JPH10149888A

JPH10149888A - 照明用点灯装置及びその制御方法

Info

Publication number: JPH10149888A
Application number: JP9154745A
Authority: JP
Inventors: Hideki Miyazaki; 英樹宮崎; Hiroyuki Shoji; 浩幸庄司; Yuichi Minamimura; 雄一南村
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1996-09-17
Filing date: 1997-06-12
Publication date: 1998-06-02
Anticipated expiration: 2017-06-12
Also published as: JP3758305B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高周波駆動の安定回路においては、動作遅延に
よる駆動周波数のばらつきが大きかった。本発明の課題
は、共振電流に同期した安定な動作を保証することであ
る。【解決手段】上記課題の解決は、逆電流を阻止しない機
能を有するパワー半導体素子のスイッチングに応じて、
放電管と誘導性、及び容量性素子を備えた共振手段に交
流電圧を供給する照明用点灯装置において、前記パワー
半導体素子に流れる正逆電流を積分する積分手段と、前
記パワースイッチング素子のオフ期間に応じて前記積分
値を減少させる放電手段と、前記積分値に応じて前記パ
ワー半導体素子をオン，オフさせる駆動手段を備えるこ
とで達成できる。【効果】本発明によれば、照明用点灯装置において高周
波の負荷電流に同期した安定な共振動作を保証すること
が出来る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は放電管の点灯回路に
おける駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、放電管（例えば、蛍光灯）では、
インバータを用いた点灯回路により直流電圧を高周波交
流電圧に変換して、この高周波交流電圧を放電管を含む
共振負荷回路に印加する方式が増えている。共振負荷回
路には共振周波数を設定する共振インダクタ及び共振コ
ンデンサが含まれている。こうした点灯回路は、直流電
源の正負極間にハーフブリッジ構造に接続された２つの
パワー半導体スイッチング素子からなるインバータ回路
で、上記の高周波交流電圧を共振負荷回路の両端に印加
する。共振手段を流れる電流はインバータの動作周波数
を変えることによって制御する。ここで、２つのパワー
半導体素子を交互にオン，オフさせるスイッチング周波
数をｆ、上記共振インダクタとコンデンサで決まる共振
周波数をｆｏとすれば、ｆｏに対してｆが一定でなけれ
ばランプ電流が変化し、放電管の発光が不安定になる。
スイッチング素子の駆動周波数を安定化させる第一の従
来例として、特開平8−37092号に開示されるような駆動
装置がある。この駆動装置は、１）所望する周波数の方
形波を発生するタイマ回路、２）インバータの２つのパ
ワー半導体スイッチング素子をタイマ回路からの駆動信
号に応じて各々駆動するハイサイド，ローサイドの駆動
回路、３）２つのパワー半導体スイッチング素子が同時
導通を防止するハイサイドのデッドタイムディレイ回
路、ローサイドのデッドタイムディレイ回路、及び４）
ローサイドのコモン電位を基準とする信号をハイサイド
のコモン電位を基準とする信号に変換しタイマ回路から
の駆動信号をハイサイド側に伝達するためのレベルシフ
ト回路を備えることが特徴であり、これらの回路を１つ
の集積回路に内蔵する。上記従来例では、スイッチング
素子をタイマ回路の周波数に応じて駆動し、この周波数
は基本的にランプの共振電流とは非同期である。また、
ランプを流れる共振電流に同期したスイッチングを行う
第二の従来例として、特開平8−9655 号に開示されるよ
うな制御回路がある。この制御回路は、パワー半導体ス
イッチング素子が具備する環流ダイオード（逆電流を阻
止しない機能を果たす）の両端電圧を検知してパワー半
導体スイッチング素子をオンさせ、パワー半導体スイッ
チング素子の電流を積分器によって積分し、この値が基
準値よりも高い場合に素子をオフさせる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記第一の従来例で
は、タイマ回路，レベルシフト回路，デッドタイムディ
レイ回路はそれぞれ、素子特性のばらつき或いは温度上
昇により発振周波数のずれや動作遅延が予想される。特
に、近年報告された無電極ランプでは、周波数を数ＭＨ
ｚまで高くして高周波交流電流により高周波磁界を発生
させ、この磁界でランプ管内のプラズマを維持させる方
法で放電管の発光を制御しており、こうした数ＭＨｚの
共振型インバータになると発振周波数のずれや動作遅延
が無視できない。すなわち０.１μｓの遅延時間がある
場合を仮定すると、この動作遅延は通常の５０ｋＨｚの
駆動周波数を用いる安定器に対しては１波長の０.５％
にすぎないが、２Ｍｈｚの無電極ランプに対しては１波
長の２０％にも達する。このように、数ＭＨｚの高周波
共振型インバータを従来の方法で制御すると、動作遅延
による駆動周波数のばらつきが相当大きくなるという問
題がある。

【０００４】点灯装置の場合、インバータのスイッチン
グ周波数ｆと共振インダクタと共振コンデンサで決まる
共振周波数ｆｏの間には図２に示すような関係があり、
共振点での動作（ｆ＝ｆｏ）を境にしてｆ＞ｆｏを遅れ
位相、ｆ＜ｆｏを進み位相と呼ぶ。遅れ位相であって
も、進み位相であっても共振回路の電流ＩＬは共振点で
の値に比べて減少する。そこで、インバータは共振点付
近で動作させたいが、進み位相になるとインバータを貫
通する電流が流れる問題が起きる。

【０００５】インバータのパワー半導体スイッチング素
子をＱ１，Ｑ２、それぞれが内蔵する環流ダイオードを
ＱＤ１，ＱＤ２とし、Ｑ１とＱ２の接続位置から取り出
す出力電圧をＶｏとすれば、進み位相とはＶｏの波形に
対して共振電流ＩＬの波形が位相ψだけ進んでいる状態
である。進み位相の場合、１サイクルの動作としてＱ１
のオン期間に共振電流ＩＬが正から負に切り替わり、電
流はＱＤ１を流れる。次に制御回路がＱ１をオフさせ逆
にＱ２をオンさせると、その以前に順方向電流を流して
いたＱＤ１には急に逆電圧が印加される。この結果、Ｑ
Ｄ１内部に蓄積された電子と正孔（以後、残留キャリア
と呼ぶ）が排出され、ＱＤ１にはカソードからアノード
の向きに逆電流（以後、逆回復電流と呼ぶ）が流れる。
この電流はＱ２を通って流れ、インバータにとっては貫
通電流となる。残留キャリアが排出される時間はダイオ
ードの逆回復時間として素子の仕様に記載されており、
高速ダイオードと呼ばれる逆回復時間の短い素子でも
０.０５〜０.１μｓである。数ＭＨｚの共振型インバー
タを共振点付近で動作させる場合、スイッチング周波数
のばらつきによって進み位相が生じる可能性が高く、周
波数も高いため貫通電流による損失は点灯装置の熱的な
動作限界を決める要因となる。

【０００６】上記第二の従来例では、パワースイッチン
グ素子に並列に設けられたダイオードの電圧を検知して
スイッチング素子を駆動することから、遅れ位相での動
作が保証される。後述するように、放電管の起動時には
点灯時に比べて大きな電流を必要とするが、放電管を流
れる共振電流が増えると、前述の積分値が基準値に達す
るまでの時間が早くなり、この結果としてスイッチング
素子の駆動周波数が高くなる。一方、図２に示すように
遅れ位相ではスイッチング素子の駆動周波数を高くする
ほど、共振電流は減少する特性を持つ。このため、起動
時の大きな電流が得られないという問題がある。

【０００７】本発明の目的は、数ＭＨｚの動作周波数も
考慮した放電管の点灯変換装置において、共振電流に同
期した安定でかつ進み位相を防止した動作を保証し、更
に放電管を起動から点灯まで制御可能な点灯装置を提供
することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題の解決は、逆電
流を阻止しない機能を有するパワー半導体素子のスイッ
チングに応じて、放電管と誘導性、及び容量性素子を備
えた共振手段に交流電圧を供給する照明用点灯装置にお
いて、前記パワー半導体素子に流れる正逆電流を積分す
る積分手段と、前記パワースイッチング素子のオフ期間
に応じて前記積分値を減少させる放電手段と、前記積分
値に応じて前記パワー半導体素子をオン，オフさせる駆
動手段を備えることで達成される。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明の実施例を図面を用いて説
明する。図１は本発明の第１の実施例を示す回路図であ
る。図１においてハーフブリッジ構成に接続されたＱ
１，Ｑ２はパワ−MOSFETであり、電流を入力するドレイ
ン端子、電流を出力するソース端子、及び制御電圧を印
加或いは除去されるゲート端子を備え、ゲ−ト端子に制
御電圧を印加或いは除去されることによりドレイン，ソ
ース間に流れる電流を通流、或いは遮断する。MOSFETは
ソース端子からドレイン端子に向かう方向にダイオード
を内蔵しており、以後Ｑ１が内蔵するダイオードをＱＤ
１，Ｑ２が内蔵するダイオードをＱＤ２とする。

