JP4225059B2

JP4225059B2 - 高輝度放電ランプを駆動する装置及び方法

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Publication number: JP4225059B2
Application number: JP2002577497A
Authority: JP
Inventors: イーヤン・サン
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2002-03-29
Publication date: 2009-02-18
Anticipated expiration: 2022-03-29
Also published as: WO2002080630A1; DE60205679D1; EP1269800A1; KR100480885B1; DE60205679T2; CN1460396A; US20020140370A1; EP1269800B1; US6448720B1; KR20030013418A; JP2004519828A; CN100423619C

Description

【０００１】
（発明の属する技術分野）
本発明は、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプを駆動するための装置及び方法に関する。詳細には、本発明は、ＨＩＤランプを点灯（起動）するため、及び高周波共振点灯回路による通常動作状態時に出力及び電流制御のために使用するピーク電流検出信号への干渉が最小となる安定した回路動作を維持するために高周波共振点灯電圧を発生することを目的とする。ランプリード線の寄生容量に関連する共振点灯電圧の大きさの変動は、共振点灯コンデンサに直列に接続されるダンピング抵抗器を含むことにより最小限に抑えられる。
【０００２】
（背景技術）
電子高輝度放電ランプは、通常、ランプを点灯（起動）するために２つの技術の内の１つを利用している。第１の技術では、ランプはパルス点灯方法を用いて点灯される。第２の技術では、ランプは共振点灯方法を用いて点灯される。共振点灯方法での点灯電圧のピークの大きさは、パルス点灯方法の点灯電圧のピークの大きさより低い。したがって、安全性の見地から、通常、パルス点灯方法より共振点灯法が好まれる。
【０００３】
さらに、ランプ点灯後にランプを動作させ続ける方法として２つの特徴的に異なる方法がある。パルス点灯方法では、ランプを典型的にはキロヘルツ（ｋＨｚ）範囲の高周波信号で作動させる。共振点灯方法では、ランプを典型的には数百ヘルツの範囲で測定される低周波信号で作動させる。高周波動作にまつわる音響共振問題のため、ランプの動作（例えば、照度）を維持するためには、一般的には、低周波動作方法を利用するほうが好まれている。
【０００４】
ランプを点灯させるために又は（点灯後に）高周波信号でランプを作動させるために十分なエネルギーを有する高周波電圧を発生するためには、一般的には、図３Ａから図３Ｃに図示されるように、３つの基本的なアプローチが取られる。
【０００５】
図３Ａに、チョッパ及び高周波インバータを有する放電ランプ駆動回路を示す。スイッチＱ１からＱ４に適用されるさまざまな制御方式に応じて、この構成は多くの設計目的に役立つ。
【０００６】
ＨＩＤランプが高周波で作動させるときに音響共振を示すことは周知である。米国特許第４，９１２，３７４号は、高周波電流を平滑化されたＤＣ電流で遮る方法を開示する。インダクタＬ１及びコンデンサＣ１はバック(buck)共振ネットワークを形成する。変圧器Ｔ及びコンデンサＣ２は、反転共振回路を形成する。トランジスタ対Ｑ１とＱ４及びトランジスタ対Ｑ２とＱ３が低周波で交互に切り替えられるとき、２つの高周波ＡＣ電流がランプを流れる。第１の高周波ＡＣ電流は、バック共振ネットワークにより生じる。第２の高周波ＡＣ電流は反転共振ネットワークによって生じる。その結果、コンデンサＣ１、変圧器Ｔ及びランプの間でループ電流が形成される。トランジスタＱ４が高周波で切り替えられる場合、トランジスタＱ１はオンであり、トランジスタＱ２とＱ３は（チョッパ、もしくはバック構成のために）完全にオフであり、その結果ＤＣ電流はランプを左から右へ流れる。トランジスタＱ３が高周波で切り替えられる場合、トランジスタＱ２はオンであり、トランジスタＱ１とＱ４は完全にオフであり、その結果ＤＣ電流はランプを右から左へ流れる。
【０００７】
ＤＣ電流を制御するためには、なんらかの種類のバック電流検出が必要とされる。このようなシステムは、米国特許第４，９１２，３７４号には詳細に開示されていない。バック電流を検出するための最も簡単な方法は、入力バス電圧Ｖ１と直列に検出抵抗器を追加することである。ただし、バックネットワーク電流から反転共振ネットワーク電流を分離するための特別な処理がなされなければ、反転共振ネットワークとバック共振ネットワーク間に結合が生じる可能性がある。米国特許第４，９１２，３７４号は、反転高周波動作とバックＤＣつまり低周波動作の分離は開示していないが、反転高周波動作はランプを起動する（点灯する）ためだけに利用され、ＤＣ（つまり低周波）動作はランプ起動後のランプの通常（連続）動作のために利用される。
