JPH113794A - 照明用点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】数ＭＨｚの動作周波数も考慮した放電管の点灯
変換装置において、高周波漏れ電流，ノイズ誤動作を防
ぐ。 【解決手段】前記インバータ回路のハイサイド及びロー
サイド側の電圧駆動型半導体素子にそれぞれ、該素子を
流れる正逆電流を積分する積分手段と、前記電圧駆動型
半導体素子のオフ期間に比例して前記積分値を減少させ
る放電手段と、前記積分値と基準電圧値の比較に応じて
前記電圧駆動型半導体素子にオン，オフの駆動信号を出
力する駆動手段を備え、前記ローサイド側に指令値に応
じて前記放電手段或いは前記基準電圧値の少なくとも一
方を制御する制御手段を具備し、前記ハイサイド側に前
記駆動信号のオンとオフの比率に応じて、前記放電手段
或いは前記基準電圧値の少なくとも一方を制御する第２
の制御手段を備えることで達成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は放電管の点灯回路に
おける駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、放電管（例えば、蛍光灯）では、
インバータを用いた点灯回路により直流電圧を高周波交
流電圧に変換して、この高周波交流電圧を放電管を含む
共振負荷回路に印加する方式が増えている。共振負荷回
路には共振周波数を設定する共振インダクタ及び共振コ
ンデンサが含まれている。こうした点灯回路は、直流電
源の正負極間にハーフブリッジ構造に接続された２つの
パワー半導体スイッチング素子からなるインバータ回路
で、上記の高周波交流電圧を共振負荷回路の両端に印加
する。共振手段を流れる電流はインバータの動作周波数
を変えることによって制御する。ここで、２つのパワー
半導体素子を交互にオン，オフさせるスイッチング周波
数をｆ、上記共振インダクタとコンデンサで決まる共振
周波数をｆｏとすれば、ｆｏに対してｆを変化させると
ランプ電流も変化し、調光が可能になる。点灯回路の従
来例として、特開平8−37092号に開示されるような駆動
装置がある。この駆動装置は、１）所望する周波数の方
形波を発生するタイマ回路、２）インバータの２つのパ
ワー半導体スイッチング素子をタイマ回路からの駆動信
号に応じて各々駆動するハイサイド，ローサイドの駆動
回路、３）２つのパワー半導体スイッチング素子が同時
導通を防止するハイサイドのデッドタイムディレイ回
路，ローサイドのデッドタイムディレイ回路、及び４）
ローサイドのコモン電位を基準とする信号をハイサイド
のコモン電位を基準とする信号に変換しタイマ回路から
の駆動信号をハイサイド側に伝達するためのレベルシフ
ト回路を備えることが特徴であり、これらの回路を１つ
の集積回路に内蔵する。上記従来例では、タイマ回路の
周波数を制御することによりスイッチング周波数ｆを変
化させて調光を行うことが可能である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】近年報告された無電極
ランプでは、共振周波数を数ＭＨｚまで高くして高周波
交流電流により高周波磁界を発生させ、この磁界でラン
プ管内のプラズマを維持させる方法で放電管の発光を制
御している。こうした数ＭＨｚの点灯装置に前述の従来
例を適用すると、タイマ回路からの駆動信号をハイサイ
ド側に伝達するためのレベルシフト回路の漏れ電流が問
題になる。レベルシフト回路には様々な方式があるが、
いずれもローサイドとハイサイドの間に少なくとも１つ
の半導体スイッチング素子を備える。半導体スイッチン
グ素子はその入出力端子間に寄生容量があり、インバー
タ回路の出力電圧が変化する度に、寄生容量が充電或い
は放電される。この充電、放電時間を０．１μｓと仮定
すると、この時間は通常の５０ｋＨｚの駆動周波数を用
いる安定器に対しては１波長の０.５％ にすぎないが、
２Ｍｈｚの無電極ランプに対しては１波長の２０％にも
達する。このように、数ＭＨｚの高周波共振型インバー
タを従来の方法で制御すると、漏れ電流が大きくなり、
損失の増加或いはノイズ誤動作等の問題を生じる。