【００１０】Ｑ１のドレイン端子は主電源１７の正極と
接続し、Ｑ１のソース端子とＱ２のドレイン端子間には
コンデンサＣ１を接続し、Ｃ１とＱ２の接続箇所をイン
バータの出力端子Ｏとする。コンデンサＣ１には並列に
放電手段１３を接続する。放電手段の具体的な構成は後
述するように抵抗、或いは制御信号に応じて内部抵抗が
変化するMOSFETなどがあげられる。また、Ｑ２のソース
端子と電源１７の負極の間にはコンデンサＣ２を接続
し、Ｃ２と電源１７の負極の接続箇所をＮと呼ぶ。Ｃ１
と同様にコンデンサＣ２にも並列に、放電手段１４を接
続する。出力ＯとＮの間には共振用インダクタＬｒ，共
振用コンデンサＣｒを直列に接続し、Ｃｒには並列に負
荷として放電管（或いは蛍光ランプ）１８を備える。Ｌ
ｒ，Ｃｒ及び放電管２１を備えた共振回路は図１に図示
した構成に限定するものではなく、例えば放電管１８が
Ｌｒに並列な構成でも良い。コンデンサＣ１及びＣ２の
容量は、共振用コンデンサＣｒに比べて数十倍以上に大
きければ、Ｃ１，Ｃ２をＣｒに合成した値は、ほぼＣｒ
に等しくなるため、共振電流に与える影響はほとんどな
い。

【００１１】次に、ハイサイド側の駆動回路１１を説明
する。１１の電源は出力端子Ｏを基準とする電源１５で
あり、電源１５の正電極と負電極の間には素子１と２か
らなるＣＭＯＳインバータを供え、その出力をＱ１のゲ
ートに接続する。ＣＭＯＳインバータは素子１がオンす
ると（この時２はオフ）Ｑ１のゲート端子に電圧を印加
させる電流を流し、素子２がオンすると（この時１はオ
フ）Ｑ１のゲート端子に充電された電荷を放電させる電
流を流す。１と２からなるＣＭＯＳインバータの制御端
子にはＮＡＮＤ回路５から信号を与える。コンデンサＣ
１の電圧は、比較器６によって出力端子Ｏを基準とする
基準電圧Ｖref1と比較され、比較器６の出力をＮＡＮＤ
回路５に入力する。比較器６には正の電源を１５から供
給する。また、電源１５の両端子間には、抵抗Ｒ１とス
イッチＳ１を直列接続した起動停止手段を備え、Ｒ１と
Ｓ１の接続箇所からＮＡＮＤ回路５の入力に接続する。
図１ではＳ１をオフにすれば起動であり、Ｓ１をオンに
すれば停止にあたる。

【００１２】次にローサイド側の駆動回路１２を説明す
る。駆動回路１２は、ハイサイド側の駆動回路１１と同
様な構成であり、１２の電源は端子Ｎを基準とする電源
１６であり、電源１６の正電極と負電極の間には素子３
と４からなるＣＭＯＳインバータを供え、その出力をＱ
２のゲートに接続する。３と４からなるＣＭＯＳインバ
ータの制御端子にはＮＡＮＤ回路７から信号を与える。
コンデンサＣ２の電圧は、比較器８によってＮ点を基準
とする基準電圧Ｖref2比較され、比較器８の出力をＮＡ
ＮＤ回路７に入力する。尚、ハイサイドの基準電圧Ｖre
f1ローサイドの基準電圧Ｖref2は、等しい電圧値が望ま
しい。電源１６の両端子間には、抵抗Ｒ２とスイッチＳ
２を直列接続した起動停止手段を備え、Ｒ２とＳ２の接
続箇所からＮＡＮＤ回路７の入力に接続する。Ｓ１と同
様にＳ２をオフにすれば起動であり、Ｓ２をオンにすれ
ば停止にあたる。

【００１３】次に、この照明用点灯装置の動作を図３と
図４を用いて説明する。図３は図１の実施例における各
部の波形を表す。放電管１８は、MOSFETＱ１，Ｑ２とＬ
ｒ，Ｃｒを用いた電流共振回路によって高周波の電流が
供給される。共振回路の電流ＩＬを図１でＯ点から流れ
出る方向を正として定義すると、電流ＩＬの１周期の間
にはＱ１，Ｑ２、及びＱＤ１，ＱＤ２に関わる動作モー
ドが４つあり、これらの期間を図３にｔ１からｔ４とし
て示す。また、各動作モードにおける点灯装置の動作を
図４に示す。以後、図３と図４を用いて各動作モードを
説明する。

【００１４】モード１（ｔ１期間）図４（ａ）でＱ１が
オンするとＯ−Ｎ間に主電源１７の電圧が印加されＱ
１，Ｃ１，Ｌｒ，Ｃｒの経路で電流ＩＬが流れる。電流
ＩＬはＣｒを充電すると共に、一部が放電管１８に分流
して流れる。また、ＩＬによってコンデンサＣ１は充電
されるが、以後、Ｃ１の電圧をＶc1と表す。Ｖc1は比較
器６によって基準電圧Ｖref1と比較される。Ｖc1がＶre
f1に達すると、比較器６の出力はHighからLow に変化す
る。この出力をＮＡＮＤ回路５で受けて、CMOSインバー
タの素子２がオンしてＱ１のゲート電圧を放電し、Ｑ１
はオフする。尚、図３でＶc1がＶref1に達した後、素子
２によってＱ１がオフするまでの遅延時間をｔdoffとす
る。

【００１５】電流ＩＬは図３に示すように、ＬｒとＣｒ
によって正弦波状の波形になるが、Ｖc1の充電電圧を検
知してＱ１をオフする本方式では、Ｖc1が充電中、即ち
電流ＩＬの極性が正の期間中にＱ１がオフすることが特
徴である。

【００１６】ここまでの動作がモード１であり、コンデ
ンサＣ２はモード１の期間中、放電手段１４によって放
電されている。Ｃ２の電圧を以後Ｖc2と表すと、Ｖc2は
図２に示すようにモード１期間中に徐々に減少する。

【００１７】モード２（ｔ２期間）Ｑ１がオフした時点
では電流ＩＬは正の極性で値を有しており、この電流は
図４（ｂ）でＬｒ，Ｃｒ，Ｃ２，ＱＤ２の経路で流れ続
ける。尚、電流ＩＬの一部は放電管１８に分流して流れ
る。

【００１８】電流ＩＬはＣ２を逆充電するように作用
し、Ｖc2はモード１終了時刻より更に減少する。Ｖc2が
Ｖref2の値以下になると、比較器８の出力はLow からHi
ghに変化し、この出力をＮＡＮＤ回路７で受けて、ＣＭ
ＯＳインバータの素子３がオンしてＱ２のゲート電圧を
充電する。但し、図３でＶc2がＶref2に達した後、素子
３によってＱ１がオンするまでの遅延時間をｔdon とす
る。また、モード２期間中の電流極性はＱ２にとって逆
方向であり、図３に示すようにゲート電圧が充電されて
も電流の極性が変わらない限り、電流はＱＤ２を流れ続
ける。電流ＩＬの極性が負に変化するまでの期間がモー
ド２であり、この期間中、Ｃ２の逆充電は続きＶc2は減
少する。

【００１９】コンデンサＣ１はモード２の期間中、放電
手段１３によって放電されており、Ｖc1はモード２期間
中に徐々に減少する。

【００２０】モード３（ｔ３期間）電流ＩＬの極性が正
から負に変わると、モード２でゲート電圧が充電された
Ｑ２にＩＬが流れる。即ち、ＩＬは図４（ｃ）のよう
に、Ｃｒの放電電流としてＱ２，Ｃ２，Ｃｒ，Ｌｒの経
路で流れ、Ｃ２はＩＬによって充電される。Ｖc2は比較
器８によってＶref2と比較される。ＩＬによってＶc2が
増加しＶref2に達すると、比較器８の出力はHighからLo
w に変化し、この出力をＮＡＮＤ回路７で受けて、ＣＭ
ＯＳインバータの素子４がオンしてＱ２のゲート電圧を
放電し、ｔdoffの遅延時間の後、Ｑ２はオフする。モー
ド３においてもモード１と同様に、電流ＩＬの極性が負
の期間中にＱ２がオフする。