【０００８】
図３Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５及びダイオードＤ５が追加される米国特許第４，９１２，３７４号の変形例を説明した図である。検出された降圧電流はきれいな三角波からなるが、これらの構成要素を備えることにおり、きれいな方形波からなるランプ電流が生じる。なお、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５は、ランプ点灯（起動）後の任意の時点で、すなわち、高周波電流がランプ動作に必要とされなくなったときはいつでも、オフにできる。ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５がオフにされると、インダクタＬ１とコンデンサＣ１によって形成されるバックネットワークと、変圧器Ｔと点灯コンデンサＣ２によって形成される点灯ネットワークとは、完全に減結合される。すなわち、点灯コンデンサＣ２は、回路から電気的に切断される。トランジスタＱ１とＱ２のスイッチングにより、点灯コンデンサＣ２または電流検出抵抗器Ｒｓを流れる充電（または放電）電流はない。さらに、ダイオードＤ５は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５のスイッチング動作中の電圧のオーバーシュートを防止する。
【０００９】
この変形例の欠点は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５を駆動するために必要な任意の関連する駆動回路構成要素とともに、高圧ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５及び高圧ダイオードＤ５が必要とされる点である。このため、回路が複雑となり、製造コストが増加する。なお、音響共振を防止するために高周波電流とＤＣ電流の合成波形が必要とされる場合、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ５は高周波期間中にオンにされ、低周波期間中にオフされなければならない。
【００１０】
米国特許第６，０２０，６９１号の二段出力フィルタが図３Ｃに示される。高周波共振点灯を用いるチョッパ（バック）電源レギュレータと、不連続な第１共振段インダクタ電流と、連続な第２共振段インダクタ電流とが互いに関連付けられている。
【００１１】
米国特許第６，０２０，６９１号では、インダクタＬ１とコンデンサＣ１によって形成される第１段共振周波数ｆｒ１は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２によって形成される第２段共振周波数ｆｒ２より低い。さらに、第１段共振周波数ｆｒ１と第２段共振周波数ｆｒ２の間の距離は、過剰な共振電流が回路内を循環することを回避するために、選択された最小値より小さくならないようにいくぶん制限される。点灯電圧は、第２段共振周波数ｆｒ２の上で周波数を掃引することで生成する。例えば、第２段共振周波数ｆｒ２が例えば約４０ｋＨｚに選択され、最小掃引周波数が例えば約３０ｋＨｚに選択された場合、第１段共振周波数ｆｒ１は約２２ｋＨｚに選択されてもよい。第１段の共振ネットワークの循環電流は、周波数ｆｒ１及び最小掃引周波数にきわめて関係付けられているため、この種の回路配列には、周波数の不正確さ及び構成要素の許容の問題がある。本回路配列の更なる不利な点は、２つの段がともにカスケード接続されることから、第２段のネットワークによっておもに生成される点灯パルスの大きさが、両方の共振周波数の関数となる点である。第２段共振周波数に近い周波数を持つ入力電圧信号は、第１段のネットワークによって減衰され、第２段のネットワークによって増幅される。したがって、第２段のネットワークのＱ係数は十分な点灯電圧を発生できるように非常に高くなければならない。
【００１２】
（発明の開示）
本発明は、従来の技術において第１共振ネットワーク設計と第２共振ネットワーク設計を電気的に切り離す（遮蔽する）ことができなかった点を解決する。本発明により、点灯コンデンサは回路から遮蔽され、充電電流と放電電流の少なくともいずれかの負荷電流検出回路への干渉を防止する。
【００１３】
発明の特徴によれば、相対的に高いスパイク電流が点灯コンデンサに送られる場合であっても、相対的に「きれいな」信号がバックレギュレータの電流検出回路に供給される。
【００１４】
本発明の特徴によれば、例えばダンピング抵抗器などの減衰素子が設けられ、それにより、発生するピーク点灯電圧の変動は、出力において、最小寄生容量（例えば、数百ピコファラッド）に制限される。
