜지스터(T1)가 스위칭 온될 때, 선형적으로 상승하는 전류가 인덕턴스(Lp)를 갖는 변압기(TR1)의 1차 권선(TR1-A)을 통해 그리고 트랜지스터(T1)를 통해 흐른다. 스위칭 온 시간(t1)의 끝에서, 상기 전류는 피크값(Is)에 도달한다. 동시에, 1차 인덕턴스(Lp)에 저장된 에너지는 다음과 같다.
(6)
시간(t=t1)에서, 상기 트랜지스터(T1)는 스위칭 오프되고, 이것은 다음과 같은 주기를 갖는 자유 정현파 발진에 의해 수반된다.
(7)
동일한 시간에, 상기 자기 에너지(Wm)는 다음과 같은 에너지(Wm)(8)에 대응하는 전압(Uc2)까지 동조 회로 캐패시터(C2)를 충전시킨다.
다시말해서,(9)
그러므로, 상기 변압기(TR1)의 1차 권선(TR1-A)상의 전압은 다음과 같다.
(10)
상기 전압(ULP)은 변압기(TR1)의 1차 권선(TR1-B)상의 다음과 같은 변성비:
에 따라 변압되고, 결국 거기에 연결된 램프(La1)에 인가된다. 다음과 같은 식(12)에서, Ws는 2차 권선상의 권수이고 Wp는 1차 권선상의 권수이다. 변압기(TR1)의 2차 권선(TR1-B)상의 전압(ULS)은 다음과 같다.
(12)
진폭(Uc2)을 갖는 동조 회로 캐패시터(C2)에서의 정현파 발진의 양의 반주기는 트랜지스터(T1)와 병렬로 되며, 그러므로 연속해서(back-to-back) 연결된 다이오드(D1)를 스위칭 오프시킨다. 대조적으로, 음의 반주기는 다이오드(D1)에 의해 클램핑되고, 에너지는 변압기(TR1)의 1차 인덕턴스(Lp)를 통해 피드백 캐패시터(C1)에 다시 공급된다.
상기 피드백 과정동안, 1차 인덕턴스(Lp)상의 전압은(13)이며, 이는 2차 권선(TR-B)상의 변압기(TR1)의 변성비()에 따라 변압된다.
결국, 펄스 휴지시간 동안, 다시 말해서 펄스 사이의 시간동안, 램프(La1)에 오프셋 전압이 걸린다. 램프 동작에 대한 어떤 불리한 효과를 방지하기 위하여, 상기 회로는 오프셋 전압이 상기 펄스 전압보다 훨씬 작게 되도록 설계된다.
도 4는 도 3에 따른 회로의 바람직한 변형예를 개략적으로 도시하는데, 마찬가지로 더 높은 최대 펄스 전압을 갖는 램프에 적당하다.
이런 변형예에서, 상기 변압기(TR1)는 유도성 에너지 저장기로서 사용되는 1차 권선(TR2-A), 및 동조 회로 캐패시터(C2)와 램프(La1)의 대응하는 접속부(a＂)에 연결되는 2차 권선(TR2-B)을 가지는 자동 변압기(TR2)에 의해 대체된다. 결국, 램프(La1)는 2차 권선(TR2-B)과 동조 회로 캐패시터(C2)에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속부(a＂, b＂)에 연결된다. 이런 방법의 한가지 장점은 도 3의 방법이상으로 효율적인 권수비가 얻어진다는 것이다. 예를 들면, 1차 권선(TR2-A)상의 전압과 비교하여 램프 서플라이 리드로부터의 전압을 3배로하기 위해선, 1차(TR2-A) 및 2차(TR2-B) 권선의 전기 회로 때문에, 그리고 이들이 동일한 방식으로 감겨진다는 사실 때문에 자동 변압기 변형(TR2)에 대해 단지 2의 변성비면 충분하다. 대조적으로, 도 3의 방법에서는 이런 방법을 위해 3의 변성비가 요구된다. 이와는 별개로, 도 4의 변형예의 다른 기능은 이미 도 3과 관련한 설명에 개시되어진 기능과 대응한다. 도 3에 따른 방법을 능가하는 추가 장점은 낮은 기생 인덕턴스 및 더 낮은 손실 뿐만 아니라 더 낮은 캐패시턴스이다. 더 낮은 권선 캐패시턴스 때문에, 더 가파른 펄스 측면을 갖는 전압 펄스가 가능한데, 이는 펄스 방식으로 동작되고 유전적으로 방해받는 방전과 관련한 방사기의 효율적 동작에 유리하다.
도 5는 1차 권선(TR2-A)을 통과하는 전류와 램프(La1; CH3)상의 전압의 트랜지스터(T1; CH1)를 위한 구동 신호에 대한 측정 곡선을 도시한다. 시간 t(하나의 단위는 2㎲에 대응한다)는 x축상에 표시되며, 개별 신호 세기가 절대 단위로 y축상에 표시된다. 도 5로부터 알 수 있는 바와 같이, 2개 전압 펄스 사이의 휴지시간은 제어 신호의 주기(T)의 길이에 의해 영향을 받을 수 있다. 다른 한편, 전압 펄스의 하강 측면이 컷오프되기 때문에 트랜지스터(T1)의 스위칭 오프 시간(t2)의 지속이 전압 펄스의 지속(t1)보다 더 길어야한다는 요구를 도 5로부터 알 수 있다. 또다른한편, 스위칭 오프 시간(t2)은, 그렇지 않으면, 간섭 발진이 발생하기 때문에 동조 회로 인덕턴스(L1)를 통과하는 전류의 제로 교차점 이전에 끝나야 한다. 개별 전압 펄스 사이의 휴지시간 지속은 트랜지스터(T1)의 스위칭 온 시간(t1)의 지속에 의해 영향을 받을 수 있다. 또한 상기 파라미터 스위칭 온 시간(t1)과 스위칭 오프 시간(t2)은 연결된 방사 소스를 조광(diming)하기 위해 사용될 수 있다.