【００２１】ここまでの動作がモード３であり、コンデ
ンサＣ１はモード３の期間中、放電手段１３によって放
電されており、Ｖc1はモード３期間中に徐々に減少す
る。

【００２２】モード４（ｔ４期間）Ｑ２がオフした時点
では電流ＩＬは負の極性で値を有しており、Ｌｒに蓄積
された電磁エネルギーによって、電流ＩＬは図４（ｄ）
のように、Ｌｒ，Ｃ１，ＱＤ１，主電源１７，Ｃｒ，Ｌ
ｒの経路で流れ続ける。尚、電流ＩＬの一部は放電管１
８に分流して流れる。

【００２３】電流ＩＬはＣ１を逆充電するように作用
し、Ｖc1はモード３終了時刻より更に減少する。Ｖc1が
Ｖref1の値以下になると、比較器６の出力はLow からHi
ghに変化し、この出力をＮＡＮＤ回路５で受けて、ＣＭ
ＯＳインバータの素子１がオンしてｔdon の遅延時間の
後、Ｑ１のゲート電圧を充電する。但し、モード４期間
中の電流極性はＱ１にとって逆方向であり、ゲート電圧
が充電されても電流の極性が変わらない限り、電流はＱ
Ｄ１を流れ続ける。電流ＩＬの極性が正に変化するまで
の期間がモード４であり、この期間中、Ｃ２の逆充電は
続きＶc1は減少する。また、コンデンサＣ２はモード４
の期間中、放電手段１４によって放電されており、Ｖc2
はモード４期間中に徐々に減少する。

【００２４】電流ＩＬの１周期の間にモード１からモー
ド４の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。

【００２５】本実施例の動作によれば、１）Ｑ１，Ｑ２のスイッチングは電流ＩＬの極性が切り
替わる以前に行われ、遅れ位相の動作が保証される。即
ちＱ１がオンする以前のモード４では、ダイオードＱＤ
１に電流が流れておりローサイドのＱＤ２には既に逆電
圧が印加されているため、進み位相の問題であったＱＤ
２の逆回復電流は流れない。

【００２６】２）遅延時間ｔdon は動作に影響を及ぼさ
ない。即ち、Ｑ１の場合、モード４期間中にｔdon ゲー
ト電圧の印加が遅れても、Ｑ１に実際に電流が流れるの
はモード１であるから影響はない。一方、ｔdoffの影響
はＱ１，Ｑ２のオフが遅れる結果、Ｖc1，Ｖc2が基準電
圧を越えて充電される結果を招く。しかしながら、Ｖc1
の場合はモード２及び３の期間に放電手段１３によって
減少する。同様にＶc2もモード４及び１の期間に放電手
段１４によって減少する。後述する図７に示すように、
Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を満足するように放電手段の値
を決めれば、遅延時間ｔdoffの影響を補償することがで
きる。

【００２７】３）放電手段は、点灯装置の起動時に動作
周波数を遅くして共振電流を増加させる働きがある。

【００２８】３）の起動時の動作について詳しく述べ
る。図３において第１周期の電流をＩＬ１とすると、Ｑ
１及びＱＤ１に電流が流れていないモード２及び３の期
間にＶc1の電圧は放電手段１３よってΔＶ１だけ減少す
る。次に、モード４においてＱＤ１に流れる電流を積分
し、その値をＶc1から減算すると、モード４終了時のＶ
c1（第２周期のモード１開始時におけるＶc1等しい）は
ΔＶ１の分だけ第１周期のモード１開始時におけるＶc1
より減少する。次に、第２周期に入り、モード１におい
て電流ＩＬを積分した値をＶc1に加算するが、開始時の
電圧が異なるためＶc1が基準電圧Ｖref1に達するまでの
時間は第１周期に比べて長くなる、即ち、周波数が遅く
なる。遅れ位相において点灯装置の周波数が遅くなる
と、電流ＩＬは図２の共振特性に示すように増加する。
また、この周期のモード２，３において放電手段１３に
より減少する電圧ΔＶ２は周波数が遅くなった分だけΔ
V1より大きい。

【００２９】以上の動作を繰り返し行うが、同じ動作が
Ｖc2に対しても起こり、周期を重ねる毎に動作周波数は
少しずつ遅くなり、共振電流は図２に応じて増加する。

【００３０】図５には以上の動作原理に基づいて、放電
管を起動から点灯に制御する期間の電流波形を示す。こ
の図で、電流が１周期毎に増加していることが分かる。
放電管が点灯すると、その等価抵抗が変化するため、図
２に示すように同じ動作周波数に対する共振電流が減少
する。放電管が点灯した後は、駆動周波数に対する電流
の変化が点灯前に比べて緩やかになるため、起動時とは
異なり、周波数がわずかに変化しても電流は一定に保た
れる。

【００３１】放電手段は上記２）及び３）のような働き
を持つが、更に、点灯時において電流が減少した場合
に、これを正常値に復帰させる働きも有する。

【００３２】図６には、電流ＩＬが減少した場合の説明
図を示す。図６ではモード１において電流が減少した場
合であり、電流ＩＬの減少によってＣ１の電圧Ｖc1がＶ
ref1に達するまでの時間が長くかかる、即ち、モード１
の期間が伸びることになる。この期間をｔ１で表す。

【００３３】電流が正の半周期に対してＱ１の導通期間
が伸びれば、その反対に次のモード２ではダイオードＱ
Ｄ２を電流が流れる期間が減少する。この期間をｔ２で
表す。前述のように、モード２では、ＱＤ２を流れる電
流ＩＬでＣ２の電圧Ｖc2が逆充電されるが、モード１の
影響でＱＤ２の導通期間が減少するとＶc2の減少が抑制
される。

【００３４】次のモード３開始時刻では、Ｖc2が正常時
に比べて高く、電流ＩＬがＱ２を流れ始めると、Ｃ２は
この電流で充電されて早くＶref2に達する。つまり、モ
ード３の期間が短くなり、電流ＩＬの負値も減少する。
この期間をｔ３で表す。

【００３５】モード３でＱ２の導通期間が短くなるた
め、その反対に次のモード４ではダイオードＱＤ１電流
が流れる期間が増加する。この時、Ｃ１は電流ＩＬで逆
充電され、図６に示すように電圧Ｖc1は前の周期に比べ
て低い値まで減少する。この期間をｔ４で表す。ここま
でが電流が減少した後の１周期である。

【００３６】次の周期のモード１に入ると、前モードに
おける電圧Ｖc1が低い為、Ｃ１が電流ＩＬで充電されＶ
c1が基準電圧Ｖref1に達するまでの時間が長くなる。こ
の期間をｔ５で表す。

【００３７】次のモード２の期間をｔ６とすると、ｔ４
からｔ５までの期間中にＣ２は放電手段１４によって放
電されており、この期間は前の周期に比べて長い。この
ため、ｔ６期間の終了時におけるＶc2はｔ３開始時にお
ける値に比べて低くなる。また、モード３のｔ５期間は
長くなり、電流ＩＬは増加に向かう。

【００３８】本発明の点灯回路によれば、電流が急に減
少しても、次の周期ではｔ５，ｔ６の期間が長くなり、
周波数を低下して電流を増加させる働きがある。この動
作を繰り返し、定常電流に復帰すると、その後は周波数
は一定になる。即ち、本方式の点灯回路は、電流の変動
に対してスイッチ素子の駆動周波数と１周期に対するオ
ン，オフの比率（デューティ）をそれぞれ、共振の各周
期毎に自動的に調整して、電流を安定化させることが特
徴である。図７には放電手段１３，１４にそれぞれ値の
等しい抵抗を用いた場合に、放電抵抗と負荷電流ＩＬ、
及びＱ１，Ｑ２の駆動周波数に係わる関係を示す。この
図は図１の実施例において、放電手段１３と１４以外の
回路定数は等しいという条件で計算した値である。図７
から放電抵抗を大きくすると、コンデンサＣ１或いはＣ
２と放電抵抗で決まる電圧の時間的な減少が小さくなり
図３に示したΔＶが減少する。この結果として、駆動周
波数は増加し、図２の共振特性から負荷電流は減少する
ことが分かる。

【００３９】照明用点灯装置においては負荷電流を変え
て調光を行うが、本発明によれば図７の関係から、放電
手段の値を制御して、負荷電流を変化させ調光を実現す
ることができる。この調光に関して後ほど述べる。

【００４０】次に、図１の実施例の起動と停止方法につ
いて説明する。

【００４１】起動法はＳ１，Ｓ２が共にオンしている状
態から、最初にＳ１に信号を印加してＳ１をオフさせ
る。Ｑ１がオンすると共振回路に電流ＩＬを供給し、モ
ード１の動作で述べたようにＣ１の充電に従って、Ｑ１
はオフする。次に、モード２が開始されＣ２の電圧はＶ
ref2以下になるが、Ｓ２がオンであればＮＡＮＤ回路７
の出力はＱ２のオフを維持する。ここで、重要なことは
Ｃ１の電圧は放電手段１３の作用で減少するため、Ｖc1
がＶref1に達する前にＳ２をオフさせる信号を与えるこ
とである。

