JPH07220889A - 電子安定器 - Google Patents
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- JPH07220889A JPH07220889A JP6249894A JP24989494A JPH07220889A JP H07220889 A JPH07220889 A JP H07220889A JP 6249894 A JP6249894 A JP 6249894A JP 24989494 A JP24989494 A JP 24989494A JP H07220889 A JPH07220889 A JP H07220889A
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- H05B41/14—Circuit arrangements
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Arrangement Of Elements, Cooling, Sealing, Or The Like Of Lighting Devices (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ガス放電ランプを制御するのに有用な電子安
定器を提供する。 【構成】 電源２とランプ４との間に接続された電子安
定器が、ランプ４に供給される電力を制御する。インバ
ータ１４が、制御された周波数で周期的波形を発生す
る。インバータ１４に接続された共振回路１６が、所定
周波数で共振して出力電圧を発生するよう同調される。
回路１６とランプ４との間に接続された結合コンデンサ
Ｃ2 がランプ４に回路１６の出力電圧Ｖλを供給する。
制御器２２が回路１６の共振周波数の近くにインバータ
１４の動作周波数を設定し、所定の設定値制御電圧及び
電圧Ｖλに応答する。回路１６は同調してランプ４がグ
ローモードで動作するのに十分なレベルにまでインバー
タ１４からの電圧を増大させる。コンデンサＣ2 及び回
路１６は適当なインピーダンスを有しており、ランプ４
がグローモードからアークモード、定常状態モードで動
作するのに十分なランプ４への電力流を維持する。
定器を提供する。 【構成】 電源２とランプ４との間に接続された電子安
定器が、ランプ４に供給される電力を制御する。インバ
ータ１４が、制御された周波数で周期的波形を発生す
る。インバータ１４に接続された共振回路１６が、所定
周波数で共振して出力電圧を発生するよう同調される。
回路１６とランプ４との間に接続された結合コンデンサ
Ｃ2 がランプ４に回路１６の出力電圧Ｖλを供給する。
制御器２２が回路１６の共振周波数の近くにインバータ
１４の動作周波数を設定し、所定の設定値制御電圧及び
電圧Ｖλに応答する。回路１６は同調してランプ４がグ
ローモードで動作するのに十分なレベルにまでインバー
タ１４からの電圧を増大させる。コンデンサＣ2 及び回
路１６は適当なインピーダンスを有しており、ランプ４
がグローモードからアークモード、定常状態モードで動
作するのに十分なランプ４への電力流を維持する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、放電ランプを電源に接
続する安定器に関し、更に詳しく述べると、メタルハラ
イドランプと共に用いるための電子安定器に関する。
続する安定器に関し、更に詳しく述べると、メタルハラ
イドランプと共に用いるための電子安定器に関する。
【０００２】
【従来の技術】収容されているガスを十分なレベルに加
熱して、ガスが励起されて光子を放出するようにするこ
とにより、高輝度放電ランプが動作する。典型的な直流
ランプの構成では、石英アーク管に、かなりの量のガ
ス、例えば水銀単独、又は水銀と、ナトリウム若しくは
スカンジウムのような金属のハロゲン化物との組み合わ
せが含まれている。石英アーク管の両端には一対の主電
極が配置されており、主電極の１つに隣接して、始動電
極を配置することができる。白熱電球と異なり、高輝度
放電ランプは、電源に接続されたときにすぐには動作し
ない。これらの放電ランプはいくつかの動作モードを通
過した後、正規の定常状態の動作モードに達する。電源
が放電ランプに最初に接続されたとき、始動電極と隣接
する主電極との間に、又は主電極相互の間に高始動電圧
が印加され、放電ランプ内のガスが充電され始める。こ
の動作期間は一般的には、グローモードと呼ばれる。管
全体でガスが十分に充電されれば、ガスはブレークオー
バし、主電極相互の間に高電流アークが形成される。ア
ークは低電流、正規電圧レベルに素早く落ち着き、その
レベルで、ランプのアーク放電により所望の光出力が発
生する。
熱して、ガスが励起されて光子を放出するようにするこ
とにより、高輝度放電ランプが動作する。典型的な直流
ランプの構成では、石英アーク管に、かなりの量のガ
ス、例えば水銀単独、又は水銀と、ナトリウム若しくは
スカンジウムのような金属のハロゲン化物との組み合わ
せが含まれている。石英アーク管の両端には一対の主電
極が配置されており、主電極の１つに隣接して、始動電
極を配置することができる。白熱電球と異なり、高輝度
放電ランプは、電源に接続されたときにすぐには動作し
ない。これらの放電ランプはいくつかの動作モードを通
過した後、正規の定常状態の動作モードに達する。電源
が放電ランプに最初に接続されたとき、始動電極と隣接
する主電極との間に、又は主電極相互の間に高始動電圧
が印加され、放電ランプ内のガスが充電され始める。こ
の動作期間は一般的には、グローモードと呼ばれる。管
全体でガスが十分に充電されれば、ガスはブレークオー
バし、主電極相互の間に高電流アークが形成される。ア
ークは低電流、正規電圧レベルに素早く落ち着き、その
レベルで、ランプのアーク放電により所望の光出力が発
生する。
【０００３】放電ランプの動作を制御するために、電子
安定器又は他の安定器を用いることが普通である。一般
的に、許容し得る安定器は、ランプに供給される電力を
少なくとも制限しなければならない。そうでなければ、
ランプにますます大きくなる電流が印加され、ランプは
破壊される。メタルハライドランプ用の電子安定器に
は、２つの変換器が含まれていることがあり、これらの
２つの変換器は、ランプをブレークオーバさせるために
必要な初期高電圧、及びランプをグローモードからアー
クモードに移すためのコンプライアンス電圧を発生す
る。これについては、例えば米国特許番号第４７４９９
１３号に説明されている。この構成は好結果を生じるこ
とが示されたが、これには低コスト、高性能の設計を達
成し得る系統的な手法が欠けている。米国特許番号第４
９０４９０７号に示されている電子安定器は、調節され
た方形波電流をメタルハライド放電ランプに印加するこ
とにより、その動作を制御する。放電ランプと共に用い
ることのできる電力制御回路が、米国特許番号第４９２
８０３８号に示されている。
安定器又は他の安定器を用いることが普通である。一般
的に、許容し得る安定器は、ランプに供給される電力を
少なくとも制限しなければならない。そうでなければ、
ランプにますます大きくなる電流が印加され、ランプは
破壊される。メタルハライドランプ用の電子安定器に
は、２つの変換器が含まれていることがあり、これらの