【００１５】
本発明の特徴によれば、バイパスダイオードの経路を流れるもれ電流は、検出抵抗器を流れる電流より著しく少なく、それにより、ダイオードのもれ電流によって電流の検出が影響されない。
【００１６】
本発明の第１態様においては、タンク回路及びＤＣ−ＡＣインバータを含む放電ランプを駆動するための装置が設けられる。タンク回路は放電ランプに電力を供給し、第１共振ネットワークと第２共振ネットワークを含む。交流方形波電流が通常動作モード時に第１共振ネットワークによって放電ランプに供給される。起動動作モードにおいて、共振点灯電圧が、直列接続された減衰素子、共振コンデンサ及び共振インダクタを含む第２共振ネットワークによって発生する。ＤＣ電圧は、電圧入力とタンク回路の間に配置されたＤＣ−ＡＣインバータによってＡＣ電圧に変換される。減衰素子はダンピング抵抗器でもよい。
【００１７】
駆動装置において、ＤＣ−ＡＣインバータは、相補的にオン、オフする少なくとも１対のスイッチング素子を有するブリッジ回路を含んでもよい。ブリッジ回路はフルブリッジインバータ又はハーフブリッジインバータで構成してもよい。
【００１８】
駆動装置はさらに電流の流れを制御するバイパス素子を含んでもよい。この場合、第２共振ネットワークは、ブリッジ回路の１つの出力とバイパス素子の出力とに接続される。そのような駆動装置はさらに第１共振ネットワークを流れる電流を検出する検出素子を含んでもよい。
【００１９】
第１共振ネットワークはコンデンサとインダクタを含んでもよい。コンデンサは、ランプと第２共振ネットワーク内の共振インダクタとの直列回路に対して並列に接続されてもよい。
【００２０】
上記駆動装置において、検出素子は検出抵抗器を含んでもよい。そのような駆動装置において、検出素子は電圧入力の１つの端子とブリッジ回路の一つの入力端子との間に接続されてもよい。電圧入力の他の端子はブリッジ回路の他の入力端子に接続されてもよい。検出素子はバイパス素子に並列に接続される。
【００２１】
そのような駆動装置では、交流方形波電流流の周波数は１ｋＨｚより小さくてもよい。共振点灯電圧の周波数は２０ｋＨｚよりも大きくてもよい。
【００２２】
そのような駆動装置では、バイパス素子は直列接続された２つのダイオードを含んでもよい。この場合、直列接続された２つのダイオードの接合部が第２共振ネットワークに接続される。駆動装置はさらに２つの直列接続されたダイオードの少なくとも一方に接続されるもれ防止素子を含んでもよい。その場合、検出素子は検出抵抗器を有し、検出素子の抵抗値はもれ防止素子の抵抗値より小さくてもよい。このとき、もれ防止素子の抵抗値は検出素子の抵抗値の２０倍以上の大きさであってもよい。
【００２３】
本発明の第２態様においては、放電ランプを駆動する装置を用いて放電ランプを駆動する方法が提供される。
【００２４】
その駆動装置はタンク回路及びＤＣ−ＡＣインバータを含む。タンク回路は第１共振ネットワークと第２共振ネットワークを含む。第１共振ネットワークは通常動作モードの間、交流方形波電流を供給する。第２共振ネットワークは、起動動作モードで共振点灯電圧を生成し、直列で接続された、少なくとも１つの減衰素子、少なくとも１つの共振コンデンサ及び少なくとも１つのインダクタを含む。ＤＣ−ＡＣインバータは、ブリッジ回路、検出素子及びバイパス素子を含み、電圧入力とタンク回路の間に配置される。ブリッジ回路は、相補的にオン、オフする少なくとも１対のスイッチング素子を有する。検出素子は第１共振ネットワークを流れる電流を検出する。バイパス素子はその電流の流れを制御する。
【００２５】
駆動方法は、起動動作モードの間、第２共振ネットワークが放電ランプに共振点灯電圧を供給するようにタンク回路を動作させるステップと、所定時間経過後に、通常動作モード中に第１共振ネットワークが交流方形波電流を放電ランプに供給するようタンク回路を動作させるステップと、検出素子を用いて第１共振ネットワークを流れる電流を検出するステップと、バイパス素子を用いて、第１共振ネットワークを流れる電流と第２共振ネットワークを流れる電流とを減結合するステップとを含む。
【００２６】
本発明の上記及び他の目的、特徴及び有利な点は好ましい実施態様の以下のより詳細な説明から明らかとなるであろう。添付図面で示されているように、全ての図面において同じ番号は同じ部分を示している。
【００２７】
（発明を実施するための最良の形態）
図１Ａは本発明のブロック図である。図１Ａに示すように、駆動回路５はＤＣ−ＡＣインバータ８及びタンク回路１２を備える。タンク回路１２は、例えば高輝度放電ランプＬＡＭＰ等のランプを作動させる（例えば、ランプに電力を提供する）。
【００２８】
ＤＣ−ＡＣインバータ８は、ブリッジ回路１０、検出素子１４及びバイパス素子１６を備える。ＤＣ−ＡＣインバータ８は、フルブリッジインバータまたはハーフブリッジインバータのどちらかとして形成することが可能である。
【００２９】