【００４２】もしＶc1がＶref1以下に減少した後でＳ２
をオフすると、Ｑ１とＱ２が同時にオンする短絡状態と
なる。図１の実施例はＱ１とＱ２が同時にオンすると、
これらの素子を貫通して流れる短絡電流によってＣ１と
Ｃ２が共に基準電圧以上に充電され、両素子はオフす
る。即ち、短絡電流は安全にカットされるが負荷への電
流供給も遮断される。これを避けるため、Ｖc1がＶref1
に達してＱ１がオフするとモード２でＣ２は逆充電され
るので、Ｃ２の逆充電電圧を検知してＳ２をオフする。
その後は、前述のモード３で電流は流れる。動作を停止
させるには、スイッチＳ１及びＳ２をオンさせてＮＡＮ
Ｄ回路５，６の出力をHighにすれば良い。ここで、スイ
ッチＳ１をオンオフするには、ローサイドのコモン電位
を基準とする信号をハイサイドのコモン電位を基準とす
る信号に変換しハイサイド側に伝達する必要がある。こ
のように、電位の異なる箇所に信号を伝達するためには
レベルシフト手段が必要であり、フォトカプラやパルス
トランスが一般的に用いられる他、最近では高耐圧の集
積回路で構成されたレベルシフト回路も普及しつつあ
る。フォトカプラやパルストランスは部品の実装体積が
大きくなるが、高耐圧のレベルシフト回路はハイサイド
及びローサイドの駆動回路と共に半導体集積回路に内蔵
することが可能であり、装置の小型化に有効である。し
かしながら、集積回路内部ではハイサイド側の回路とロ
ーサイド側の回路が電気的に干渉することを防ぐ為に素
子間の高耐圧分離が必要となる。この素子間分離は集積
回路を作る上で製造プロセスを複雑にする他、チップ面
積を増加させるため集積回路のコストを高くする。そこ
で、これらの問題点を解決する第２の実施例を図８に示
す。

【００４３】図８の実施例で主回路の構成は図１と同様
であるため、説明を省略する。ハイサイド側の駆動回路
１１は電源がコンデンサＣｔであり、Ｑ２をオンさせて
Ｎ点を基準とする駆動用電源１６からダイオードＤを介
して充電する。この方法はブートストラップ方式と呼ば
れ、米国特許USP4,316,243号に記載されている。Ｃｔの
正電位と負電位間には素子１と２を用いたＣＭＯＳイン
バータ，比較器６，ＮＡＮＤ回路５，遅延手段１０，比
較器９、及び抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列接続を備える。

【００４４】ＣＭＯＳインバータの出力はＱ１のゲート
に接続し、ＣＭＯＳインバータの制御端子にはＮＡＮＤ
路５から信号を与える。ＮＡＮＤ回路５は比較器６及び
遅延手段１０を介した比較器９の信号が入力信号であ
る。比較器６は図１と同様にコンデンサＣ１の電圧と基
準電圧Ｖref1比較する。比較器９はコンデンサＣｔの電
圧を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧し、Ｒ４の電圧と基準電圧Ｖ
ref3を比較する。遅延手段１０は比較器９の出力を所望
する時間だけ遅延させてＮＡＮＤ回路５に伝える。

【００４５】比較器９はヒステリシスを持つ特性が望ま
しく比較器の出力がLow からHighに変化するための基準
電圧をＶCLH 、逆にHighからLow に変化するための基準
電圧をＶCHL とする。ここでは、コンデンサＣｔの電圧
を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧された電圧が基準電圧Ｖref3Ｖ
CLHより高い場合に比較器の出力はHighとなることに
し、ＶCHL＜ＶCLHの関係を設定する。

【００４６】ローサイド側の駆動回路１２は、Ｎ点を基
準とする駆動用電源１６を供え、１６の正電位と負電位
間には素子３と４を用いたＣＭＯＳインバータ，比較器
８，ＮＡＮＤ回路７，比較器１０、及び図１に示した抵
抗Ｒ２とスイッチＳ２を直列接続した起動停止手段を備
える。ＣＭＯＳインバータの出力はＱ２のゲートに接続
し、ＣＭＯＳインバータの制御端子にはＮＡＮＤ路７か
ら信号を与える。ＮＡＮＤ回路７は比較器８及び起動停
止手段が入力信号である。比較器８はコンデンサＣ２の
電圧と基準電圧Ｖref2を比較する。

【００４７】次に、図８の実施例の起動法について述べ
る。ここでキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃｔ、及びＣｒは初
期電圧がいずれも０Ｖであると仮定する。また、Ｑ２の
ゲートソース間容量をＣgs2とすれば、Ｃgs2≪Ｃ２の関
係になるようＣ２を選ぶ。同様に、Ｑ１のゲートソース
間容量をＣgs1とすれば、Ｃgs2≪Ｃ１の関係になるよう
Ｃ１を選ぶ。

【００４８】始めに、Ｓ２をオフにするとＣ２の電圧Ｖ
c2がＶref2以下であれば、比較器８の出力とＳ２の出力
によってＣＭＯＳインバータの素子３がオンし、Ｑ２の
ゲート電圧を充電する。Ｃgs2≪Ｃ２の関係から電源１
６の電圧はほぼ全てがＱ１のゲートソース間に印加され
る。Ｑ２にゲート電圧が与えられても、負荷の共振回路
の電流は流れない。一方、電源１６からダイオードＤ，
コンデンサＣｔ，Ｑ２及びＣ２を流れる経路で電流が流
れ、ＣｔとＣ２をそれぞれ充電する。ここで、電源１６
の電圧はＣｔとＣ２に分圧されるが、Ｃ２に分圧される
電圧Ｖc2はＶref2以上になるように、また、Ｃｔに分圧
される電圧Ｖctは前述のＶCLH 以上になるようにＣｔの
容量を選ぶ。この結果、比較器８はＶc2がＶref2を越え
ることを検知してＱ２をオフさせる信号をＮＡＮＤ回路
７に伝達する。

【００４９】Ｃｔの電圧ＶctがＶCLH 以上になると、比
較器９がこれを検出し、その結果は遅延手段１０を経て
ＮＡＮＤ回路５に伝達される。Ｃ１の初期電圧は０Ｖで
ありこの値がＶref1より低ければ、ＮＡＮＤ回路５では
Ｑ１をオンさせる条件が揃う。ここで重要な点は遅延手
段１０を備えることであり、Ｑ２のオフ以前にＱ１がオ
ンすることを防止するため、比較器９の出力に所定の遅
延時間を加える。

【００５０】Ｑ１がオンすると、図３，図４で述べたモ
ード１と同じ動作が開始される。この説明は前述の通り
であり、ここでは説明を省略する。モード１が終了しモ
ード２に移ると、ＱＤ２を流れる電流ＩＬによってＣ２
は逆充電されるが、同時にＮ点を基準とするＯ点の電圧
ＶＯは、ＱＤ２の電圧（極性は負）とＣ２の電圧Ｖc2の
和になり、この電圧は電源１６に比べて低いため、電源
１６からダイオードＤ，コンデンサＣｔ，ＱＤ２及びＣ
２を流れる経路で電流が流れ、ハイサイド側の電源にあ
たるＣｔを充電する。Ｃ２はこの電流で充電されなが
ら、同時に電流ＩＬで逆充電される状態にあり、ＩＬが
Ｃｔの充電電流よりも大きいと仮定すれば、Ｃｔだけが
充電される。

【００５１】図８の実施例でハイサイド側の駆動回路１
１は、図１の実施例とは異なり外部から起動，停止に関
わる信号を入力する必要がない。図８の実施例では、ロ
ーサイド側Ｑ２の動作に応じて電源コンデンサＣｔが所
定の値以上に充電されている限り、前述のモード１から
４の動作を継続する。停止方法は、ローサイド側駆動回
路１２のＳ２に停止信号を与え、Ｑ２のオフ状態を持続
することにより行うことができる。即ち、Ｑ２のオフが
持続すればＣｔへの充電が停止し、Ｃｔの充電電圧は徐
々に減少する。Ｃｔの充電電圧が基準電圧Ｖref3以下に
なれば比較器９によってＱ１はオフされる。

【００５２】このように、図８の実施例ではハイサイド
側の駆動回路１１にレベルシフト手段を必要としない。
そこで、駆動回路１１と駆動回路１２はそれぞれ別々
に、低耐圧の半導体集積回路として実現することが可能
である。この実施例によれば、前述のようにレベルシフ
ト回路を内蔵する高耐圧の半導体集積回路に比べてコス
トを低くすることができる。