２つの変換器は、ランプをブレークオーバさせるために
必要な初期高電圧、及びランプをグローモードからアー
クモードに移すためのコンプライアンス電圧を発生す
る。これについては、例えば米国特許番号第４７４９９
１３号に説明されている。この構成は好結果を生じるこ
とが示されたが、これには低コスト、高性能の設計を達
成し得る系統的な手法が欠けている。米国特許番号第４
９０４９０７号に示されている電子安定器は、調節され
た方形波電流をメタルハライド放電ランプに印加するこ
とにより、その動作を制御する。放電ランプと共に用い
ることのできる電力制御回路が、米国特許番号第４９２
８０３８号に示されている。
【０００４】ほとんどの電子安定器はランプ電流の制御
も行うが、これは高輝度放電ランプを安定化するための
両立性のある手段とは考えられない。放電ランプにおい
て電圧が上昇するとき、ランプ電流は一定であるので、
ランプ電力は年と共に増大する。この電力増大には、ラ
ンプ寿命が短くなり、非受動的なランプの故障の可能性
が増大するという悪影響がある。良好な力率は、これら
の公知の型の安定器の変換過程の特徴ではない。従っ
て、高輝度放電ランプと共に用いられるときには、力率
を補正して工業規格に合わせるために、付加的な変換
器、即ち受動フィルタ回路網が必要とされる。典型的な
受動素子メタルハライド安定器は、経済的ではあるが、
用途を広げる性能及びコンパクト性には欠けている。そ
れらの典型的な電子的な同等品は、しばしば高価であ
り、性能、コスト、及びコンパクト性の最適な混合を提
供するトポロジーを中心として設計されていない。多く
の安定器手法は、交流及び直流のメタルハライドランプ
と容易には両立しない。
も行うが、これは高輝度放電ランプを安定化するための
両立性のある手段とは考えられない。放電ランプにおい
て電圧が上昇するとき、ランプ電流は一定であるので、
ランプ電力は年と共に増大する。この電力増大には、ラ
ンプ寿命が短くなり、非受動的なランプの故障の可能性
が増大するという悪影響がある。良好な力率は、これら
の公知の型の安定器の変換過程の特徴ではない。従っ
て、高輝度放電ランプと共に用いられるときには、力率
を補正して工業規格に合わせるために、付加的な変換
器、即ち受動フィルタ回路網が必要とされる。典型的な
受動素子メタルハライド安定器は、経済的ではあるが、
用途を広げる性能及びコンパクト性には欠けている。そ
れらの典型的な電子的な同等品は、しばしば高価であ
り、性能、コスト、及びコンパクト性の最適な混合を提
供するトポロジーを中心として設計されていない。多く
の安定器手法は、交流及び直流のメタルハライドランプ
と容易には両立しない。
【０００５】従って、本発明の１つの目的は、メタルハ
ライド及び他の高輝度ガス放電ランプを制御するのに有
用な電子安定器を提供することである。もう１つの目的
は、その動作に多重変換器を必要としない低コスト構成
で、このような安定器を提供することである。もう１つ
の目的は、小さくて軽量な構成で、このような安定器を
提供することである。更にもう１つの目的は、ランプ電
力を正確に制御することができると共に、種々のランプ
と両立させることのできる構成で、このような安定器を
提供することである。最後に、本発明のもう１つの目的
は、わずかな変形で直流又は交流のメタルハライドラン
プを動作させることのできるガス放電ランプ安定器を提
供することである。
ライド及び他の高輝度ガス放電ランプを制御するのに有
用な電子安定器を提供することである。もう１つの目的
は、その動作に多重変換器を必要としない低コスト構成
で、このような安定器を提供することである。もう１つ
の目的は、小さくて軽量な構成で、このような安定器を
提供することである。更にもう１つの目的は、ランプ電
力を正確に制御することができると共に、種々のランプ
と両立させることのできる構成で、このような安定器を
提供することである。最後に、本発明のもう１つの目的
は、わずかな変形で直流又は交流のメタルハライドラン
プを動作させることのできるガス放電ランプ安定器を提
供することである。
【０００６】
【発明の概要】従って、本発明者は、直流電源又は交流
電源とメタルハライドランプのようなガス放電ランプと
の間に接続されており、ガス放電ランプに供給される電
力を制御することができる電子安定器を開発した。この
安定器を交流電源と共に用いる場合には、交流電源を直
流電源に変換するための整流手段が回路に含まれてい
る。いずれの場合も、直流電源を受けて、制御された周
波数で周期的な波形を発生するインバータ手段が回路に
含まれている。安定器には、インバータに接続されてお
り、所定の周波数で共振して出力電圧を発生するように
同調されている共振回路も含まれている。結合コンデン
サが共振回路と放電ランプとの間に接続されており、放
電ランプに共振回路の出力電圧を供給する。共振回路の
共振周波数の近くにインバータの動作周波数を制御する
ために、制御手段が設けられている。制御手段は、少な
くとも所定の設定値制御電圧に応答すると共に、共振回
路の出力電圧に応答する。共振回路は同調して、放電ラ
ンプがグローモードの動作に入るのに十分なレベルにま
で、インバータ手段からの電圧を増大させる。結合コン
デンサ及び共振回路は適当なインピーダンスを備えてい
るので、放電ランプに対する十分な電力流が維持され、
その結果、放電ランプはグローモードの動作を通って、
アークモードの動作、そして定常状態モードの動作に入
る。
電源とメタルハライドランプのようなガス放電ランプと
の間に接続されており、ガス放電ランプに供給される電
力を制御することができる電子安定器を開発した。この
安定器を交流電源と共に用いる場合には、交流電源を直
流電源に変換するための整流手段が回路に含まれてい
る。いずれの場合も、直流電源を受けて、制御された周
波数で周期的な波形を発生するインバータ手段が回路に
含まれている。安定器には、インバータに接続されてお
り、所定の周波数で共振して出力電圧を発生するように
同調されている共振回路も含まれている。結合コンデン
サが共振回路と放電ランプとの間に接続されており、放
電ランプに共振回路の出力電圧を供給する。共振回路の
共振周波数の近くにインバータの動作周波数を制御する
ために、制御手段が設けられている。制御手段は、少な
くとも所定の設定値制御電圧に応答すると共に、共振回
路の出力電圧に応答する。共振回路は同調して、放電ラ
ンプがグローモードの動作に入るのに十分なレベルにま
で、インバータ手段からの電圧を増大させる。結合コン
デンサ及び共振回路は適当なインピーダンスを備えてい
るので、放電ランプに対する十分な電力流が維持され、
その結果、放電ランプはグローモードの動作を通って、
アークモードの動作、そして定常状態モードの動作に入
る。
【０００７】整流手段を含んでいる場合には、この整流
手段は、第１の低域フィルタと直列の第１の整流器と、
選択的に電磁干渉フィルタとで形成することができる。
安定器には、インバータに供給される電力を制御するた
めの力率補正回路も含めることができる。更に、インバ
ータに供給される平均電流を検出するための電流手段
と、電流手段に応答して制御器の動作周波数を調整する
ための電力帰還（フィードバック）手段とを設けること
ができる。これにより、定常状態モードの動作の間、放
電ランプに供給される電力は所望のレベルに維持され