タンク回路１２は第１共振ネットワーク１８と、第２共振ネットワーク２０とからなる。
【００３０】
図１Ｂは本発明の特定の回路構成を示している。しかしながら、本発明の思想や発明の範囲から逸脱せずに他の変形がなされることが理解できる。
【００３１】
ブリッジ回路１０はフルブリッジ配列で構成される複数のＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１からＱ４を備える。タンク回路１２の第１共振ネットワーク１８は、コンデンサＣ１及びインダクタＬ１を備える。タンク回路１２の第２共振ネットワーク２０は、点灯コンデンサＣ２、ダンピング抵抗器Ｒ１及び誘導素子Ｔを備える。検出素子１４は検出抵抗器Ｒｓを備え、バイパス素子１６は抵抗器Ｒ２を介して直列接続されるダイオードＤ１とＤ２を備える。
【００３２】
高輝度放電（ＨＩＤ）ランプＬＡＭＰのリード線の一方は、コンデンサＣ１とインダクタＬ１の接合部に接続され、ＨＩＤランプＬＡＭＰのリード線の他方は誘導素子Ｔの接合部Ｂに接続される。図１Ｂは、タンク回路１２におけるランプの電気的接続を示している。しかしながら、ランプの記載は、タンク回路１２の第１共振ネットワークと第２共振ネットワーク１８、２０に対するランプの電気的接続を伝えるためであり、タンク回路１２とは別個のものである（タンク回路の一部ではない）ことが理解される。
【００３３】
第１共振ネットワーク１８のインダクタＬ１及びコンデンサＣ１は、チョッパ（つまり、バック）フィルタネットワークを形成する。第２共振ネットワーク２０の誘電素子Ｔ及び点灯コンデンサＣ２は高周波共振ネットワークを形成し、ダンピング抵抗器Ｒ１は品質係数（quality factor）を低減し、高周波共振ネットワークの帯域幅を広げるように機能する。
【００３４】
バイパス素子１６のバイパスダイオードＤ１とＤ２は、点灯コンデンサＣ２からの検出抵抗器Ｒｓを流れる電流の流れを制御し、抵抗器Ｒ２はＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ４の少なくともいずれかからの電流がバイパスダイオードＤ１とＤ２を流れることを防止する（又は低減する）ように動作する。好ましくは、抵抗器Ｒ２は検出抵抗器Ｒｓの抵抗値よりはるかに高い（大きい）抵抗値を有する。抵抗器Ｒ１と直列に電気的に設置される抵抗器Ｒ２もダンピング抵抗器として機能する。
【００３５】
図１Ｃに示す変形例によれば、抵抗器Ｒ２は、等しい値（または値が異なる）複数の（例えば、図１Ｃの２つの）抵抗器を備える。この変形例では、１つの抵抗器がバイパスダイオードＤ２と直列に接続され、他の抵抗器がバイパスダイオードＤ１と直列に接続される。
【００３６】
起動（点灯）動作時において、（誘導素子Ｔ、コンデンサＣ２、抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ２によって形成される）点灯ネットワークは、電圧供給ラインＶｂｕｓ、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１及びＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２に供給される周波数が変化する電源、及びデューティサイクルが変化する電源によって電圧が供給される。ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２のスイッチング速度（例えば、システムがオン・オフする周波数）を制御することにより、各高周波サイクルでの周波数とデューティサイクルの少なくともいずれかを、例えば約２００ｋＨｚの第１（高）周波数から例えば約１００ｋＨｚの第２（例えば低）周波数へ、線形に掃引することができる。
【００３７】
以下の説明は、図２に示される誘導素子Ｔが図１Ｂの回路で使用されるという仮定に基づいている。上記の動作周波数が仮定された場合、第１のインダクタＴ’は約７５０ｕＨであり、コンデンサＣ２は約１．５ｎＦであり、寄生容量がある場合はその値は約０ｐＦから最大約１５０ｐＦまでの範囲内の値になる。寄生容量は、コンデンサＣ２とともに共振ネットワークの容量性素子の一部を形成するインダクタＴ’に対し反射される。その反射のため、共振周波数が変化する。シミュレーションを実行したところ、約０ｐＦ、５０ｐＦ、１００ｐＦ、及び１５０ｐＦの寄生容量に対して、その共振周波数はそれぞれ約１４３ｋＨｚ、１３５ｋＨｚ、１２７ｋＨｚ、及び１２１ｋＨｚとなった。
【００３８】
共振周波数はダンピング抵抗器の存在の有無により影響（変更）されないことに注意すべきである。ただし、寄生容量に関する回路利得の変動は発生する。また、（寄生容量に関する）回路利得の変動はダンピング抵抗器を設けることにより低減されることに注意すべきである。例えば、ダンピング抵抗器がない場合、ピーク利得は、０ｐＦから１５０ｐＦの寄生容量範囲において約１６．７パーセント減少する。しかし、回路が約３０オームのダンピング抵抗器Ｒ１を備えた場合、ピーク利得は同じ０ｐＦから１５０ｐＦの範囲で約６．３パーセントしか減少しない。