【００５３】図１及び図８の実施例では、主に負荷電流
ＩＬが数ＭＨｚの高周波点灯装置を対象として説明を述
べたが、これらの実施例は５０ｋＨｚ程度の周波数を扱
う通常の蛍光灯点灯装置にも適用できる。但し、この場
合には図３に示した遅延時間ｔdon，ｔdoff が１周期の
期間に比べて無視できるほど小さい。即ち、Ｖc1或いは
Ｖc2が基準電圧Ｖref1或いはＶref2に達すると、その直
後にＱ１，Ｑ２はそれぞれオフされる。次に放電手段１
３或いは１４によってＶc1，Ｖc2がそれぞれ減少し始め
ると、これらは直ぐに基準電圧以下になりＱ１，Ｑ２が
再度、オンすることになる。このような動作を避けるた
めには、基準電圧がヒステリシスを持っていることが望
ましい。

【００５４】図９には比較器６にヒステリシスコンパレ
ータを用いた実施例を示す。この図ではハイサイド側の
みを示したが、ローサイド側の比較器８にも同様にヒス
テリシスコンパレータを用いる。比較器６以外は図８と
同じ構成であり、説明は省略する。比較器６のヒステリ
シス特性は、比較器の出力がLow からHighに変化するた
めの基準電圧をＶLH、逆にHighからLow に変化するため
の基準電圧をＶHLとし、ＶHL＞ＶLHの関係を持たせる。
ＶLHとＶHLはいずれも、比較器６の出力に応じて基準電
圧Ｖref1を切り替えて作る。

【００５５】図１０にヒシテリシスコンパレータを用い
た場合の動作を示す。この図で、ｔ１期間のモード１に
おいては、Ｖref1の値はＶHLにある。そしてＶc1がＶHL
に達すると、比較器６の出力はHighからLow に変化し、
この時Ｖref1はＶHLからＶLHに切り替わる。次にｔ２期
間のモード２では、図３と同様に放電手段１３によって
Ｖc1は減少するが、この時、Ｖc1が先のＶHL以下に減少
しても影響は無く、ＶLH以下にならない限り比較器６の
出力は変化しない。電流ＩＬはＣ２を逆充電するように
流れ、Ｖc2がＶref2の値であるＶLH下になると、比較器
８の出力はLow からHighに変化し、この出力をＮＡＮＤ
回路７で受けてＱ２のゲート電圧を充電すると共に、Ｖ
ref2はＶLHからＶHLに切り替わる。次のモード３におい
てＣ２はＩＬにより充電され、Ｖc2は比較器８によって
モード２でＶHLに切り替わったＶref2と比較される。そ
して、Ｖc2が増加しＶHLに達すると、比較器８の出力は
HighからLow に変化し、Ｑ２はオフすると共に、Ｖref2
は以後、ＶHLからＶLHに切り替わる。次にモード４に移
り、電流ＩＬがＣ１を逆充電してＶc1がＶref1の値であ
るＶLH以下になると、比較器６の出力はLow からHighに
変化し、Ｑ１のゲート電圧を充電する。また、比較器６
の出力変化によってＶref1はＶLHからＶHLに切り替わ
り、始めの状態に戻る。

【００５６】以上に述べたように、比較器６，８にヒス
テリシスコンパレータを用いれば、放電手段１３或いは
１４によってＶc1，Ｖc2が減少しても、ｔ３又はｔ１の
終了時刻における値がＶLH下にならないよう設定するこ
とによってＱ１，Ｑ２は正常な動作を保証できる。

【００５７】図１の実施例ではハイサイド側回路１１の
コモン電位を出力Ｏにしている。このため、素子２がオ
ンするモード２では、Ｑ１のターンオフを高速化する利
点がある。即ち、素子２がオンした直後は、Ｑ１のゲー
ト、ソース間に充電された電圧が素子２に印加され、素
子２の電流は大きいが、Ｑ１のゲート電圧が減少し零に
近づくほど、電流能力が低下する。これに対してハイサ
イド側回路１１のコモン電位を出力Ｏに接続していれ
ば、電圧Ｖc1素子２に印加されターンオフの最後まで電
流能力が維持される。ターンオフの後は、Ｖc1電圧がＱ
１のソース，ゲート間に逆バイアスとして印加されるた
め、ノイズによってＱ１が瞬間的にオンするようなこと
はなく、安定なオフを確保できる。

【００５８】一方、モード１においてＱ１のゲート，ソ
ース間に印加される電圧は電源１５の電圧とＶc1差電圧
であり、Ｖc1が増加するほどＱ１のゲート電圧が減少す
る。この結果、Ｑ１のオン抵抗が増えるという欠点もあ
る。特に、駆動周波数が数十ｋＨｚ程度の用途で、Ｑ
１，Ｑ２のスイッチング損失よりも定常損失の方が大き
い場合に対してはＱ１のオン抵抗を増加させないよう十
分なゲート電圧を印加する方が望まれる。このような場
合には、図１１の実施例に示すように比較器６の接続法
を変えることが望ましい。

【００５９】図１１には、ハイサイド側の駆動回路１１
を示すが、ローサイド側の駆動回路１２も同様である。
図１１で、駆動回路１１の電源はＱ１のソースを基準と
する正電源１５と負電源１６であり、電源１５の正電極
と負電極の間には素子１と２からなるＣＭＯＳインバー
タを供え、その出力をＱ１のゲートに接続する。図１と
同様に、１と２からなるＣＭＯＳインバータの制御端子
にはＮＡＮＤ回路５から信号を与える。コンデンサＣ１
の電圧は、比較器６によってＱ１のソースを基準とする
基準電圧Ｖref1と比較され、比較器６の出力をＮＡＮＤ
回路５に入力する。また、電源１５の両端子間には、抵
抗Ｒ１とスイッチＳ１を直列接続した起動停止手段を備
え、Ｒ１とＳ１の接続箇所からＮＡＮＤ回路５の入力に
接続する。比較器６には正の電源を１５から、また負の
電源を１６からそれぞれ供給する。尚、比較器６はヒス
テリシスを持つ特性が望ましい。比較器６は負電源１６
を備えるため、コンデンサＣ１の電圧が負の場合でも基
準電圧との比較が可能である。

【００６０】図１１の構成によれば、Ｃ１の充電電圧が
増加してもＱ１のゲート，ソース電圧は電源１５に等し
い電圧に維持される。但し、前述のＯ点を回路１１のコ
モンに選んだ場合のようなターンオフの高速化は達成さ
れない。そこで、図１と図１１のいずれの構成を選ぶか
は、駆動周波数に応じて選択する必要がある。

【００６１】次に、放電管の明るさを調整する方法につ
いて説明する。近年、照明器具には任意に明るさを調整
できる調光機能を搭載した点灯装置がある。放電管の明
るさを調整するには、共振電流ＩＬの大きさを変えるこ
とで達成できる。前述の図６に示したように、インバー
タのスイッチング周波数ｆが共振インダクタと共振コン
デンサで決まる共振周波数ｆｏに対して高周波になるほ
ど、電流ＩＬは減少する。この原理に基づき、点灯装置
ではスイッチング周波数ｆを制御して調光を行ってい
る。

【００６２】電流ＩＬを小さくするには、ハイサイド側
もしくはローサイド側のスイッチング素子の導通期間を
短くし、スイッチング周波数が高くなるように設定すれ
ばよい。

【００６３】本発明によれば、図７に示したように放電
手段１３及び１４の抵抗値を増加させることによって、
駆動周波数を増加させ電流を減少させることができる。
前述のように、放電手段は点灯装置の起動時に動作周波
数を遅くして共振電流を増加させる働きがあることを説
明したが、この原理を応用し放電抵抗値を大きくしてＶ
c1，Ｖc2の減少ΔＶを小さくすれば、逆に動作周波数は
速くなり、共振電流は減少する。図１２には、この原理
に基づき調光を行う場合の実施例を示す。図１２には放
電手段１３の周辺回路のみを示したが、残りの構成は図
１と同じである。また、図１２と同じ構成を放電手段１
４にも備える。コンデンサＣ１に並列に抵抗Ｒ５を供
え、更に抵抗Ｒ６とＭＯＳＦＥＴＱ３が直列になった
構成をＣ１に並列に接続する。全光で点灯させる場合に
は調光信号によってＱ３をオンさせ、放電手段の値はＲ
５とＲ６の並列合成値になるようにする。そして、調光
を行う場合にはＱ３をオフさせ、Ｒ５だけが放電手段と
して働くようにする。Ｒ５はＲ５とＲ６の並列合成値に
比べて値が大きいため、図７に示したように駆動周波数
は増加し、電流が減少して調光状態となる。

【００６４】図１２の実施例の他に、コンデンサＣ１又
はＣ２の電圧が基準電圧Ｖref に達するまでの時間が短
くなるように基準電圧を制御する方法もある。図１３に
基準電圧を変更する調光回路の実施例を示す。