る。
手段は、第１の低域フィルタと直列の第１の整流器と、
選択的に電磁干渉フィルタとで形成することができる。
安定器には、インバータに供給される電力を制御するた
めの力率補正回路も含めることができる。更に、インバ
ータに供給される平均電流を検出するための電流手段
と、電流手段に応答して制御器の動作周波数を調整する
ための電力帰還（フィードバック）手段とを設けること
ができる。これにより、定常状態モードの動作の間、放
電ランプに供給される電力は所望のレベルに維持され
る。
【０００８】インバータは、半ブリッジ配設されている
一対の電力ＭＯＳＦＥＴスイッチの直列回路網で形成す
ることができる。制御器には、出力が結合変圧器によっ
て電力ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されている電圧制御
発振器を含めることができる。電力ＭＯＳＦＥＴのゲー
トに供給される信号は、位相が相互に約１８０°だけ離
されている。都合のよいことに、共振回路は直列インダ
クタ／コンデンサ回路で形成することができ、共振回路
コンデンサの両端間の電圧が、結合コンデンサを介して
放電ランプに供給される。
一対の電力ＭＯＳＦＥＴスイッチの直列回路網で形成す
ることができる。制御器には、出力が結合変圧器によっ
て電力ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されている電圧制御
発振器を含めることができる。電力ＭＯＳＦＥＴのゲー
トに供給される信号は、位相が相互に約１８０°だけ離
されている。都合のよいことに、共振回路は直列インダ
クタ／コンデンサ回路で形成することができ、共振回路
コンデンサの両端間の電圧が、結合コンデンサを介して
放電ランプに供給される。
【０００９】本発明の電子安定器を直流放電ランプと共
に用いる場合には、結合コンデンサと放電ランプとの間
に第２の低域フィルタと直列に接続されている第２の整
流器も安定器に含めるべきである。
に用いる場合には、結合コンデンサと放電ランプとの間
に第２の低域フィルタと直列に接続されている第２の整
流器も安定器に含めるべきである。
【００１０】
【実施例】電源２から放電ランプ４、例えば高輝度放電
ランプ、特にメタルハライドランプへの電力の供給を制
御するのに適した電子安定器が図１にブロック図形式で
示されている。同図では、この安定器は、交流電源２と
直流放電ランプ４との間に接続されているが、以下に説
明するように同じ全体的な構成を少し変形して、直流電
源及び／若しくは交流放電ランプの両方又は一方と共に
用いることができる。このような構成のいずれも、本発
明の主要な特徴を用いる。
ランプ、特にメタルハライドランプへの電力の供給を制
御するのに適した電子安定器が図１にブロック図形式で
示されている。同図では、この安定器は、交流電源２と
直流放電ランプ４との間に接続されているが、以下に説
明するように同じ全体的な構成を少し変形して、直流電
源及び／若しくは交流放電ランプの両方又は一方と共に
用いることができる。このような構成のいずれも、本発
明の主要な特徴を用いる。
【００１１】電源２の出力は、電磁干渉（ＥＭＩ：ｅｌ
ｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ
ｅ）フィルタ６、第１の全波整流器８、第１の低域フィ
ルタ１０、力率補正回路１２、そして更にインバータ１
４に供給される。インバータ１４は、直列半ブリッジ構
成となるように配設されている一対の制御された電子ス
イッチＳＷ1 及びＳＷ2 で形成されている。言い換えれ
ば、スイッチＳＷ2 が非導電状態であるときには、スイ
ッチＳＷ1 は導電状態となり、スイッチＳＷ1が非導電
状態であるときには、スイッチＳＷ2 は導電状態とな
る。インバータ１４のスイッチＳＷ2 の両端間の電圧
は、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路で形
成されている共振回路１６に供給される。コンデンサＣ
1 の両端の間の電圧は、結合コンデンサＣ2 を介して第
２の全波整流器１８、第２の低域フィルタ２０、そして
更に放電ランプ４に供給される。制御器２２が制御信号
φa 及びφb を発生する。制御信号φa 及びφb は、イ
ンバータ１４のスイッチＳＷ1及びＳＷ2 にそれぞれ供
給される。制御器２２は基本的には、インバータ１４の
スイッチＳＷ1 及びＳＷ2 の導電、即ち動作の周波数を
設定する。制御器２２は内部設定値を含んでいる。制御
器２２は又、インバータ１４の平均入力電流に関連して
いると共に放電ランプ４に供給される電圧に関連してい
る電圧信号も受け取っている。図１に示すように、ラン
プ電圧ＶλがコンデンサＣ1 の両端の間で取得されて、
制御器に供給される。「ｉ」で表されるインバータ１４
の電流が電圧信号に変換され、この電圧信号は制御器２
２に供給される。
ｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ
ｅ）フィルタ６、第１の全波整流器８、第１の低域フィ
ルタ１０、力率補正回路１２、そして更にインバータ１
４に供給される。インバータ１４は、直列半ブリッジ構
成となるように配設されている一対の制御された電子ス
イッチＳＷ1 及びＳＷ2 で形成されている。言い換えれ
ば、スイッチＳＷ2 が非導電状態であるときには、スイ
ッチＳＷ1 は導電状態となり、スイッチＳＷ1が非導電
状態であるときには、スイッチＳＷ2 は導電状態とな
る。インバータ１４のスイッチＳＷ2 の両端間の電圧
は、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 との直列回路で形
成されている共振回路１６に供給される。コンデンサＣ
1 の両端の間の電圧は、結合コンデンサＣ2 を介して第
２の全波整流器１８、第２の低域フィルタ２０、そして
更に放電ランプ４に供給される。制御器２２が制御信号
φa 及びφb を発生する。制御信号φa 及びφb は、イ
ンバータ１４のスイッチＳＷ1及びＳＷ2 にそれぞれ供
給される。制御器２２は基本的には、インバータ１４の
スイッチＳＷ1 及びＳＷ2 の導電、即ち動作の周波数を
設定する。制御器２２は内部設定値を含んでいる。制御
器２２は又、インバータ１４の平均入力電流に関連して
いると共に放電ランプ４に供給される電圧に関連してい
る電圧信号も受け取っている。図１に示すように、ラン
プ電圧ＶλがコンデンサＣ1 の両端の間で取得されて、
制御器に供給される。「ｉ」で表されるインバータ１４
の電流が電圧信号に変換され、この電圧信号は制御器２
２に供給される。
【００１２】図１に示される電子安定器が図示されるよ
うな交流電源ではなく、直流電源と共に用いられる場合
には、力率補正回路１２、第１の整流器８及び第１の低
域フィルタ１０は除去される。力率補正回路１２は交流
電源と共に用いられるときの選択的な素子であり、所望
に応じて回路から除去してもよい。このような構成で
は、直流電源は直接、インバータ１４に接続されてい
る。更に、図示されるような直流放電ランプではなく
て、交流放電ランプを本発明で制御する場合には、第２
の整流器１８が除去される。
うな交流電源ではなく、直流電源と共に用いられる場合
には、力率補正回路１２、第１の整流器８及び第１の低