【００３９】
上記のことから、ダンピング抵抗器を設けたことが利得の安定化において役割を果たしていることは明らかである。所定の駆動電源及び周波数掃引パターンについて、点灯電圧のピークの大きさは共振ネットワークの利得に比例する。前述のように、ダンピング抵抗器を設けることにより利得は約６．３パーセントだけ変化し、これにより、寄生容量値が０ｐＦから１５０ｐＦに変化する場合でも点灯電圧は所定の制限内に留まる。ランプリード線が最高約１５フィートになる用途においては等価容量が約１５０ｐＦであることが測定されたことに注意すべきである。
【００４０】
図８Ａと図８Ｂは、ランプリード線がそれぞれ０フィートと１５フィートの長さの場合の点灯電圧の包絡線を示している。この点に関し、図２Ａの誘導素子Ｔが利用されたこと、さらに、図示されている非常に高い周波数リンギングのいくらかを削減（フィルタリング）するために、端子Ｂ点とＣ点（図２Ａを参照すること）間に値の小さいコンデンサ（例えば、約１５０ｐＦ）を追加できることに注意すべきである。
【００４１】
起動（点灯）動作時において、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ３とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ４は、それぞれＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１と同相で切り替えられる。（インダクタＬ１及びコンデンサＣ１によって形成される）チョッパ（バック）フィルタネットワークの共振周波数は、約１００ｋＨｚから２００ｋＨｚの掃引周波数よりはるかに低いため、インダクタＬ１またはコンデンサＣ１に小さな共振電圧が発生するにすぎない。起動動作中に一旦ランプが点灯すると、ランプ電流は、高周波サイクルの半サイクルの一方でＭＯＳＦＥＴ対Ｑ１とＱ４を流れ、高周波サイクルの他方の半サイクルの間、高周波サイクルの半分でＭＯＳＦＥＴ対Ｑ２とＱ３を流れる。
【００４２】
ランプの通常動作中（例えば、ランプが点灯／起動後）は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２は例えば約１７０Ｈｚという低周波で動作し、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ３とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ４は例えば約５０ｋＨｚという高周波で動作する。または、ＭＯＳＦＥＴ対Ｑ１とＱ４は、例えば約１７０Ｈｚという低周波サイクルの一の半サイクルの間、例えば約５０ｋＨｚという高周波で駆動され、ＭＯＳＦＥＴ対Ｑ２とＱ３は、低周波サイクル（例えば、約１７０Ｈｚ）の他の半サイクルの間、高周波（約５０ｋＨｚ）で駆動される。低いランプ電圧での通常動作時において、すべてのスイッチは高周波で動作できる。どちらの場合でも、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２の接合部（例えば、図１Ｂ中のＡ点）の電圧は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１がＯＮ（オン）であるときにはＨＩＧＨ（高）であり、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２がＯＮ（オン）であるときにはＬＯＷ（低）である。高い電圧から低い電圧へ遷移する（または低い電圧から高い電圧へ遷移する）間、点灯コンデンサＣ２を流れる電流が充電（または放電）される。
【００４３】
低いランプ電圧の場合の動作について詳細な説明を行なう。図４は、図２Ｂの誘導素子Ｔを含む図１Ｂの回路を表し、図５Ａから図５Ｅは図４の回路の種々の位置での波形を表す。コンデンサＣ１とインダクタＬ１によって形成されるチョッパ（バックフィルタ）ネットワークの共振周波数は、通常動作では、例えば約５０ｋＨｚの高周波より低い。コンデンサＣ２、抵抗器Ｒ１、及び誘導素子Ｔ’によって形成されるインバータネットワーク（点灯ネットワーク）の共振周波数は、通常動作中、高周波（例えば、約５０ｋＨｚ）より高い。コンデンサＣ１の両端電圧は１つの高周波サイクルの間一定と見なすことができる。誘導素子Ｔ’とＴ”の電圧は１つの高周波サイクルの間、ゼロであると見なすことができる。
【００４４】