도 6은 도 4에서의 자동 변압기 회로의 변형예를 개략적으로 도시한다. 동조 회로 캐패시터는 이런 경우에 램프(La1)의 고유 캐패시턴스(도시 안됨) 또는 자동 변압기에 의해 변압된 램프 캐패시턴스, 및 부가적으로 MOSFET(T2)의 공핍층 캐패시턴스(도시 안됨)에 의해 형성된다. 예를 들어 도 4에서와 같은 개별 캐패시터 형태의 보조 동조 회로 캐패시턴스는 여기에서 제거된다. 부가적으로, 개별 프리휠링 다이오드는 그것의 기능이 MOSFET(T2)의 고유 다이오드(도시 안됨)에 의해 수행되기 때문에 제거된다. 나머지 회로와 동작 방법의 원리는 도 4의 이것과 대응한다. 상기 램프(La1)는 결국 접속부(a″, b″)에 의해 2차 권선(TR2-B)과 MOSFET(T2)에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 연결된다. 그러므로 이런 회로 변형예는 바람직하게 작은 수의 부품으로 된다.

Claims (17)

  1. 휴지시간들만큼 동작 중에 서로 분리되는 전압 펄스들을 제공하는 펄스-전압 소스; 및
    가스 충진물로써 충진되어 폐쇄되어 있거나 가스 또는 가스 혼합물이 흐르면서 개방되어 있고, 전기적으로 비-전도성인 물질로 구성된 적어도 부분적으로 투명한 방전관과,
    상기 펄스-전압 소스에 접속된 전극들로서, 적어도 일극에 있는 상기 전극들은 유전 물질에 의해 상기 방전관의 내부와 차단되는 전극들을 구비한 유전체 장벽 방전 램프(La1)을 포함하는 조명 시스템으로서,
    상기 펄스-전압 소스는 상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)의 방전관 내에서 유전적으로 방해된 방전 동작을 위해 펄스-전압 시퀀스들을 생성하는 전기 회로 장치를 구비하고, 상기 전기 회로 장치는,
    발진-회로 인덕턴스(L1; TR1-A; TR2-A),
    상기 발진 회로 인덕턴스(L1; TR1-A; TR2-A)와 직렬로 접속된 제어 스위치(T1, T2),
    상기 스위치(T1)를 구동시키는 펄스 생성기(OS),
    상기 스위치(T1)와 병렬로 연속적으로(back-to-back) 접속되고, 개별 구성요소에 의해 형성되거나 스위치로서 작용하는 MOSFET(T2)의 통합된 소스-드레인에 의해 형성되는 전류 밸브(D1),
    상기 스위치(T1)와 병렬로 접속되고, 개별 구성요소에 의해 형성되거나, 스위치로서 작용하는 MOSFET(T2)의 경계-층 커패시턴스에 의해 및/또는 접속된 유전체 장벽 방전 램프(La1)의 고유 커패시턴스에 의해 부분적으로 형성되는 발진 회로 커패시턴스(C2)와,
    상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)을 결합하는 수단(a, b; TR1-B, a', b'; TR2-B, a", b")을 포함하고,
    상기 스위치(T1, T2)는 상기 펄스 생성기(OS)의 구동 신호에 의해 동작 중에 교번적으로 스위칭 온 및 스위칭 오프하고, 그 결과로서, 휴지시간들만큼 분리된 전압 펄스들의 시퀀스가 상기 결합 수단에 접속된 유전체 장벽 방전 램프(La1)의 전극들 사이에서 생성되는 조명 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 발진 회로 커패시턴스의 값은 100pF와 1㎌ 사이의 범위에 있는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 발진 회로 인덕턴스의 값은 500μH와 10mH 사이의 범위에 있는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 제어된 스위치는 트랜지스터(T1; T2)인 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 트랜지스터는 MOSFET(금속 산화물 반도체 전계효과 트랜지스터)(T2)인 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 전류 밸브는 다이오드(D1)인 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  7. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)를 결합하는 수단은 상기 스위치(T1)의 일극에 각각 접속된 2개의 접속부들(a, b)을 포함하는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)를 결합하는 수단은 2차 권선(TR2-B)이 상기 스위치(T1; T2)의 제 1극과 상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)에 대한 상응하는 접속부들(a"; a"') 사이에 접속되고, 1차 권선(TR2-A)이 상기 발진 회로 인덕턴스로서 작용하는 자동 변압기(TR2)를 부가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  9. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 유전체 장벽 방전 램프(La1)를 결합하는 수단은 2차 권선(TR1-B)의 일극에 각각 접속되는 2개의 접속부들(a', b') 뿐만 아니라 변압기(TR1)의 2차 권선(TR1-B)을 포함하고, 상기 변압기(TR1)의 1차 권선(TR1-A)은 상기 발진 회로 인덕턴스로서 작용하는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  10. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 발진 회로 인덕턴스(L1; TR1-A; TR1-B) 및 상기 스위치(T1)에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 버퍼 및 피드백 커패시터(C1)가 또한 접속되는 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 버퍼 및 피드백 커패시터(C1)의 커패시턴스는 상기 발진 회로 커패시턴스(C2)보다 큰 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
  12. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 펄스 발생기는 구형파 생성기 IC(집적 회로)인 것을 특징으로 하는 조명 시스템.
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