【０００４】本発明の目的は、数ＭＨｚの動作周波数も
考慮した放電管の点灯変換装置において、高周波漏れ電
流を発生させることなく、インバータ回路のスイッチン
グ周波数を変化させて放電管の調光を可能にする点灯装
置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題の解決は、逆電
流を阻止しない機能を有する電圧駆動型半導体素子を直
列に接続したインバータ回路から、負荷と共に誘導性、
及び容量性素子を備えた共振手段に交流電流を供給する
照明用点灯装置において、前記インバータ回路のハイサ
イド及びローサイド側の電圧駆動型半導体素子にそれぞ
れ、該素子を流れる正逆電流を積分する積分手段と、前
記電圧駆動型半導体素子のオフ期間に比例して前記積分
値を減少させる放電手段と、前記積分値と基準電圧値の
比較に応じて前記電圧駆動型半導体素子にオン，オフの
駆動信号を出力する駆動手段を備えると共に、前記ロー
サイド側に、指令値に応じて前記放電手段或いは前記基
準電圧値の少なくとも一方を制御する制御手段を具備す
ると共に、前記ハイサイド側に、前記駆動信号のオンと
オフの比率に応じて、前記放電手段或いは前記基準電圧
値の少なくとも一方を制御する第２の制御手段を備える
ことで達成される。

【０００６】

【発明の実施の形態】本発明の実施例を図面を用いて説
明する。図１は本発明の実施例を示す回路図である。図
１においてハーフブリッジ構成に接続されたＱ１，Ｑ２
はパワーMOSFETであり、電流を入力するドレイン端子，
電流を出力するソース端子、及び制御電圧を印加或いは
除去されるゲート端子を備え、ゲート端子に制御電圧を
印加或いは除去されることによりドレイン，ソース間に
流れる電流を通流、或いは遮断する。MOSFETはソース端
子からドレイン端子に向かう方向にダイオードを内蔵し
ており、以後Ｑ１が内蔵するダイオードをＱＤ１，Ｑ２
が内蔵するダイオードをＱＤ２とする。

【０００７】ハイサイドのＱ１のドレイン端子は主電源
１７の正極と接続し、Ｑ１のソース端子とＱ２のドレイ
ン端子間にはコンデンサＣ１を接続し、Ｃ１とＱ２の接
続箇所をインバータの出力端子Ｏとする。また、直列に
接続した抵抗手段Ｒ１と半導体素子５をコンデンサＣ１
に並列に接続する。

【０００８】同様にローサイドＱ２のソース端子と電源
１７の負極の間にはコンデンサＣ２を接続し、Ｃ２と電
源１７の負極の接続箇所をＮと呼ぶ。Ｃ１と同様にコン
デンサＣ２にも直列に接続した抵抗手段Ｒ２と半導体素
子６を並列に設ける。出力ＯとＮの間には共振用インダ
クタＬｒ，共振用コンデンサＣｒを直列に接続し、Ｃｒ
には並列に負荷として放電管（或いは蛍光ランプ）１８
を備える。Ｌｒ，Ｃｒ及び放電管１８を備えた共振回路
は図１に図示した構成に限定するものではなく、例えば
放電管１８がＬｒに並列な構成でも良い。コンデンサＣ
１及びＣ２の容量は、共振用コンデンサＣｒに比べて数
十倍以上に大きければ、Ｃ１，Ｃ２をＣｒに合成した値
は、ほぼＣｒに等しくなるため、共振電流に与える影響
はほとんどない。

【０００９】主電源コンデンサ１７の充電はＤ１〜Ｄ４
で構成される全波整流型ダイオードブリッジを用いてＡ
Ｃ電源１６の交流電圧を直流に変換する。ここで、ＡＣ
電源１６とダイオードブリッジ間には調光用のトライア
ック２０とフィルタ手段１９を備える。トライアック２
０の機能については後述する。また、調光制御のため、
フィルタ手段１９を通って平滑された交流電圧は抵抗Ｒ
６とＲ７で分圧し、Ｒ７両端の電圧を検出する。