ランプ電圧Ｖ(lamp)はコンデンサＣ１上の電圧に等しい。したがって、図４のＣ点での電圧は電圧Ｖ（１）に等しい。時間ｔが０のとき、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２とＱ３はＯＮ（オン）であり、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１とＱ４はＯＦＦ（オフ）である。チョッパ電流Ｖ（Ｒｓ）は、急上昇し、所定のピークレベルに達し、そこで、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ３がＯＦＦ（オフ）し、フリーホイール電流が、時間ｔがｔ１になるまで、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、ランプ及びＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２とＱ４の内部ダイオードを流れ始める。時間ｔがｔ１のとき、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２がＯＦＦ（オフ）する。時間ｔがｔ２で電流がゼロに達するまで、フリーホイール電流はＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１の内部ダイオードを流れ続け、母線（bus line）に戻る。時間ｔがｔ２に等しくなると、新しいサイクルが開始する。
【００４５】
時間ｔが０のとき、及び時間ｔがｔ１のとき、電圧Ｖ（１）は突然ＨＩＧＨ（高）からＬＯＷ（低）に（またはＬＯＷからＨＩＧＨに）切り替わる。Ｃ点での電圧Ｖ（１）とコンデンサＣ２を通って流れる電流Ｉ（Ｃ２）の関係は以下の式で表すことができる。
Ｉ（Ｃ２）＝Ｃ２＊ｄＶ（１）／ｄｔ
寄生インダクタンス及びダンピング抵抗器Ｒ１とＲ２は無視している。
【００４６】
コンデンサの電圧は瞬時に変化しない。したがって、スパイク状の容量電流Ｉ（２２）が図５Ｅに示されるように発生する。コンデンサＣ２のスパイク状の充電（または放電）電流Ｉ（Ｃ２）は、電圧Ｖ（１）の上昇（または下降）する傾き、寄生インダクタンス、寄生抵抗、及び抵抗器Ｒ１とＲ２の値によってのみ制限される。電流Ｉ（Ｃ２）のピークの大きさが非常に高くなる場合があることに注意すべきである。この電流が検出抵抗器Ｒｓを流れ、バイパスダイオードＤ１とＤ２によって迂回されない場合、検出抵抗器Ｒｓ上の総電圧は、電流Ｉ（Ｃ２）と、一部のチョッパ電流Ｉ（Ｑ２）との組み合わせである。このような状況では、検出電圧は大幅に歪められ、チョッパ動作の制御に影響を与える。
【００４７】
バイパスダイオードＤ１とＤ２を使用する場合と使用しない場合の実際の波形をそれぞれ図６Ａと図６Ｂに示す。これらの図から分かるように、電流Ｉ（Ｃ２）の正の部分はＩ（Ｄ２）を流れ、Ｉ（Ｃ２）は、Ｉ（Ｃ２）が０より大きい場合にＩ（Ｄ２）と等しくなる。電流Ｉ（Ｃ２）の負の部分はバイパスダイオードＤ１を流れ、図６Ａと図６Ｂには示されていないことに注意すべきである。図６Ａの真中のトレースによって示される制御検出電圧は、三角チョッパ電流と比較すると最小の歪みを示す三角波を含む。バイパスダイオードを省略したときは、図６Ｂに図示されるように、電流Ｉ（Ｃ２）全体が、電流Ｉ（Ｒｓ）と結合し、Ｖ（Ｒｓ）を生成する。検出電圧の負の部分は、それが電流Ｉ（Ｃ２）の正の部分と結合するためにほとんど消滅する。検出電圧は、チョッパ電流に比して大幅に歪められ、検出電圧の上部は平らになる。検出抵抗器で反射されると考えられるチョッパ電流のピークは、検出抵抗器の電圧と同じではない。なお、チョッパ動作のピーク電流を制御することは不可能である（あるいは、少なくとも非常に困難である）。
【００４８】
検出されたチョッパ電流、つまりインダクタＬ１を流れる電流は、チョッパスイッチＱ３とＱ４のＯＮ（オン）時間を制御するために帰還される。さらに、ＤＣ電源Ｖｂｕｓは、力率補正回路によって、あるいは力率の補正を行わずに整流され、フィルタリングされたＡＣラインから直接的に供給されることに注意すべきである。
【００４９】
図７Ａは、図１Ｂに図示される回路の一部を示す。抵抗器Ｒ２は最初に検出抵抗器Ｒｓに関する高インピーダンス経路として機能して、バイパスダイオードＤ１とＤ２を流れるチョッパ電流を制限する。チョッパネットワークとともに使用されるフルブリッジインバータは、図７Ｂと図７Ｃに示されるように、三角電流源を形成する。通常動作中、動作周波数は点灯ネットワークよりはるかに低く、これにより、コンデンサＣ２は実質的には解放される（回路の外にある）。抵抗器Ｒ２の値がゼロであるとき、検出抵抗器Ｒ２の最大電圧は、バイパスダイオードＤ１とＤ２の伝導性により約１．４ボルトにクランプされる。
【００５０】
図７Ｂに示されるように、検出電圧Ｖ（Ｒｓ）はその正の波形で平らな上部を示し、波形が歪められていることを示す。バイアスダイオードＤ１とＤ２はそれらに順方向バイパスがかけられると常に導通を開始し、もれ電流を流す。ピーク検出電圧Ｖ（Ｒｓ）は、通常、約１Ｖｐｋから約２Ｖｐｋの間の範囲にある。ピーク電流を正確に制御することは困難であることに注意すべきである。
【００５１】