【００６５】前述の図１の実施例においては、ローサイ
ド側の駆動回路でコンデンサＣ２の電圧を基準電圧Ｖre
f2比較しＮＡＮＤ回路７に信号を出力する比較器８があ
る。一方、図１３は比較器８の基準電圧Ｖref2を任意の
タイミングで与える調光信号によって可変できることが
特徴である。

【００６６】図１３において、抵抗Ｒ７は図１の電源１
６の高電位側に接続する。また、ＦＥＴＱ４のゲート
端子には比較器８の出力を反転した信号を与え、ＦＥＴ
Ｑ５のゲート端子には調光信号を伝達する。

【００６７】最初に全光点灯時における基準電圧Ｖref2
の設定法について述べる。比較器８の出力がHighであれ
ばＦＥＴＱ４はオフとなり、基準電圧Ｖref2は電源１
６の電圧を抵抗Ｒ７とＲ９で分圧したＶHLとなる。次に
比較器８の出力がLow になるとＱ４はオンとなり、抵抗
Ｒ８とＲ９は並列に接続され合成抵抗はＲ９よりも小さ
くなる。基準電圧Ｖref2は電源１６の電圧をＲ８，Ｒ９
の合成抵抗とＲ７で分圧したＶLHとなり、ＶHLとＶLHと
の関係はＶHL＞ＶLHとなる。

【００６８】次に調光信号が入力された場合について説
明する。ＦＥＴＱ５のゲート端子に調光信号としてHi
gh信号を入力するとＱ５はオンとなり、抵抗Ｒ９とＲ１
０は並列に接続され合成抵抗はＲ９よりも小さくなる。
よって、基準電圧Ｖref2は通常点灯時のＶHLより低くな
り、Ｑ２の導通期間を短くすることができる。このよう
な方法でローサイド側の基準電圧Ｖref2を変更すれば、
調光が可能になる。

【００６９】図１４には本発明の点灯回路を内蔵した無
電極蛍光ランプの構成を示す。放電管２６の内部にはク
リプトンと水銀蒸気が封入されている。点灯回路２７で
励起コイル２８に高周波電圧を印加すると、コイル線間
の電圧で大きな電界が発生して放電が起こり、これが発
端となって誘導放電へと移行する。点灯回路２７はその
後、コイル２８に数ＭＨｚの高周波電流を供給し、ソレ
ノイド形状のコイルから磁力線を放出させる。誘導放電
で発生したイオンには、磁力線との電磁結合により誘導
電界が加えられ、閉ループ状の放電電流（プラズマ）に
なる。プラズマ中の水銀蒸気は誘導電界によって励起さ
れ、紫外線を放射し、これが管２６内面に塗布された蛍
光体に当たって可視光に変わる。プラズマは等価的には
励起コイル２８の二次巻線であり、この二次巻線の負荷
に相当するプラズマ抵抗にエネルギーを供給している。
無電極蛍光ランプは、放電路がリング状になるためその
長さは必要なく、小型化に適している。

【００７０】無電極蛍光ランプは、通常の蛍光ランプと
異なりフィラメントを使用しないため、長寿命化が達成
できることが特徴である。後述する通常の電球型蛍光ラ
ンプは、約８,０００時間の寿命を持つが、寿命を決め
る要因はフィラメントの断線である。これに対して、無
電極蛍光ランプは約２０,０００時間の寿命を持ち、上
記通常の蛍光ランプに比べて約３倍の長寿命化が達成で
きる。この寿命は白熱球と比べると約１０倍に相当す
る。

【００７１】無電極蛍光ランプも通常の蛍光ランプと同
様に、ランプに流れる電流が増加すると、ランプ両端の
電圧が低下する。これはランプを等価抵抗で考えると、
電流が流れるほど抵抗値が減少することに相当し、負性
抵抗特性と呼ばれる。負性抵抗の特性を持つランプに対
して、電流を安定化させることが点灯回路の働きであ
る。

【００７２】図１５には無電極蛍光ランプに対して本発
明の点灯回路を適用した具体的な実施例を示す。図１５
で、ソース側にＣ１，Ｃ２のコンデンサを備えたMOSFET
Q1，Ｑ２と、これらを駆動する制御手段１１，１２及
びブートストラップを用いたハイサイド側の電源供給部
は図８に示した構成と同じであり、説明は省略する。出
力端子ＯとコモンＮの間には共振用のリアクトルＬｒと
コンデンサＣｒを直列に接続し、Ｃｒの両端には、無電
極蛍光ランプ１８と補助コンデンサＣ４を接続する。ま
た、交流電源１９を受電するコンバータ部は、交流電流
をローパスフィルタ１８とＤ１〜Ｄ４のダイオードを用
いた整流回路を通して整流し、この電流を平滑コンデン
サ１７に充電すると共に１７からMOSFET Q1,Q2に電流を
供給する。

【００７３】図１５の実施例のように、ランプ１８が負
荷として共振用のＣｒ又はＬｒに並列に接続される回路
構成は並列共振と呼ばれる。並列共振の場合における点
灯回路の駆動周波数と共振電流の関係を図１６に示す。
図１６は図２に示した特性とほぼ同等であるが、この図
ではパラメータとしてランプ抵抗が大，中，小の３通り
を示した。

【００７４】並列共振の場合には、同じ周波数に対して
負荷抵抗が高いほど、電流は増加する。従来の点灯回路
では駆動周波数が一定であり、これをｆ１と表すと図１
６に示すようにランプ抵抗に応じて電流はそれぞれ、ａ
１，ａ２，ａ３のように変化する。一方、本発明の点灯
回路によれば、電流を減少させる場合には駆動周波数が
自動的に増加する。従来のａ３と同じ電流を定常値とし
て扱い、この値をｂ３として本発明の点灯回路を設計す
ると、抵抗が大、或いは中の場合にはｂ３より周波数が
低くなり、ｂ１，ｂ２の電流が供給される。これは、同
じランプ抵抗に対して従来よりも大きな電流が供給され
ることを意味する。

【００７５】無電極蛍光ランプでは、前述のように励起
コイルの二次巻線に相当するプラズマに対してプラズマ
抵抗が負荷になる。プラズマ抵抗は放電管内部の温度に
依存し、温度が低いほど抵抗は高くなる。また、この傾
向はランプを低温環境下で点灯させた場合に顕著であ
り、ランプ抵抗が高いため照度は暗くなる。こうした低
温点灯に対して、本発明の点灯回路では図１６に示した
ように、従来よりも大きな電流を供給し照度を明るくす
ることが特徴である。また、点灯初期には低温のためｂ
２の電流を供給しても前述の負性抵抗の特性により、電
流の増加はランプ抵抗の減少を招き、ｂ３の定常値に安
定化させることができる。

【００７６】無電極蛍光ランプは他の点灯回路を用い
て、既に実用化されているが、数MHzの高周波電流を供
給する点灯回路には調光機能は備えていない。しかし、
本発明の点灯回路を用いれば図７に示したように、放電
抵抗１３，１４の値を変えて電流を変化させ、無段階の
調光を行うことが可能になる。調光時に周波数を変化さ
せる方法は、従来の蛍光ランプ用点灯回路で用いられて
いるが、数ＭＨｚの高周波では周波数の変更時に、電流
波形が乱れたり、ＦＥＴＱ１，Ｑ２が同時にオンする短
絡の問題が生じることが予想できる。これに対して、本
発明では共振の各周期毎にわずかずつ周波数を自動的に
調整してゆくため、数ＭＨｚの高周波においても安定な
調光が可能になる。

【００７７】また、仮にＱ１，Ｑ２が同時にオンする短
絡が発生しても、本発明の点灯回路は短絡電流を自動的
に遮断し、その後、再起動させる機能を持つ。Ｑ１とＱ
２が同時にオン状態となると平滑コンデンサ１７からＱ
１とＱ２を通る電流が流れるが、この電流はＱ１或いは
Ｑ２の飽和電流で決まる値まで達する。一方、この短絡
電流も必ずＣ１とＣ２を通り、点灯時に比べて大きな電
流でＣ１とＣ２は充電され、それぞれの電圧増加は速く
なる。電圧駆動型素子の飽和電流はゲート電圧が小さい
ほど低いが、Ｑ１とＱ２のゲート電圧は駆動電源１６或
いはＣｔの電圧からＣ２，Ｃ１の電圧をそれぞれ差し引
いた値で表され、短絡電流に応じてＣ１，Ｃ２の電圧が
大きくなるほど逆にゲート電圧が減少して、飽和電流
（即ち短絡電流）を減少させる。この負帰還作用で短絡
電流は自動的に絞り込まれるため、本発明の点灯回路で
は短絡によるMOSFETの破壊等は発生しないことが保証さ
れる。更に、Ｃ１，Ｃ２の電圧が短絡電流で増加し、基
準値Ｖref1，Ｖref2を越えるとＱ１，Ｑ２はいずれもオ
フ状態になり、電流の出力を停止する。その後、Ｃ１，
Ｃ２の電圧は放電手段１３，１４によって減少し、いず
れか一方がＶLH以下まで低下すれば、再びスイッチ素子
がオンして電流の供給を再開する。このように、点灯回
路の方式自体が短絡電流の遮断と、その後の再起動の機
能を備えており、高信頼度化を達成する。