【００１０】次に、ハイサイド側の駆動回路を説明す
る。ハイサイド側の電源は出力端子Ｏを基準とする電源
１１であり、電源１１の正電極と負電極の間には素子１
と２からなるＣＭＯＳインバータを供え、その出力をＱ
１のゲートに接続する。CMOSインバータは素子１がオン
すると（この時２はオフ）Ｑ１のゲート端子に電圧を印
加させる電流を流し、素子２がオンすると（この時１は
オフ）Ｑ１のゲート端子に充電された電荷を放電させる
電流を流す。コンデンサＣ１の電圧は、比較器７によっ
て出力端子Ｏを基準とする基準電圧Ｖref1と比較され、
比較器７の出力でＣＭＯＳインバータを駆動する。ま
た、比較器７の出力は反転回路１５を経た後、フィルタ
手段９を通って平滑され、この平滑した電圧値（Ｖf と
おく）を増幅器１０の＋端子に入力する。一方、増幅器
１０の−端子には基準電圧Ｖref3の電圧を入力し、増幅
器１０はフィルタ手段９の出力電圧Ｖf と基準電圧Ｖre
f3の差電圧（Ｖf−Ｖref3 ）にゲインを乗じた値を半導
体素子５の制御端子に出力する。ここで、半導体素子５
は制御電圧値に応じてオン抵抗が変化することを利用し
て、可変抵抗手段として用いている。

【００１１】次に、ローサイド側の駆動回路を説明す
る。ローサイド側の制御電源は端子Ｎを基準とする電源
１４であり、電源１４の正電極と負電極の間には素子３
と４からなるＣＭＯＳインバータを供え、その出力をＱ
２のゲートに接続する。コンデンサＣ２の電圧は、比較
器８によってＮ端子を基準とする基準電圧Ｖref2と比較
され、比較器８の出力で３と４からなるＣＭＯＳインバ
ータを駆動する。

【００１２】前述の抵抗Ｒ７の電圧、即ち、トライアッ
ク２０によって位相角制御された交流の半波電圧をＲ６
とＲ７で分圧した電圧は、フィルタ手段１２によって直
流電圧レベルにまで平滑する。この平滑した電圧値をＶ
a とおくと、Ｖa は抵抗Ｒ５を経て増幅器１３の＋端子
に入力する。一方、増幅器１３の−端子には基準電圧Ｖ
ref4の電圧を入力し、増幅器１３はフィルタ手段１２の
出力電圧Ｖa と基準電圧Ｖref4の差電圧（Ｖa−Ｖref4
）にゲインを乗じた値を半導体素子６の制御端子に出
力する。半導体素子６は前述の素子５と同様に制御電圧
値に応じてオン抵抗を変化させ、可変抵抗手段として用
いている。

【００１３】ここで、ハイサイドの基準電圧Ｖref1とロ
ーサイドの基準電圧Ｖref2は、等しい電圧値が望まし
い。

【００１４】次に、この照明用点灯装置の基本動作を図
２を用いて説明する。図２は図１の実施例における各部
の波形を表す。放電管１８は、MOSFET Ｑ１，Ｑ２とＬ
ｒ，Ｃｒを用いた電流共振回路によって高周波の電流が
供給される。共振回路の電流Ｉ_L を図１でＯ点から流れ
出る方向を正として定義すると、電流Ｉ_L の１周期の間
にはＱ１，Ｑ２、及びＱＤ１，ＱＤ２に関わる動作モー
ドが４つあり、これらの期間を図２にｔ１からｔ４とし
て示す。

【００１５】モード１（ｔ１期間）：図１でＱ１がオン
するとＯ−Ｎ間に主電源１７の電圧が印加されＱ１，Ｃ
１，Ｌｒ，Ｃｒの経路で電流Ｉ_L が流れる。電流Ｉ_L は
Ｃｒを充電すると共に、一部が放電管１８に分流して流
れる。また、Ｉ_L によってコンデンサＣ１は充電される
が、以後、Ｃ１の電圧をＶc1と表す。Ｖc1は比較器７に
よって基準電圧Ｖref1と比較される。Ｖc1がＶref1に達
すると、比較器７の出力はLow からHighに変化する。こ
の出力でＣＭＯＳインバータの素子２がオンしてＱ１の
ゲート電圧を放電し、Ｑ１はオフする。尚、図３でＶc1
がＶref1に達した後、素子２によってＱ１がオフするま
での遅延時間をｔdoffとする。