抵抗器Ｒ２の値が検出抵抗器Ｒｓの値より著しく大きい場合、バイパスダイオードＤ１とＤ２、及び抵抗器Ｒ２からの電流の漏れは無視できる。検出抵抗器Ｒｓ上の電圧Ｖ（Ｒｓ）は、図７Ｃに示されるように、真のチョッパ電流を反映する。例えば、検出抵抗器Ｒｓの抵抗は、約１．３アンペアの起動電流及び約２アンペアのピークチョッパ電流で約７０ワットのＨＩＤランプに対して、０．８オームである。電流に抵抗を乗算すると電圧に等しくなるという公式（Ｖ＝Ｉ＊Ｒ）に基づき、ピーク検出電圧Ｖ（Ｒｓ）は２アンペア＊０．８オーム、つまり１．６ボルトとなり、バイパスダイオードＤ１とＤ２の１．４ボルトの制限電圧より大きくなる。したがって、抵抗器Ｒ２の値は、検出抵抗器よりはるかに大きく（すなわち、検出抵抗器Ｒｓの約２０倍、つまり約１５オーム）なるように選ばれる。
【００５２】
抵抗器Ｒ２は、ＨＩＤランプが起動（点灯）されるときに、抵抗器Ｒ１と直列のダンピング抵抗器としても機能する。抵抗器Ｒ２は、抵抗器Ｒ２が図１Ｂに示される構成で接続されるときのＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１がＯＮであるときに、ピーク共振電圧の正の部分を減衰させる。ピーク共振電圧の正の部分と負の部分の双方（あるいはピーク共振電圧の負の部分だけ）を減衰させるために、図１Ｃに示されている接続が適用されなければならない。
【００５３】
本発明は特にその好ましい実施形態に関して図示され、説明されてきたが、下記請求項に定められているように、本発明の思想と範囲の少なくともいずれか一方から逸脱することなく、形式と詳細の少なくともいずれか一方において多様な改変が加えられることは当業者によって理解される。例えば、音響共振は、ＨＩＤランプの通常動作時に平滑化されたＤＣ電流により干渉される高周波電流を使用するように本発明を変更することにより回避できる。または、ブリッジ回路１０は、ハーフブリッジ回路として構成されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】本発明のランプ駆動回路のブロック図である。
【図１Ｂ】図１Ａに示す本発明の実施形態の概略図である。
【図１Ｃ】図１Ｂに示す回路のハイインピーダンス経路接続を示した図である。
【図２Ａ】図１Ｂの本発明で利用される誘導素子の例を示した図である。
【図２Ｂ】図１Ｂの本発明で利用される誘導素子の例を示した図である。
【図２Ｃ】図１Ｂの本発明で利用される誘導素子の例を示した図である。
【図３Ａ】従来技術における、バック共振ネットワークから分離された点灯共振ネットワークを有する出力ネットワークのブロック図である。
【図３Ｂ】図３Ａの回路の変型を示した図である（点灯共振ネットワークはバック共振ネットワークから分離され、点灯コンデンサはランプ点灯後にオフに切り替えられる。）。
【図３Ｃ】従来技術における２段のＬＣ出力フィルタを示した図である。
【図４】図２Ｂの誘導素子を含んだ図１Ａの回路を示した図である。
【図５Ａ】図４に示す回路の所定のノードでの理想的な波形を示した図である。
【図５Ｂ】図４に示す回路の所定のノードでの理想的な波形を示した図である。
【図５Ｃ】図４に示す回路の所定のノードでの理想的な波形を示した図である。
【図５Ｄ】図４に示す回路の所定のノードでの理想的な波形を示した図である。
【図５Ｅ】図４に示す回路の所定のノードでの理想的な波形を示した図である。
【図６Ａ】所定の負荷電圧での点灯コンデンサＣ２を流れる電流、バイパスダイオードＤ２を流れる電流、及び検出抵抗器Ｒｓ両端の検出電圧を示した図である。各素子は図４の回路に使用されている。
【図６Ｂ】点灯コンデンサＣ２を流れる電流、及びバイパスダイオードがないときの検出抵抗器の電圧を示した図である。
【図７Ａ】バイパスダイオードを流れるもれ電流を防止する等価回路を示した図である。
【図７Ｂ】図７Ａの回路の波形を示した図である。
【図７Ｃ】図７Ａの回路の波形を示した図である。
【図８Ａ】リード線のないランプ端での点灯電圧の包絡線を示した図である。
【図８Ｂ】１５フィートのランプリード線を有したランプ端での点灯電圧の包絡線を示した図である。

Claims

放電ランプの駆動装置であって、
ＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換する、電圧入力とタンク回路の間に配置されたＤＣ−ＡＣインバータと、
前記ＤＣ−ＡＣインバータの出力に接続され、前記放電ランプに電力を供給し、第１共振ネットワーク及び第２共振ネットワークを含むタンク回路とを備え、
前記第１共振ネットワークはインダクタとコンデンサとの直列回路を有し、前記第１共振ネットワークは、前記ＤＣ−ＡＣインバータの両出力端の間に接続されるとともに、放電ランプの一端は前記インダクタと前記コンデンサとの接続点に接続され、放電ランプの他端は第２共振ネットワークの一端に接続されて、前記ＤＣ−ＡＣインバータからのＡＣ電圧を受けて、通常動作モード時に前記放電ランプに交流方形波電流を供給し、