域フィルタ１０は除去される。力率補正回路１２は交流
電源と共に用いられるときの選択的な素子であり、所望
に応じて回路から除去してもよい。このような構成で
は、直流電源は直接、インバータ１４に接続されてい
る。更に、図示されるような直流放電ランプではなく
て、交流放電ランプを本発明で制御する場合には、第２
の整流器１８が除去される。
【００１３】図１に示される電子安定器の更に詳細な回
路図が図２に示されている。インバータ１４に供給され
る直流電圧は、直流電源から直接に供給される電圧であ
っても、又は交流電源からＥＭＩフィルタ６、第１の整
流器８及び第１の低域フィルタ１０を介して供給される
直流結合電圧であっても、図２では電圧Ｖb として表さ
れている。インバータ１４は、直列に接続されている一
対の電力ＭＯＳＦＥＴデバイスで形成されている。詳し
く述べると、インバータ１４は、直列に接続されている
第１のＭＯＳＦＥＴ２４と、第２のＭＯＳＦＥＴ２６と
を含んでいる一対のｎチャンネルのエンハンスメント形
電力ＭＯＳＦＥＴを有している。第１のＭＯＳＦＥＴ２
４のドレーンはＶb に接続されており、第１のＭＯＳＦ
ＥＴ２４のソースは第２のＭＯＳＦＥＴのドレーンに接
続されており、第２のＭＯＳＦＥＴのソースは地気に接
続されている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とで形
成されている共振回路１６は、第２のＭＯＳＦＥＴ２６
の両端の間に接続されている。第２の整流器１８は、標
準ブリッジ構成で配設されている４つのダイオード、即
ちダイオードＤ1 と、ダイオードＤ2 と、ダイオードＤ
3 と、ダイオードＤ 4 とで形成されている。第２の低域
フィルタ２０は、インダクタＬ2 と、コンデンサＣ3 と
で形成されている。力率補正回路１２は、ダイオードＤ
5 、Ｄ6 及びＤ7 と、インダクタＬ3 と、コンデンサＣ
5 とで形成されている。
路図が図２に示されている。インバータ１４に供給され
る直流電圧は、直流電源から直接に供給される電圧であ
っても、又は交流電源からＥＭＩフィルタ６、第１の整
流器８及び第１の低域フィルタ１０を介して供給される
直流結合電圧であっても、図２では電圧Ｖb として表さ
れている。インバータ１４は、直列に接続されている一
対の電力ＭＯＳＦＥＴデバイスで形成されている。詳し
く述べると、インバータ１４は、直列に接続されている
第１のＭＯＳＦＥＴ２４と、第２のＭＯＳＦＥＴ２６と
を含んでいる一対のｎチャンネルのエンハンスメント形
電力ＭＯＳＦＥＴを有している。第１のＭＯＳＦＥＴ２
４のドレーンはＶb に接続されており、第１のＭＯＳＦ
ＥＴ２４のソースは第２のＭＯＳＦＥＴのドレーンに接
続されており、第２のＭＯＳＦＥＴのソースは地気に接
続されている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とで形
成されている共振回路１６は、第２のＭＯＳＦＥＴ２６
の両端の間に接続されている。第２の整流器１８は、標
準ブリッジ構成で配設されている４つのダイオード、即
ちダイオードＤ1 と、ダイオードＤ2 と、ダイオードＤ
3 と、ダイオードＤ 4 とで形成されている。第２の低域
フィルタ２０は、インダクタＬ2 と、コンデンサＣ3 と
で形成されている。力率補正回路１２は、ダイオードＤ
5 、Ｄ6 及びＤ7 と、インダクタＬ3 と、コンデンサＣ
5 とで形成されている。
【００１４】図２に示される制御器２２の心臓部は、電
圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏ
ｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２８である。電圧制
御発振器２８は方形波出力信号を発生する。この方形波
出力信号は、互いに位相が１８０°ずれていると共に電
圧制御発振器２８に供給される入力電圧によって決定さ
れる周波数を有している制御信号φa 及びφb で表され
ている。電圧制御発振器２８によって発生される出力
は、コンデンサＣ4 を介して制御変圧器３０の１次タッ
プＴＡに供給される。第１のＭＯＳＦＥＴ２４のゲート
は、制御変圧器３０の２次タップＴＢに接続されてお
り、同様に、第２のＭＯＳＦＥＴ２６のゲートは、制御
変圧器３０の２次タップＴＣに接続されている。このよ
うに、制御信号φa はインバータ１４の第１のＭＯＳＦ
ＥＴ２４に供給されていると共に、その動作を制御する
ために用いられている。制御信号φb はインバータ１４
の第２のＭＯＳＦＥＴ２６に供給されていると共に、そ
の動作を制御するために用いられている。制御器２２内
では、設定値電圧が加算器３２の負入力に供給され、加
算器３２の出力は誤差増幅器（ＥＡ：Ｅｒｒｏｒ Ａｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ）３４に供給される。誤差増幅器３４の
出力は直接、電圧制御発振器２８に供給される。当業者
には周知のように、電圧制御発振器２８の動作周波数
は、誤差増幅器３４から電圧制御発振器２８に供給され
る入力電圧の大きさによって決定される。放電ランプ４
に供給される電圧Ｖλを表すコンデンサＣ1 の両端間の
電圧は、精密整流器３６及び減衰素子３８を介して加算
器３２の正入力に供給される。同様に、インバータ１４
の平均入力電流を表す、インバータ１４内の抵抗Ｒ1 の
両端の間の電圧が加算器３２のもう１つの正入力に供給
される。
圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏ
ｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）２８である。電圧制
御発振器２８は方形波出力信号を発生する。この方形波
出力信号は、互いに位相が１８０°ずれていると共に電
圧制御発振器２８に供給される入力電圧によって決定さ
れる周波数を有している制御信号φa 及びφb で表され
ている。電圧制御発振器２８によって発生される出力
は、コンデンサＣ4 を介して制御変圧器３０の１次タッ
プＴＡに供給される。第１のＭＯＳＦＥＴ２４のゲート
は、制御変圧器３０の２次タップＴＢに接続されてお
り、同様に、第２のＭＯＳＦＥＴ２６のゲートは、制御
変圧器３０の２次タップＴＣに接続されている。このよ
うに、制御信号φa はインバータ１４の第１のＭＯＳＦ
ＥＴ２４に供給されていると共に、その動作を制御する
ために用いられている。制御信号φb はインバータ１４
の第２のＭＯＳＦＥＴ２６に供給されていると共に、そ
の動作を制御するために用いられている。制御器２２内
では、設定値電圧が加算器３２の負入力に供給され、加
算器３２の出力は誤差増幅器（ＥＡ：Ｅｒｒｏｒ Ａｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ）３４に供給される。誤差増幅器３４の
出力は直接、電圧制御発振器２８に供給される。当業者
には周知のように、電圧制御発振器２８の動作周波数
は、誤差増幅器３４から電圧制御発振器２８に供給され
る入力電圧の大きさによって決定される。放電ランプ４
に供給される電圧Ｖλを表すコンデンサＣ1 の両端間の
電圧は、精密整流器３６及び減衰素子３８を介して加算
器３２の正入力に供給される。同様に、インバータ１４