【００１６】電流Ｉ_L は図２に示すように、ＬｒとＣｒ
によって正弦波状の波形になるが、Ｖc1の充電電圧を検
知してＱ１をオフする本方式では、Ｖc1が充電中、即ち
電流Ｉ_L の極性が正の期間中にＱ１がオフすることが特
徴である。

【００１７】ここまでの動作がモード１であり、コンデ
ンサＣ２はモード１の期間中、抵抗手段Ｒ２と半導体素
子６によって放電されている。Ｃ２の電圧を以後Ｖc2と
表すと、Ｖc2は図２に示すようにモード１期間中に徐々
に減少する。

【００１８】モード２（ｔ２期間）：Ｑ１がオフした時
点では電流Ｉ_L は正の極性で値を有しており、この電流
はＬｒ，Ｃｒ，Ｃ２，ＱＤ２の経路で流れ続ける。尚、
電流Ｉ_L の一部は放電管１８に分流して流れる。

【００１９】電流Ｉ_L はＣ２を逆充電するように作用
し、Ｖc2はモード１終了時刻より更に減少する。Ｖc2が
Ｖref2の値以下になると、比較器８の出力はHighからLo
w に変化し、この出力でＣＭＯＳインバータの素子３が
オンしてＱ２のゲート電圧を充電する。ここで、図２で
Ｖc2がＶref2に達した後、素子３によってＱ１がオンす
るまでの遅延時間をｔdon とする。また、モード２期間
中の電流極性はＱ２にとって逆方向であり、図２に示す
ようにゲート電圧が充電されても電流の極性が変わらな
い限り、電流はＱＤ２を流れ続ける。電流Ｉ_L の極性が
負に変化するまでの期間がモード２であり、この期間
中、Ｃ２の逆充電は続きＶc2は減少する。

【００２０】コンデンサＣ１はモード２の期間中、抵抗
手段Ｒ１と半導体素子５によって放電されており、Ｖc1
はモード２期間中に徐々に減少する。

【００２１】モード３（ｔ３期間）：電流Ｉ_L の極性が
正から負に変わると、モード２でゲート電圧が充電され
たＱ２にＩ_L が流れる。即ち、Ｉ_L はＣｒの放電電流と
してＱ２，Ｃ２，Ｃｒ，Ｌｒの経路で流れ、Ｃ２はＩ_L
によって充電される。Ｖc2は比較器８によってＶref2と
比較される。Ｉ_L によってＶc2が増加しＶref2に達する
と、比較器８の出力はLow からHighに変化し、この出力
でＣＭＯＳインバータの素子４がオンしてＱ２のゲート
電圧を放電し、ｔdoffの遅延時間の後、Ｑ２はオフす
る。モード３においてもモード１と同様に、電流Ｉ_L の
極性が負の期間中にＱ２がオフする。

【００２２】ここまでの動作がモード３であり、コンデ
ンサＣ１はモード３の期間中、抵抗手段Ｒ１と半導体素
子５によって放電されており、Ｖc1はモード３期間中に
徐々に減少する。

【００２３】モード４(ｔ４期間)：Ｑ２がオフした時点
では電流Ｉ_L は負の極性で値を有しており、Ｌｒに蓄積
された電磁エネルギーによって、電流Ｉ_L はＬｒ，Ｃ
１，ＱＤ１、主電源１７，Ｃｒ，Ｌｒの経路で流れ続け
る。尚、電流Ｉ_L の一部は放電管１８に分流して流れ
る。