【００７８】本発明の点灯回路は図１７に示すような通
常のフィラメント付き蛍光ランプに対しても同じ効果を
有する。図１７はフィラメント付きの電球型蛍光ランプ
の構造を示す。放電管２６の内部には蛍光ランプ２９を
供え、ランプ内部にはフィラメント３０を持つ。点灯回
路２７は口金の上部に設けている。

【００７９】図１８にはフィラメント付き蛍光ランプに
対して本発明の点灯回路を適用した具体的な構成を示
す。図１８では起動時にフィラメントを予熱させるた
め、共振回路の構成が図１５と異なる他、Ｑ１，Ｑ２の
制御手段２４，２５も予熱機能を備えるため、図１５の
１１，１２と一部、構成が異なる。

【００８０】図１８の構成で図１５と異なる部分を説明
すると、共振回路部分は出力ＯとコモンＮの間に共振用
のリアクトルＬｒ，コンデンサＣｒ、及び蛍光ランプ１
８を直列に接続し、ランプ１８の両端には、補助コンデ
ンサＣ４を接続している。また、Ｑ１，Ｑ２のドレイ
ン，ソース端子間にはそれぞれ、キャパシタＣ３，Ｃ４
を並列に備えるが、これは後述するようにソフトスイッ
チング動作をさせるためである。

【００８１】制御手段２４，２５は同じ構成であるた
め、２４に関して説明すると、Ｃ１の電圧を検出する比
較器として前記実施と同じ６に加えて、新たに２０の比
較器を供える。比較器２０の基準電圧はＶref4であり、
比較器２０はＣ１の電圧がＶref4以下になると、出力が
変化してフリップフロップ２１にリセット信号(Ｒ)を伝
える。また。フリップフロップ２１にセット信号（Ｓ）
を供給するワンショットパルス発生手段が２２であり、
MOSFET2 をオンさせるタイミングに同期してローパルス
を出力し、フリップフロップ２１をセットする。フリッ
プフロップ２１の出力（Ｑ）はその状態に応じてスイッ
チ２３を切り替え、比較器６の基準電圧Ｖref2を変化さ
せる。その他の構成は図１５に示した制御手段１１と同
じである。

【００８２】図１８の共振回路は負荷であるランプ１８
は、Ｌｒ，Ｃｒと直列に接続され、かつＣ４を並列に備
えることから、直並列共振と呼ばれ、蛍光ランプ用点灯
回路では一般的な構成である。直並列共振における点灯
回路の駆動周波数と電流の関係を図１９に示す。

【００８３】図１９には図１６と同様にランプ抵抗が
大，中，小の３通りを示したが、抵抗大の場合はここで
は起動時のフィラメント予熱状態に相当する。起動時に
はランプ抵抗が非常に高い為、Ｃ４は等価的にＬｒ，Ｃ
ｒと直列接続された構成となる。この時の共振周波数は
Ｌｒ，Ｃｒ、及びＣ４の値で決まり、これを第１共振周
波数ｆｒ１と定義する。一方、ランプが点灯し、ランプ
抵抗がＣ４のインピーダンスに対して十分に小さくなる
と、共振周波数はＬｒ，Ｃｒだけで決まり、これを第２
共振周波数ｆｒ２と定義する。フィラメント付き蛍光ラ
ンプの場合には、起動時にはフィラメント予熱のため点
灯回路を第１共振周波数付近で動作させ、次にランプが
点灯すると、点灯周波数を第２共振周波数付近に変更す
る方法が一般的である。本実施例ではｆｒ１からｆｒ２
に周波数を変更する際、比較器６の基準電圧Ｖref2を変
更して対応する。その動作を図２０に示す。起動時には
ランプ抵抗が大きいため、図１９に示したように電流値
も大きい。こ状態でＱ１をオフさせるためＦＥＴ２をオ
ンすると、図１８のワンショットパルス発生手段２２か
らセット信号が出力され、フリップフロップ２１をセッ
トして比較器６の基準電圧をＶHL1，ＶLH1の組み合わせ
からＶHL2，ＶLH2の組み合わせに切り替える。ＶHL2は
ＶHL1より高いため、切り替えた直後にＱ１が再びオン
することはない。その後、前述のモード４の期間にＱ１
の逆並列ダイオードを通って流れ電流ＩＬによってＣ１
は逆充電されるが、電流値が大きいためＣ１の電圧は負
値まで減少する。この時、Ｃ１の電圧はＶref4以下の状
態になり、比較器２０がフリップフロップ２１にリセッ
ト信号を伝える。この結果、比較器６の基準電圧は先の
ＶHL2，ＶLH2の組み合わせからＶHL1，ＶLH1の組み合わ
せに再び切り替えられる。この動作を繰り返すと、電流
が大きい起動時にはＱ１をオフするための比較器６の基
準電圧はＶHL1だけが働くことになる。

【００８４】次に、ランプが点灯してランプ抵抗が減少
すると、電流も低下する。この時刻を図２０でｃで表
す。時刻ｃ以降は電流の低下によって、前述のモード４
期間にＣ１がＩＬで逆充電されても、Ｃ１の電圧減少は
小さく、その電圧はＶref4以下にはならないと仮定する
と、比較器２０がフリップフロップ２１をセットするこ
とはなくなり、比較器６の基準電圧はＶHL2，ＶLH2の組
み合わせだけとなる。図２０で時刻ｇ以降はこの状態を
表している。

【００８５】以上の動作から、比較器６の基準電圧がＶ
HL1，ＶLH1の場合を第１共振周波数付近での起動動作に
設定し、基準電圧がＶHL2，ＶLH2の場合を第２共振周波
数付近での定常点灯動作に設定しておけば、点灯回路は
異なる２つの共振周波数付近で安定な動作を保証するこ
とができる。

【００８６】フィラメント付きランプの場合、寿命末期
においては片方或いは両方のフィラメントからのエミッ
ションがなくなる状態が発生する。この状態ではランプ
抵抗は再び高抵抗になり、図２０の動作によって、点灯
回路の駆動周波数は第１共振周波数付近に戻る。しかし
ながら、起動時とは異なり大きな電流を供給してもラン
プ抵抗が減少することはない。そこで、こうした場合は
Ｃ１，Ｃ２の電圧がＶref4以下になる状態が一定時間以
上持続することを判定して、点灯回路の動作を停止させ
ることも可能である。また、点灯回路が動作している状
態でランプ１８を取り外しても、同様にランプ抵抗が大
きくなった第１共振周波数付近に戻る。この状態もＣ
１，Ｃ２の電圧がＶref4以下になる状態が一定時間以上
持続することから判断して、回路動作を停止させること
ができる。

【００８７】このように、比較器２０をランプ寿命末
期、或いはランプ開放時の過電流を避けるための保護機
能として用いることもできる。

【００８８】図２１はＱ１，Ｑ２に並列に設けたＣ３，
Ｃ４によるソフトスイッチングの動作を説明する図であ
る。この図で、ｔ１とｔ２の期間の間にはＣ１の電圧が
基準値ＶHLを越え、Ｑ１はオフされるが、電流ＩＬ／２
がＣ３を通って流れ、Ｑ１の電圧上昇ｄＶ／ｄｔはＩＬ
／２Ｃ３で制限される。同時にＣ４を放電する電流ＩＬ
／２が流れ、Ｑ２の電圧下降時のｄＶ／ｄｔもＱ１と同
様にＩＬ／２Ｃ４で制限される。スイッチング時のｄＶ
／ｄｔは伝導ノイズ，放ノイズの原因になるが、本実施
例のようにｄＶ／ｄｔを抑制するソフトスイッチングを
行えば、こうした問題を軽減することができる。また、
ｔ１期間終了時のＱ１の電流波形に丸印を示したが、こ
の時刻ではＱ１の電圧がほぼ零であり、Ｑ１の電流と電
圧が重なるスイッチング損失が無いことを示している。
このように、ソフトスイッチングはスイッチング損失を
低減する上でも効果がある。

【００８９】上記動作でＣ３の充電電流はＣ１も充電
し、同様にＣ４の放電電流はＣ２を逆充電するが、これ
は本来のモード１，モード２の動作が同時に行われてい
ることと同じであり、本発明の点灯動作に支障はない。