の平均入力電流を表す、インバータ１４内の抵抗Ｒ1 の
両端の間の電圧が加算器３２のもう１つの正入力に供給
される。
【００１５】上述の図１及び図２に示される電子安定器
の動作は、図１及び図２の他に、図３及び図４も参照し
て説明することができる。インバータ１４は、共振回路
１６、及びその構成に含まれ得る他の素子を駆動する原
動力である。インバータ１４は簡単な、電子スイッチの
直列半ブリッジ構成であり、その目的は直流結合電圧Ｖ
b を所望の周波数の周期的波形に変換することである。
第１のＭＯＳＦＥＴ２４及び第２のＭＯＳＦＥＴ２６
は、ランプ負荷の必要条件によって修正された設定値に
応答して、制御器２２によって交互にゲートオン、ゲー
トオフされる。ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６のこの交互の
ゲーティングは、電圧制御発振器２８とＭＯＳＦＥＴ２
４及び２６のゲートとの間に接続されている変圧器３０
によって行われる。この構成により、電圧制御発振器２
８の出力の位相が事実上、分割される。インバータ１４
の出力の波形は、第１近似で矩形波形である。放電ラン
プ４の動作モードにかかわらず、インバータ１４によっ
て発生される波形の形状は、常に矩形である。但し、そ
の周波数は負荷状態に応じて変化することがあり、その
振幅は電源２の電圧に応じて変化することがある。
の動作は、図１及び図２の他に、図３及び図４も参照し
て説明することができる。インバータ１４は、共振回路
１６、及びその構成に含まれ得る他の素子を駆動する原
動力である。インバータ１４は簡単な、電子スイッチの
直列半ブリッジ構成であり、その目的は直流結合電圧Ｖ
b を所望の周波数の周期的波形に変換することである。
第１のＭＯＳＦＥＴ２４及び第２のＭＯＳＦＥＴ２６
は、ランプ負荷の必要条件によって修正された設定値に
応答して、制御器２２によって交互にゲートオン、ゲー
トオフされる。ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６のこの交互の
ゲーティングは、電圧制御発振器２８とＭＯＳＦＥＴ２
４及び２６のゲートとの間に接続されている変圧器３０
によって行われる。この構成により、電圧制御発振器２
８の出力の位相が事実上、分割される。インバータ１４
の出力の波形は、第１近似で矩形波形である。放電ラン
プ４の動作モードにかかわらず、インバータ１４によっ
て発生される波形の形状は、常に矩形である。但し、そ
の周波数は負荷状態に応じて変化することがあり、その
振幅は電源２の電圧に応じて変化することがある。
【００１６】インバータ１４によって発生される信号の
周波数に応答して、共振回路１６は適当に同調されてい
れば、放電ランプ４の動作を開始するために必要とされ
るかなり高い電圧を発生することができる。図３に示す
ように、この電圧は１２００ボルト以上と高くなり得
る。解析の目的で、放電ランプ４はその動作モードによ
って決まる種々の抵抗を有している可変抵抗によって、
事実上そのモデルを作成することができる。図３に示す
ように、これらの動作モードは、初期の開放回路電圧モ
ード、グローモード、アークモードの開始、及び正規の
定常状態モードである。開放回路電圧モードにあって、
放電ランプが加熱されたり、ガスが充電又は電離される
前の動作の場合に、放電ランプ４に電力が最初に印加さ
れたとき、ランプの抵抗は極めて大きく、多くの場合、
５００キロオームよりも大きい。この段階では、放電ラ
ンプ４は事実上、開放回路である。共振回路１６の共振
周波数に近い周波数でインバータ１４を動作させること
により、共振回路１６は放電ランプ４の初期動作に必要
とされる極めて高い電圧をコンデンサＣ1 の両端の間に
発生する。放電ランプ４が事実上、開放回路であるこの
初期動作モードの間、コンデンサＣ1 から電流は引き出
されず、結合コンデンサＣ2 は非常に大きいランプ抵抗
に比べて事実上、短絡回路である。従って、第２の整流
器１８及び第２の低域フィルタ２０のわずかな影響を無
視すると、安定器の共振構成要素は単に、インダクタＬ
1 及びコンデンサＣ1 である。開放回路の放電ランプ４
のこの非常に大きい抵抗負荷の下で、共振回路１６がそ
の共振周波数の近くで駆動されると、共振回路１６は次
の式（１）で与えられる電圧を発生することができる。
周波数に応答して、共振回路１６は適当に同調されてい
れば、放電ランプ４の動作を開始するために必要とされ
るかなり高い電圧を発生することができる。図３に示す
ように、この電圧は１２００ボルト以上と高くなり得
る。解析の目的で、放電ランプ４はその動作モードによ
って決まる種々の抵抗を有している可変抵抗によって、
事実上そのモデルを作成することができる。図３に示す
ように、これらの動作モードは、初期の開放回路電圧モ
ード、グローモード、アークモードの開始、及び正規の
定常状態モードである。開放回路電圧モードにあって、
放電ランプが加熱されたり、ガスが充電又は電離される
前の動作の場合に、放電ランプ４に電力が最初に印加さ
れたとき、ランプの抵抗は極めて大きく、多くの場合、
５００キロオームよりも大きい。この段階では、放電ラ
ンプ４は事実上、開放回路である。共振回路１６の共振
周波数に近い周波数でインバータ１４を動作させること
により、共振回路１６は放電ランプ４の初期動作に必要
とされる極めて高い電圧をコンデンサＣ1 の両端の間に
発生する。放電ランプ４が事実上、開放回路であるこの
初期動作モードの間、コンデンサＣ1 から電流は引き出
されず、結合コンデンサＣ2 は非常に大きいランプ抵抗
に比べて事実上、短絡回路である。従って、第２の整流
器１８及び第２の低域フィルタ２０のわずかな影響を無
視すると、安定器の共振構成要素は単に、インダクタＬ
1 及びコンデンサＣ1 である。開放回路の放電ランプ４
のこの非常に大きい抵抗負荷の下で、共振回路１６がそ
の共振周波数の近くで駆動されると、共振回路１６は次
の式（１）で与えられる電圧を発生することができる。
【００１７】
【数１】
【００１８】任意の特定の放電ランプ４に対しても必要
な始動電圧を得るように、インバータの放射周波数ωを
調整することができる。これは主として、制御器２２の
設定値、並びにインダクタＬ1 及びコンデンサＣ1 の大
きさを適当に選択することにより行われる。図４も参照
することにより、共振回路１６の共振周波数は、減衰比
を低レベルに維持することにより大きくなることがわか
る。更に、コンデンサＣ1 の電圧とインダクタＬ1 の電
流との間の位相が９０°離れているときに、共振が強く
なる。この位相差は、図４の右側の縦軸によって表され
ている。図４の左側の縦軸は、コンデンサＣ1 の両端の
間の電圧をｄＢ単位で表している。回路の種々の減衰比
に対して、Ｃ1 の両端の間の電圧の大きさが図４の１組
の曲線（ａ）で表されている。同様に種々の減衰比に対
して、コンデンサＣ1 の電圧とインダクタＬ1 を通る電
流との間の位相は、図４の一組の曲線（ｂ）で表されて
いる。インダクタＬ1 及びコンデンサＣ1 を適当に選定
して、減衰比を適当に選定することにより、任意の特定
の放電ランプ４に印加される所望の初期電圧を発生する
ための、回路の所望の共振特性を得ることができる。
な始動電圧を得るように、インバータの放射周波数ωを
調整することができる。これは主として、制御器２２の