【００２４】電流Ｉ_L はＣ１を逆充電するように作用
し、Ｖc1はモード３終了時刻より更に減少する。Ｖc1が
Ｖref1の値以下になると、比較器６の出力はHighからLo
w に変化し、この出力でＣＭＯＳインバータの素子１が
オンしてｔdon の遅延時間の後、Ｑ１のゲート電圧を充
電する。但し、モード４期間中の電流極性はＱ１にとっ
て逆方向であり、ゲート電圧が充電されても電流の極性
が変わらない限り、電流はＱＤ１を流れ続ける。電流Ｉ
_L の極性が正に変化するまでの期間がモード４であり、
この期間中、Ｃ２の逆充電は続きＶc1は減少する。ま
た、コンデンサＣ２はモード４の期間中、抵抗手段Ｒ２
と半導体素子６によって放電されており、Ｖc2はモード
４期間中に徐々に減少する。

【００２５】電流Ｉ_L の１周期の間にモード１からモー
ド４の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。

【００２６】本実施例では、抵抗手段Ｒ１と半導体素子
５、或いは抵抗手段Ｒ２と半導体素子６からなる放電手
段が、電流Ｉ_L に応じて動作周波数を調整する特徴があ
る。図２において第１周期の電流をＩ_L1とすると、Ｑ１
及びＱＤ１に電流が流れていないモード２及び３の期間
にＶc1の電圧は抵抗手段Ｒ１と半導体素子５によってΔ
Ｖ１だけ減少する。次に、モード４においてＱＤ１に流
れる電流を積分し、その値をＶc1から減算すると、モー
ド４終了時のＶc1（第２周期のモード１開始時における
Ｖc1と等しい）はΔＶ１の分だけ第１周期のモード１開
始時におけるＶc1より減少する。次に、第２周期に入
り、モード１において電流Ｉ_L を積分した値をＶc1に加
算するが、開始時の電圧が異なるためＶc1が基準電圧Ｖ
ref1に達するまでの時間は第１周期に比べて長くなる、
即ち、周波数が遅くなる。遅れ位相において点灯装置の
周波数が遅くなると、電流Ｉ_L は図２の共振特性に示す
ように増加する。また、この周期のモード２，３におい
て放電手段１３により減少する電圧ΔＶ２は周波数が遅
くなった分だけΔＶ１より大きい。

【００２７】以上の動作を繰り返し行うが、同じ動作が
Ｖc2に対しても起こり、周期毎に動作周波数は自動的に
調整され、共振電流を適正な値に変化させる。

【００２８】本発明の点灯回路によれば、電流が急に減
少しても、次の周期ではｔ５，ｔ６の期間が長くなり、
周波数を低下して電流を増加させる働きがある。この動
作を繰り返し、定常電流に復帰すると、その後は周波数
は一定になる。即ち、本方式の点灯回路は、電流の変動
に対してスイッチ素子の駆動周波数と１周期に対するオ
ン，オフの比率（デューティ）をそれぞれ、共振の各周
期毎に自動的に調整して、電流を安定化させることが特
徴である。

【００２９】図３には抵抗手段Ｒ１と半導体素子５、或
いは抵抗手段Ｒ２と半導体素子６からなる放電手段の合
成抵抗値と負荷電流Ｉ_L 、及びＱ１，Ｑ２の駆動周波数
に係わる関係を示す。図３から放電抵抗を大きくする
と、コンデンサＣ１或いはＣ２と放電抵抗で決まる電圧
の時間的な減少が小さくなり図２に示したΔＶが減少す
る。この結果として、駆動周波数は増加し、負荷の共振
特性から電流が減少することが分かる。

【００３０】照明用点灯装置においては負荷電流を変え
て調光を行うが、本発明によれば図３の関係から、放電
手段の値を制御して、負荷電流を変化させ調光を実現す
ることができる。この調光に関して述べる。

【００３１】次に、放電管の明るさを調整する方法につ
いて説明する。近年、照明器具には任意に明るさを調整
できる調光機能を搭載した点灯装置がある。放電管の明
るさを調整するには、共振電流Ｉ_L の大きさを変えるこ
とで達成できる。共振回路では、インバータのスイッチ
ング周波数ｆを共振インダクタと共振コンデンサで決ま
る共振周波数ｆｏに対して高くするほど、電流Ｉ_L は減
少する。この原理に基づき、点灯装置ではスイッチング
周波数ｆを制御して調光を行っている。