【００９０】以上の動作はｔ３とｔ４期間の間にも起き
るが、同じ原理であり説明は省略する。

【００９１】

【発明の効果】本発明によれば、照明用点灯装置におい
て高周波の負荷電流に同期した安定な共振動作を保証す
ることが出来る。また、点灯装置の駆動回路は低耐圧の
半導体集積回路で実現でき低コスト化に寄与する。ま
た、調光信号を与えて負荷電流を変化させ放電管の明る
さを変えることが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における照明用点灯装置の構
成。

【図２】点灯装置の共振特性と起動時の動作点。

【図３】図１の動作波形。

【図４】図１の動作モード説明図。

【図５】起動時の電流波形。

【図６】共振電流が減少した場合の動作説明図。

【図７】放電手段の値と周波数，電流の関係。

【図８】照明用点灯装置の第２の実施例。

【図９】ヒステリシスコンパレータを用いた実施例。

【図１０】ヒステリシスコンパレータ使用時の動作。

【図１１】比較器の他の接続法。

【図１２】調光回路の一実施例。

【図１３】調光回路の他の実施例。

【図１４】点灯回路を内蔵した無電極蛍光ランプの実施
例。

【図１５】無電極蛍光ランプ用点灯回路の実施例。

【図１６】並列共振時の動作説明図。

【図１７】点灯回路を内蔵した電球型蛍光ランプの実施
例。

【図１８】蛍光ランプ用点灯回路の実施例。

【図１９】直並列共振時の動作説明図。

【図２０】直並列共振での起動動作説明図。

【図２１】ソフトスイッチング動作の説明図。

【符号の説明】

Ｑ１，Ｑ２…パワーMOSFET、Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５…MOSFE
T、Ｄ，ＱＤ１，ＱＤ２…ダイオード、Ｃ１〜Ｃ２，Ｃ
ｒ，Ｃｔ，Ｃ３，Ｃ４…コンデンサ、Ｌｒ…共振用イン
ダクタ、Ｒ１〜Ｒ１０…抵抗、Ｓ１〜Ｓ２…スイッチ、
１〜４…半導体スイッチ素子、５，７…ＮＡＮＤ回路、
６，８，９，２０…電圧比較器、１０…遅延手段、１
１，１２，２４，２５…駆動回路、１３，１４…放電手
段１５〜１７、１８…放電管、１９…電源、２１…フリ
ップフロップ、２２…ワンショットパルス発生手段、２
３…切替手段、２６…放電管、２７…点灯回路、２８…
励起コイル、２９…蛍光ランプ、３０…フィラメント。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】逆電流を阻止しない機能を有するパワー半
導体素子のスイッチングに応じて、放電管と誘導性、及
び容量性素子を備えた共振手段に交流電圧を供給する照
明用点灯装置であって、前記パワー半導体素子に流れる正逆電流を積分する積分
手段と、前記パワースイッチング素子のオフ期間に応じ
て前記積分値を減少させる放電手段と、前記積分値に応
じて前記パワー半導体素子をオン，オフさせる駆動手段
を備えることを特徴とする照明用点灯装置。
【請求項２】逆電流を阻止しない機能を有するパワー半
導体素子のスイッチングに応じて、放電管と誘導性、及
び容量性素子を備えた共振手段に交流電圧を供給する照
明用点灯装置であって、前記共振手段に流れる交流電流の一部を積分する積分手
段と、前記パワースイッチング素子のオフ期間に応じて
前記積分値を減少させる放電手段と、前記積分値に応じ
て前記パワー半導体素子をオン，オフさせる駆動手段を
備えることを特徴とする照明用点灯装置。
【請求項３】請求項１又は２記載の照明用点灯装置の制
御方法であって、前記積分手段で前記パワー半導体素子に流れる正電流を
積分して合計値に加算させ、前記駆動手段で前記合計値
が基準値を越えると前記パワー半導体素子をオフさせ、
該オフ期間に前記放電手段で前記合計値を減少させると
共に、前記積分手段で前記パワー半導体素子に流れる逆
電流を積分して前記合計値より減算し、前記合計値が前
記基準値以下の期間に前記駆動手段で前記パワー半導体
素子をオンさせる動作を繰り返し、前記放電管を起動及
び点灯させる照明用点灯装置の制御法。
【請求項４】請求項３記載の照明用点灯装置の制御方法
であって、前記放電手段で単位時間当たりの前記積分値の減少を変
化させ、前記交流電圧の周波数を制御することを特徴と
する照明用点灯装置の制御法。
【請求項５】逆電流を阻止しない機能を有する電圧駆動
型半導体素子を直列に接続したインバータ回路から、放
電管と共に誘導性、及び容量性素子を備えた共振手段に
交流電流を供給する照明用点灯装置であって、前記それぞれの電圧駆動型半導体素子に、該素子を流れ
る正逆電流を積分する積分手段と、前記電圧駆動型半導
体素子のオフ期間に比例して前記積分値を減少させる放
電手段と、前記積分値に応じて前記電圧駆動型半導体素
子をオン，オフさせる駆動手段を備えることを特徴とす
る照明用点灯装置。
【請求項６】請求項５記載の照明用点灯装置において、
前記積分手段は、前記電圧駆動型半導体素子の第１端子
に一端を接続したキャパシタであり、前記駆動手段は、
前記キャパシタの他端と前記電圧駆動型半導体素子の制
御端子の間に所定の電圧を印加するよう接続したことを
特徴とする照明用点灯装置。
【請求項７】請求項５記載の照明用点灯装置において、請求項３記載の照明用点灯装置の制御方法であって、前記放電手段で単位時間当たりの前記積分値の減少を変
化させ、前記交流電圧の周波数を制御することを特徴と
する照明用点灯装置の制御法。
【請求項８】請求項５記載の照明用点灯装置において、前記駆動手段は、前記積分値と基準値を比較した結果に
応じて前記電圧駆動型半導体素子をオン，オフさせると
共に、該基準値を変化させて前記交流電圧の振幅或いは
周波数の少なくとも一方を変化させることを特徴とする
照明用点灯装置。
【請求項９】逆電流を阻止しない機能を有する電圧駆動
型半導体素子を主電源に直列に接続したインバータ回路
から、放電管と誘導性、及び容量性素子を備えた共振手
段に交流電流を供給する照明用点灯装置であって、前記インバータのローサイド側半導体素子に該素子を流
れる正逆電流を積分する第１のキャパシタと、制御電源
と、前記第１のキャパシタの電圧を検知する第１の電圧
検出手段と、前記ローサイド側半導体素子のオフ期間に
比例して前記第１のキャパシタの電圧を減少させる第１
の放電手段と、前記第１の電圧検出手段の出力に応じて
前記ローサイド側電圧駆動素子の制御端子に前記制御電
源の電圧を印加する第１の駆動回路手段を備えると共
に、前記インバータのハイサイド側半導体素子に該素子を流
れる正逆電流を積分する第２のキャパシタと、前記第２
のキャパシタの電圧を検知する第２の電圧検出手段と、
前記ハイサイド側半導体素子のオフ期間に比例して前記
第２のキャパシタの電圧を減少させる第２の放電手段
と、電源コンデンサと、該電源コンデンサの電圧を検知
する第３の電圧検出手段と、該第３の電圧検出手段の出
力に所定の時間遅延を与える遅延手段と、前記第２の電
圧検出手段の出力及び前記遅延手段の出力に応じて前記
ハイサイド側電圧駆動素子の制御端子に前記電源コンデ
ンサの電圧を印加する第２の駆動回路手段を備えると共
に、前記制御電源の正極と前記電源コンデンサの正極の間に
少なくともダイオードを設けたことを特徴とする照明用
点灯装置。
【請求項１０】請求項９記載の照明用点灯装置におい
て、点灯開始時に、前記第１のキャパシタと前記電源コンデ
ンサを充電し、前記第１の電圧検出手段で前記第１のキ
ャパシタの電圧を検知して前記ローサイドの電圧駆動型
半導体素子をオフさせると共に、前記第３の電圧検出手
段で前記電源コンデンサの電圧を検知して前記ハイサイ
ドの電圧駆動型半導体素子をオンさせ、以後は前記第１
及び第２のキャパシタの充電電圧に応じて、各々の電圧
駆動型半導体素子を交互にオン，オフさせることを特徴
とする照明用点灯装置。
【請求項１１】パワー半導体スイッチ素子に接続された
誘導性、及び容量性素子を備える共振手段と、該共振手
段に直列、或いは並列に接続された放電管を備える照明
用点灯装置であって、前記パワー半導体スイッチ素子に供給する制御信号の周
波数、或いはオンとオフの比率の少なくとも一方を、前
記放電管のインピーダンスに応じて、前記共振手段を流
れる交流電流の各周期毎に変化させる制御手段を備える
ことを特徴とする照明用点灯装置。