設定値、並びにインダクタＬ1 及びコンデンサＣ1 の大
きさを適当に選択することにより行われる。図４も参照
することにより、共振回路１６の共振周波数は、減衰比
を低レベルに維持することにより大きくなることがわか
る。更に、コンデンサＣ1 の電圧とインダクタＬ1 の電
流との間の位相が９０°離れているときに、共振が強く
なる。この位相差は、図４の右側の縦軸によって表され
ている。図４の左側の縦軸は、コンデンサＣ1 の両端の
間の電圧をｄＢ単位で表している。回路の種々の減衰比
に対して、Ｃ1 の両端の間の電圧の大きさが図４の１組
の曲線（ａ）で表されている。同様に種々の減衰比に対
して、コンデンサＣ1 の電圧とインダクタＬ1 を通る電
流との間の位相は、図４の一組の曲線（ｂ）で表されて
いる。インダクタＬ1 及びコンデンサＣ1 を適当に選定
して、減衰比を適当に選定することにより、任意の特定
の放電ランプ４に印加される所望の初期電圧を発生する
ための、回路の所望の共振特性を得ることができる。
【００１９】放電ランプ４に印加されるこの高電圧によ
り、ランプ内のガスの絶縁破壊が始まる。ランプのガス
が絶縁破壊すると、放電ランプ４はグローモードに入
る。この点で、放電ランプ４によって必要とされる電圧
が降下する。一方、放電ランプ４を通る電流は、ガスが
電離し始めるので、増大する。インバータ１４の周波数
を変化させなくても共振回路１６の電圧が約３００ボル
トのレベルに降下するように、共振回路１６に負荷が加
えられる。コンデンサＣ2 のリアクタンスはまだ等価ラ
ンプ抵抗よりもずっと小さいので、上述の式（１）を用
いてこの関係を設定することもできる。グロー領域の動
作を横断すれば、放電ランプ４はアークモードに入る。
このモードで、放電ランプ４の電極相互の間にアークが
形成される。この点で、電流は放電ランプ４を通って素
早く増大するが、電圧は比較的低レベルにとどまってい
る。この段階の動作の間、インバータ１４はほぼ同じ周
波数にとどまっているが、コンデンサＣ1 の両端の間の
電圧は、放電ランプ４の負荷の必要条件が変化するにつ
れて降下する。
り、ランプ内のガスの絶縁破壊が始まる。ランプのガス
が絶縁破壊すると、放電ランプ４はグローモードに入
る。この点で、放電ランプ４によって必要とされる電圧
が降下する。一方、放電ランプ４を通る電流は、ガスが
電離し始めるので、増大する。インバータ１４の周波数
を変化させなくても共振回路１６の電圧が約３００ボル
トのレベルに降下するように、共振回路１６に負荷が加
えられる。コンデンサＣ2 のリアクタンスはまだ等価ラ
ンプ抵抗よりもずっと小さいので、上述の式（１）を用
いてこの関係を設定することもできる。グロー領域の動
作を横断すれば、放電ランプ４はアークモードに入る。
このモードで、放電ランプ４の電極相互の間にアークが
形成される。この点で、電流は放電ランプ４を通って素
早く増大するが、電圧は比較的低レベルにとどまってい
る。この段階の動作の間、インバータ１４はほぼ同じ周
波数にとどまっているが、コンデンサＣ1 の両端の間の
電圧は、放電ランプ４の負荷の必要条件が変化するにつ
れて降下する。
【００２０】放電ランプ４がグローモードからアークモ
ードに遷移している間、結合コンデンサＣ2 は直流阻止
コンデンサとしての役目を果たし、又、直列リアクタン
スとしての役目を果たす。その結果、アークモードの開
始時に等価ランプ抵抗が非常に小さいときに、直流結合
電圧Ｖb が負荷に入らないように阻止することにより、
電力ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６を通る電流がコンデンサ
Ｃ2 によって制限される。この抵抗は、アークモードの
最初では１５オームと低く、定常状態ランモードでは約
３００オームと大きくなり得る。このことは図３に明確
に示されている。この図からわかるように、共振回路１
６から見た等価負荷抵抗は、図３のプロットでｄＶ／ｄ
Ｉを求めることによって計算することができる。放電ラ
ンプ４の抵抗は、かなり激しく変化する。放電ランプ４
の抵抗は破壊からアークモードに激しく変化するので、
コンデンサＣ2 は減衰比の変化を小さくすることによ
り、共振回路１６の負荷の影響を小さくする役目も果た
す。Ｃ2 の影響により減衰比があまり大きく変化する
と、これにより、アークモードで暖機している間にラン
プ電圧が余りに急速に上昇して、ランプが消える。この
ようにコンデンサＣ2 は、（Ｃ1 ＝Ｃ2 と仮定して）次
式に示すように等価ランプ抵抗を周波数の関数とする。
ードに遷移している間、結合コンデンサＣ2 は直流阻止
コンデンサとしての役目を果たし、又、直列リアクタン
スとしての役目を果たす。その結果、アークモードの開
始時に等価ランプ抵抗が非常に小さいときに、直流結合
電圧Ｖb が負荷に入らないように阻止することにより、
電力ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６を通る電流がコンデンサ
Ｃ2 によって制限される。この抵抗は、アークモードの
最初では１５オームと低く、定常状態ランモードでは約
３００オームと大きくなり得る。このことは図３に明確
に示されている。この図からわかるように、共振回路１
６から見た等価負荷抵抗は、図３のプロットでｄＶ／ｄ
Ｉを求めることによって計算することができる。放電ラ
ンプ４の抵抗は、かなり激しく変化する。放電ランプ４
の抵抗は破壊からアークモードに激しく変化するので、
コンデンサＣ2 は減衰比の変化を小さくすることによ
り、共振回路１６の負荷の影響を小さくする役目も果た
す。Ｃ2 の影響により減衰比があまり大きく変化する
と、これにより、アークモードで暖機している間にラン
プ電圧が余りに急速に上昇して、ランプが消える。この
ようにコンデンサＣ2 は、（Ｃ1 ＝Ｃ2 と仮定して）次
式に示すように等価ランプ抵抗を周波数の関数とする。
【００２１】
【数２】
【００２２】遷移モードにおけるランプに対するＬ1 、
Ｃ1 及びＣ2 の回路のインピーダンス整合は、本発明の
重要な特徴である。上述の式（１）、（２）及び
（３）、並びに特定の放電ランプ及び電源の既知の特性
を用いて、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 及びＣ2 の
大きさ、並びにインバータ１４の動作周波数を容易に決
定することができる。
Ｃ1 及びＣ2 の回路のインピーダンス整合は、本発明の
重要な特徴である。上述の式（１）、（２）及び
（３）、並びに特定の放電ランプ及び電源の既知の特性
を用いて、インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 及びＣ2 の
大きさ、並びにインバータ１４の動作周波数を容易に決
定することができる。
【００２３】放電ランプ４を通る電流は、安定器の直列
インピーダンスによって制限される。次に、ランプの電
流は降下するが、電圧は上昇する。放電ランプ４は間も
なく、それの正規の定常状態動作点に達する。図３に示
すように、３２ワットのメタルハライドランプの場合、
これは約３６０ｍＡ及び９０ボルトとなる。もう一度、
図１及び図２を参照することにより、制御器２２に供給
されるコンデンサＣ1 の両端の間の電圧信号Ｖλは、電
圧があるレベルを超えないようにする役目を果たしてい