前記第２共振ネットワークは、直列に接続された減衰素子と、共振コンデンサ及び共振インダクタとを有し、前記第２共振ネットワークの他端は、電圧入力の一の端子に接続されるとともに、前記共振インダクタの一端が前記ＤＣ−ＡＣインバータの出力に接続され、前記ＤＣ−ＡＣインバータからのＡＣ電圧を受けて、起動動作モード時に前記第２共振ネットワークの共振周波数を通過する態様で共振点灯電圧を発生させ、
前記減衰素子が電圧入力の一の端子に接続された
ことを特徴とする装置。
前記ＤＣ−ＡＣインバータが、相補的にオン、オフする少なくとも１対のスイッチング素子を含むブリッジ回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の装置。
前記減衰素子がダンピング抵抗器であることを特徴とする請求項１または２記載の装置。
前記ブリッジ回路がフルブリッジインバータであることを特徴とする請求項２に記載の装置。
前記ブリッジ回路がハーフブリッジインバータであることを特徴とする請求項２に記載の装置。
ダイオードの直列回路を有し、電流の流れを制御するバイパス素子をさらに備え、
前記第２共振ネットワークが、前記ブリッジ回路の一の出力及び前記バイパス素子の出力に接続され、前記バイパス素子の入力が前記ブリッジ回路の一の入力端子に接続され、前記バイパス素子の出力が回路グランドに接続されることを特徴とする請求項２に記載の装置。
前記第１共振ネットワーク内を流れる電流を検出する検出素子をさらに備え、前記検出素子は検出抵抗器であることを特徴とする請求項６記載の装置。
前記第１共振ネットワーク内を流れる電流を検出する検出素子をさらに備え、前記検出素子はブリッジ回路の入力端子と回路グランドとの間に接続されるとともに、ブリッジ回路の入力端子と前記検出素子との接続点に前記バイパス素子の入力が接続され、前記検出素子が該バイパス素子に並列に接続されることを特徴とする請求項６記載の装置。
前記バイパス素子が、直列に接続される２つのダイオードを含むことを特徴とする請求項６、７または８に記載の装置。
前記交流方形波電流の周波数は１ｋＨｚより小さく、共振点灯電圧の周波数が２０ｋＨｚより大きいことを特徴とする請求項７または８に記載の装置。
２つの直列接続されたダイオードの接合部が第２共振ネットワークに接続されたことを特徴とする請求項９に記載の装置。
前記２つの直列接続されたダイオードの少なくとも１つに接続される、前記バイパス素子からの電流の漏れを防止するためのもれ防止素子をさらに備えたことを特徴とする請求項９に記載の装置。
前記検出素子が前記検出抵抗器を有し、該検出素子の抵抗値が前記もれ防止素子の抵抗値より小さい値であることを特徴とする請求項１２に記載の装置。
前記もれ防止素子の抵抗値は、前記検出抵抗器の抵抗値の約２０倍以上の大きさであることを特徴とする請求項１３に記載の装置。
放電ランプ駆動装置により放電ランプを駆動する方法であって、
該駆動装置はＤＣ−ＡＣインバータと、前記ＤＣ−ＡＣインバータの出力に接続され、第１共振ネットワーク及び第２共振ネットワークを含むタンク回路を備え、前記第１共振ネットワークはインダクタとコンデンサとの直列回路を有し、前記第１共振ネットワークは、前記ＤＣ−ＡＣインバータの両出力端の間に接続されるとともに、放電ランプの一端は前記インダクタと前記コンデンサとの接続点に接続され、放電ランプの他端は第２共振ネットワークの一端に接続されて、前記ＤＣ−ＡＣインバータからのＡＣ電圧を受けて、通常動作モード時に前記放電ランプに交流方形波電流を供給し、前記第２共振ネットワークは、直列に接続された減衰素子と、共振コンデンサ及び共振インダクタとを有し、前記第２共振ネットワークの他端は、電圧入力の一の端子に接続されるとともに、前記共振インダクタの一端が前記ＤＣ−ＡＣインバータの出力に接続され、前記ＤＣ−ＡＣインバータからのＡＣ電圧を受けて、起動動作モード時に前記第２共振ネットワークの共振周波数を通過する態様で共振点灯電圧を発生させ、前記減衰素子が電圧入力の一の端子に接続され、前記ＤＣ−ＡＣインバータはブリッジ回路、検出素子及びバイパス素子を含み、電圧入力とタンク回路の間に配置され、前記ブリッジ回路は相補的にオン、オフする少なくとも１対のスイッチング素子を有し、前記検出素子は第１共振ネットワークを流れる電流を検出し、前記バイパス素子はその電流の流れを制御し、
前記駆動方法は、
起動動作モード時に第２共振ネットワークが共振点灯電圧を放電ランプに供給するように前記タンク回路を動作させるステップと、
所定時間経過後、通常動作モード時に、第１共振ネットワークが交流方形波電流を放電ランプに供給するように前記タンク回路を動作させるステップと、
前記検出素子により第１共振ネットワークを流れる電流を検出するステップと、
前記バイパス素子を用いて第１共振ネットワークを流れる電流を第２共振ネットワークを流れる電流から減結合するステップと
を含むことを特徴とする駆動方法。