【００３２】本発明によれば、図３に示したように抵抗
手段Ｒ１と半導体素子５、或いは抵抗手段Ｒ２と半導体
素子６からなる放電手段の抵抗値を増加させることによ
って、駆動周波数を増加させ電流を減少させることがで
きる。

【００３３】図４には、トライアック２０で交流電圧を
位相角制御して、ローサイド側の半導体素子６の抵抗を
変化させる方法を示す。図４で交流電圧は位相角ψの期
間は電圧が零である。この電圧は抵抗手段Ｒ６，Ｒ７で
分圧され、更にフィルタ手段１２によってＲ７両端の電
圧は直流レベルまで平滑される。フィルタ手段の出力Ｖ
a は位相角制御されない場合は、図４に破線で示すレベ
ルであり、位相角ψだけ制御されると実線のレベルまで
減少する。次に増幅器１３でＶa と基準電圧Ｖref4の差
電圧（Ｖa−Ｖref4 ）が増幅され、この増幅した値が半
導体素子６の制御端子に印加される。差電圧（Ｖa−Ｖr
ef4 ）は位相制御角ψが大きいほど減少するため、半導
体素子６の制御電圧もこれに応じて減少し、素子６の抵
抗値は増加する。この結果、図３に示したようにＱ２の
駆動周波数は高くなり、電流が減少する。

【００３４】本発明の特徴は、ハイサイド側に調光に関
する信号を直接入力せず、フィルタ手段９の出力Ｖf を
用いて間接的に調光信号を得ることにある。図２の基本
動作で半導体素子５と６の抵抗値が等しければ、ハイサ
イド側のＶc1とローサイド側のＶc2は波形がほぼ同じで
位相だけが異なる状態にある。この状態では１周期に対
するＱ１，Ｑ２のオン期間の比率（以後、オンデューテ
ィと呼ぶ）は約３０％であって、このオンデューティは
駆動周波数に依存せずほぼ一定である。一方、位相角制
御され、ローサイドの半導体素子６の抵抗が増加する
と、その影響でローサイドとハイサイドでは駆動条件が
異なり、ハイサイド側のＱ１のオンデューティが増加す
る。そこで、図１に示した本発明では、ハイサイド側で
Ｑ１のオンデューティが増加したことを検出し、このオ
ンデューティを正常時の約３０％の状態に戻すよう半導
体素子５の制御信号を変更させて調光に対応する。

【００３５】図１で、Ｑ１のオンデューティは反転回路
１５の出力が１周期に対してHighである期間の比率（デ
ューティ）に等しい。反転回路１５の出力はフィルタ手
段９を通って、電圧Ｖf となり、Ｑ１のオンデューティ
が増加すると、電圧Ｖf のレベルも同時に増加する。次
に増幅器１０でＶf と基準電圧Ｖref3の差電圧（Ｖf−
Ｖref3）が増幅され、この増幅した値が半導体素子５の
制御端子に印加される。Ｑ１のオンデューティが大きい
ほど差電圧（Ｖf −Ｖref3）は減少し、半導体素子５の
制御電圧もこれに応じて減少され、素子５の抵抗値が増
加する。最終的には、Ｑ１の駆動周波数はローサイドの
Ｑ２とほぼ等しくなりローサイド，ハイサイドが共に周
波数制御され、調光を達成することができる。

【００３６】図１の実施例の他に、コンデンサＣ１又は
Ｃ２の電圧と比較する基準電圧Ｖref1，Ｖref2を変更し
て周波数制御する方法もあり、図５にその実施例を示
す。

【００３７】図５の実施例において、調光時には図１と
同様に増幅器１０が差電圧（Ｖf −Ｖref3）を増幅して
半導体素子２１に制御信号として出力する。素子２１は
図１の素子５と同様に制御電圧により抵抗値を変化させ
て用いる。図５の実施例では素子２１の抵抗に応じて抵
抗Ｒ１０とＲ１１、及び素子２１で決まる基準電圧Ｖre
f1が変化する。基準電圧Ｖref1が通常点灯時の値より低
くなるほど、Ｑ１のオン期間は短くなり、ローサイドの
Ｑ２に追従するように周波数が変更され、調光を達成す
ることが可能になる。