ることがわかる。従って、この帰還（フィードバック）
信号により、所望の設定値電圧を超えない。放電ランプ
４が一旦その正規の定常状態動作に達すれば、制御器２
２はランプ４に対する電力レベルを一定に維持するよう
に動作する。これは、インバータ１４の平均入力電流、
即ち抵抗Ｒ1 の両端の間の電圧を検出し、設定値電圧を
適当に調整して、電圧制御発振器２８、従ってインバー
タ１４の動作周波数を制御することにより達成される。
インピーダンスによって制限される。次に、ランプの電
流は降下するが、電圧は上昇する。放電ランプ４は間も
なく、それの正規の定常状態動作点に達する。図３に示
すように、３２ワットのメタルハライドランプの場合、
これは約３６０ｍＡ及び９０ボルトとなる。もう一度、
図１及び図２を参照することにより、制御器２２に供給
されるコンデンサＣ1 の両端の間の電圧信号Ｖλは、電
圧があるレベルを超えないようにする役目を果たしてい
ることがわかる。従って、この帰還（フィードバック）
信号により、所望の設定値電圧を超えない。放電ランプ
４が一旦その正規の定常状態動作に達すれば、制御器２
２はランプ４に対する電力レベルを一定に維持するよう
に動作する。これは、インバータ１４の平均入力電流、
即ち抵抗Ｒ1 の両端の間の電圧を検出し、設定値電圧を
適当に調整して、電圧制御発振器２８、従ってインバー
タ１４の動作周波数を制御することにより達成される。
【００２４】直流放電ランプ４を用いる場合には、共振
回路１６の出力に発生する交流電圧を直流電圧に変換し
なければならない。インバータ１４及び共振回路１６に
よって発生される交流電圧は、第２のブリッジ整流器１
８によって整流されて、第２の低域フィルタ２０によっ
てフィルタリングされる。この構成では、始動時のよう
に出力電圧が非常に高いときには、コンデンサＣ3 が支
配的なフィルタリング構成要素であり、アークモードの
ように出力電流が大きいときには、インダクタＬ2 が支
配的なフィルタリング構成要素である。第２の整流器１
８があるため、第２の低域フィルタ２０が減衰しなけれ
ばならない周波数は、インバータ周波数の２倍である。
ランプにおける音響共振の影響を回避するために、ラン
モードにおけるランプ・リプル電流は、約２％よりも小
さく保持するべきである。
回路１６の出力に発生する交流電圧を直流電圧に変換し
なければならない。インバータ１４及び共振回路１６に
よって発生される交流電圧は、第２のブリッジ整流器１
８によって整流されて、第２の低域フィルタ２０によっ
てフィルタリングされる。この構成では、始動時のよう
に出力電圧が非常に高いときには、コンデンサＣ3 が支
配的なフィルタリング構成要素であり、アークモードの
ように出力電流が大きいときには、インダクタＬ2 が支
配的なフィルタリング構成要素である。第２の整流器１
８があるため、第２の低域フィルタ２０が減衰しなけれ
ばならない周波数は、インバータ周波数の２倍である。
ランプにおける音響共振の影響を回避するために、ラン
モードにおけるランプ・リプル電流は、約２％よりも小
さく保持するべきである。
【００２５】放電ランプ４が定常状態の動作に達する
と、良好な力率補正を行うために、力率補正回路１２を
用いることができる。インダクタＬ3 と、コンデンサＣ
5 と、ダイオードＤ5 、Ｄ6 及びＤ7 とを含んでいる受
動回路網を駆動するために、インバータ１４が用いられ
ている。インバータ１４は常に５０％のデューティ比で
動作している、即ち、ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６の各々
はインバータの総周波数の丁度半分に対して導電状態に
なっているので、力率補正回路１２は不連続な順方向変
換器として動作する。定常状態であることと、ＭＯＳＦ
ＥＴ２４が導電状態であることとを仮定すると、電力線
電圧がコンデンサＣ5 よりも大きいときはいつでも、ダ
イオードＤ5 は導電状態となる。従って、ＭＯＳＦＥＴ
２４が導電状態にあるときはいつでも、コンデンサＣ5
は充電している。インダクタＬ3 はコンデンサＣ5 に印
加される電流を制限する。コンデンサＣ5 がその充電期
間の間に達する電圧に比べて整流された電力線電圧が小
さいときはいつでも、ダイオードＤ6 は導電状態とな
り、連続電力がインバータ１４に供給される。
と、良好な力率補正を行うために、力率補正回路１２を
用いることができる。インダクタＬ3 と、コンデンサＣ
5 と、ダイオードＤ5 、Ｄ6 及びＤ7 とを含んでいる受
動回路網を駆動するために、インバータ１４が用いられ
ている。インバータ１４は常に５０％のデューティ比で
動作している、即ち、ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６の各々
はインバータの総周波数の丁度半分に対して導電状態に
なっているので、力率補正回路１２は不連続な順方向変
換器として動作する。定常状態であることと、ＭＯＳＦ
ＥＴ２４が導電状態であることとを仮定すると、電力線
電圧がコンデンサＣ5 よりも大きいときはいつでも、ダ
イオードＤ5 は導電状態となる。従って、ＭＯＳＦＥＴ
２４が導電状態にあるときはいつでも、コンデンサＣ5
は充電している。インダクタＬ3 はコンデンサＣ5 に印
加される電流を制限する。コンデンサＣ5 がその充電期
間の間に達する電圧に比べて整流された電力線電圧が小
さいときはいつでも、ダイオードＤ6 は導電状態とな
り、連続電力がインバータ１４に供給される。
【００２６】上述の回路の他に、本発明の電子安定器
は、性能向上のために位相同期ループ制御器を用いるこ
ともできる。この位相同期ループ制御器の位相は最初
に、ゼロに設定される。次に、インダクタＬ1 に供給さ
れる電流が決定され、制御信号φ a 又はφb を用いて、
ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６によって発生される実際の電
圧と比較される。次に、インダクタＬ1 の電流の位相、
及び制御信号φa 又はφbが同一に維持されるように、
電圧制御発振器２８が設定される。
は、性能向上のために位相同期ループ制御器を用いるこ
ともできる。この位相同期ループ制御器の位相は最初
に、ゼロに設定される。次に、インダクタＬ1 に供給さ
れる電流が決定され、制御信号φ a 又はφb を用いて、
ＭＯＳＦＥＴ２４及び２６によって発生される実際の電
圧と比較される。次に、インダクタＬ1 の電流の位相、
及び制御信号φa 又はφbが同一に維持されるように、
電圧制御発振器２８が設定される。
【００２７】本発明の現在のところ好ましい実施例を説
明してきたが、特許請求の範囲の要旨の範囲内で本発明
を他のやり方で実施できることは理解されるはずであ
る。
明してきたが、特許請求の範囲の要旨の範囲内で本発明
を他のやり方で実施できることは理解されるはずであ
る。
【図１】本発明による電子安定器の一実施例のブロック
図である。
図である。
【図２】図１に示される電子安定器の詳細回路図であ
る。
る。
【図３】始動から定常状態の動作までのメタルハライド
ランプの動作における電流と電圧との間の関係を示す曲
線である。
ランプの動作における電流と電圧との間の関係を示す曲
線である。
【図４】図１及び図２の共振回路におけるコンデンサの
両端間の電圧の大きさ及びコンデンサとインダクタとの