【００３８】

【発明の効果】本発明によれば、インバータ式の点灯装
置において、ハイサイドの制御回路に直接、調光信号を
伝達することなく、オンデューティを一定に保つように
制御することで、ローサイドと共に駆動周波数を所望す
る値に変更して、放電管を調光制御することが可能であ
る。ハイサイドの回路に調光信号を伝達しないため、Ｍ
Ｈｚ級の高周波でインバータ回路を駆動する場合でも、
漏れ電流による損失，ノイズ誤動作等の問題が無く、信
頼性の向上に効果がある。また、ローサイド，ハイサイ
ドの回路は低耐圧の半導体部品で構成され、回路基板の
低コスト化に寄与する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における照明用点灯装置の構
成。

【図２】図１の基本動作波形。

【図３】放電抵抗値と周波数，電流の関係。

【図４】調光時の位相制御。

【図５】第２の実施例。

【符号の説明】

１〜６，２１…MOSFET、７，８…電圧比較器、９，１
２，１９…フィルタ手段、１０，１３…増幅器、１１，
１４，１７…電源、１６…ＡＣ電源、１８…放電管、２
０…トライアック、Ｑ１，Ｑ２…パワーMOSFET、Ｄ１〜
Ｄ４，ＱＤ１，ＱＤ２…ダイオード、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ
ｒ，Ｃ４…コンデンサ、Ｌｒ…共振用インダクタ、Ｒ１
〜Ｒ７，Ｒ１０，Ｒ１１…抵抗。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】逆電流を阻止しない機能を有する電圧駆動
   型半導体素子を直列に接続したインバータ回路から、負
   荷と共に誘導性、及び容量性素子を備えた共振手段に交
   流電流を供給する照明用点灯装置であって、 前記インバータ回路のハイサイド及びローサイド側の電
   圧駆動型半導体素子にそれぞれ、該素子を流れる正逆電
   流を積分する積分手段と、前記電圧駆動型半導体素子の
   オフ期間に比例して前記積分値を減少させる放電手段
   と、前記積分値と基準電圧値の比較に応じて前記電圧駆
   動型半導体素子にオン，オフの駆動信号を出力する駆動
   手段を備えると共に、 前記ローサイド側に、指令値に応じて前記放電手段或い
   は前記基準電圧値の少なくとも一方を制御する制御手段
   を具備すると共に、 前記ハイサイド側に、前記駆動信号のオンとオフの比率
   に応じて、前記放電手段或いは前記基準電圧値の少なく
   とも一方を制御する第２の制御手段を備えることを特徴
   とする照明用点灯装置。
2. 【請求項２】請求項１記載の照明用点灯において、 前記第２の制御手段は、前記駆動信号のオンとオフの比
   率、或いは前記積分手段の積分値に応じて、前記放電手
   段或いは前記基準電圧値の少なくとも一方を制御するこ
   とを特徴とする照明用点灯装置。
3. 【請求項３】パワー半導体素子をブリッジ接続したイン
   バータ回路から、放電管，インダクタ、及びキャパシタ
   を備えた共振手段に交流電流を供給する照明用点灯装置
   であって、 前記インバータ回路のハイサイド及びローサイド側のパ
   ワー半導体素子にそれぞれ、該素子を流れる正逆電流を
   充電する第１，第２のキャパシタと、該各々のキャパシ
   タに並列に設けた第１，第２の抵抗手段と、前記第１，
   第２キャパシタの充電電圧と基準電圧値の比較に応じて
   前記ハイサイド及びローサイド側のパワー半導体素子に
   オン，オフの駆動信号を出力する第１，第２の駆動手段
   を備えると共に、 前記第１駆動手段が出力する駆動信号のオンとオフの比
   率に応じて、前記第２抵抗手段の抵抗値或いはハイサイ
   ド側の前記基準電圧値の少なくとも一方を制御する第１
   の制御手段を備えると共に、 指令値に応じて前記第１抵抗手段の抵抗値或いはローサ
   イド側の前記基準電圧値の少なくとも一方を制御する第
   ２の制御手段を具備したことを特徴とする照明用点灯装
   置。