間の位相差を周波数及び減衰比の関数として示す曲線で
ある。
両端間の電圧の大きさ及びコンデンサとインダクタとの
間の位相差を周波数及び減衰比の関数として示す曲線で
ある。
２ 交流電源 ４ 放電ランプ ６ 電磁干渉フィルタ ８ 第１の全波整流器 １０ 第１の低域フィルタ １４ インバータ １６ 共振回路 １８ 第２の全波整流器 ２０ 第２の低域フィルタ ２２ 制御器 ２４、２６ ＭＯＳＦＥＴ ２８ 電圧制御発振器 ３０ 制御変圧器 Ｃ1 コンデンサ Ｃ2 結合コンデンサ Ｌ1 インダクタ Ｒ1 抵抗 Ｖλ ランプ電圧 φa 、φb 制御信号
Claims (12)
- 【請求項１】 直流電源とガス放電ランプとの間に接続
可能であると共に、前記ガス放電ランプに供給される電
力を制御する電子安定器であって、 （ａ） 前記電源からの直流信号を受け取ると共に、制
御された周波数で周期的波形を発生するように作用する
インバータ回路と、 （ｂ） 該インバータ回路に接続されており、所定の周
波数で共振すると共に出力電圧を発生するように同調さ
れている共振回路と、 （ｃ） 該共振回路と前記放電ランプとの間に接続され
ており、前記共振回路の出力電圧を前記放電ランプに供
給するように作用する結合コンデンサと、 （ｄ） 前記インバータ回路に接続されており、前記イ
ンバータ回路を前記共振回路の共振周波数の近くの動作
周波数とするよう制御するように作用する制御回路構成
であって、該制御回路構成は、少なくとも所定の設定値
制御電圧に応答していると共に前記共振回路の出力電圧
に応答しており、前記共振回路は、前記放電ランプをグ
ローモードの動作に入らせるのに十分なレベルにまで前
記インバータ回路からの電圧を増大させるように同調さ
れており、前記結合コンデンサ及び共振回路は、前記放
電ランプが前記グローモードの動作を通ってアークモー
ドの動作、そして定常状態モードの動作に移るのに十分
な前記放電ランプへの電力流を維持するために適当なイ
ンピーダンスを有している、制御回路構成とを備えた電
子安定器。 - 【請求項２】 前記インバータに供給される電力を制御
する力率補正回路手段を更に含んでいる請求項１に記載
の電子安定器。 - 【請求項３】 前記インバータに供給される平均電流を
検出するように作用する電流感知回路と、該電流感知回
路に応答する電力帰還回路とを更に含んでおり、 該電力帰還回路は、定常状態モードの動作の間に前記放
電ランプに供給される電力が所望のレベルに維持される
よう前記制御回路構成の動作周波数を調整するように作
用している請求項１に記載の電子安定器。 - 【請求項４】 前記インバータは、一対の電力ＭＯＳＦ
ＥＴスイッチの直列回路網で形成されている請求項１に
記載の電子安定器。 - 【請求項５】 前記制御回路構成は、出力が結合変圧器
により前記電力ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されている
電圧制御発振器を含んでおり、前記電力ＭＯＳＦＥＴの
各々のゲートに供給される信号は、位相が約１８０°離
れている請求項４に記載の電子安定器。 - 【請求項６】 前記共振回路は、直列のインダクタ／コ
ンデンサ回路で形成されており、前記共振回路のコンデ
ンサの両端間の電圧は、前記結合コンデンサを介して前
記放電ランプに供給されている請求項５に記載の電子安
定器。 - 【請求項７】 前記結合コンデンサと前記放電ランプと
の間に、低域フィルタと直列に接続されている整流器を
更に含んでいる請求項１に記載の電子安定器。 - 【請求項８】 前記放電ランプは、メタルハライド放電
ランプである請求項１に記載の電子安定器。 - 【請求項９】 前記交流電源を直流電源に変換するよう
に作用する整流回路を含んでおり、 前記インバータ回路は、前記整流回路からの直流信号を
受け取っている請求項１から請求項８までのいずれか一
項に記載の電子安定器。 - 【請求項１０】 前記整流回路は、第１の低域フィルタ
と直列の第１の整流器を含んでいる請求項９に記載の電
子安定器。 - 【請求項１１】 前記整流回路は、電磁干渉フィルタを
含んでいる請求項１０に記載の電子安定器。 - 【請求項１２】 前記結合コンデンサと前記放電ランプ
との間に、第２の低域フィルタと直列に接続されている
第２の整流器を更に含んでいる請求項１０に記載の電子
安定器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/136,840 US5381076A (en) | 1993-10-18 | 1993-10-18 | Metal halide electronic ballast |
| US136840 | 1998-08-20 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07220889A true JPH07220889A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=22474600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6249894A Withdrawn JPH07220889A (ja) | 1993-10-18 | 1994-10-17 | 電子安定器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5381076A (ja) |
| EP (1) | EP0649271A1 (ja) |
| JP (1) | JPH07220889A (ja) |
| CA (1) | CA2118057A1 (ja) |
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| KR100431077B1 (ko) * | 2001-08-01 | 2004-05-17 | 김용돈 | 고압방전 램프용 구동회로 |
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- 1993-10-18 US US08/136,840 patent/US5381076A/en not_active Expired - Fee Related
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1994
- 1994-10-05 EP EP94307312A patent/EP0649271A1/en not_active Withdrawn
- 1994-10-13 CA CA002118057A patent/CA2118057A1/en not_active Abandoned
- 1994-10-17 JP JP6249894A patent/JPH07220889A/ja not_active Withdrawn
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2118057A1 (en) | 1995-04-19 |
| US5381076A (en) | 1995-01-10 |
| EP0649271A1 (en) | 1995-04-19 |
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