KR100480885B1

KR100480885B1 - 고휘도 방전램프 구동 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100480885B1
Application number: KR10-2002-7015411A
Authority: KR
Inventors: 이영 썬
Original assignee: 마츠시다 덴코 가부시키가이샤
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2002-03-29
Publication date: 2005-04-07
Also published as: US6448720B1; EP1269800A1; EP1269800B1; DE60205679D1; JP4225059B2; CN100423619C; WO2002080630A1; JP2004519828A; DE60205679T2; CN1460396A; US20020140370A1; KR20030013418A

Abstract

방전램프를 구동하기 위한 장치는 탱크회로(12) 및 DC-AC 인버터(8)를 포함한다. 탱크회로(12)는 전력을 램프에 전달하고 제2 공진 네트워크(18) 및 제2 공진 네트워크(20)를 포함한다. 정규 동작 모드에선 제1 공진 네트워크(18)에 의해서 교류 사각형상의 전류가 램프에 전달된다. 기동 동작 모드에선 직렬로 접속된 댐핑 장치(R1), 공진 커패시터(C2) 및 공진 인덕터(T)를 포함하는 제2 공진 네트워크(20)에 의해서 공진 점화 전압이 발생된다. DC 전압은 전압입력과 탱크회로(12) 사이에 배치된 DC-AC 인버터(8)에 의해 AC 전압으로 변환된다.

Description

고휘도 방전램프 구동 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DRIVING A HIGH INTENSITY DISCHARGE LAMP}

본 발명은 고휘도(high intensity) 방전 램프(HID)를 구동하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 HID 램프를 점화(기동)시키고, 정규 동작 상태시 출력 전력 및 전류 제어에 사용되는 피크 전류 감시 신호로 고주파 공진 점화회로로부터의 최소 간섭으로 안정된 회로 동작을 유지하도록 고주파 공진 점화 전압을 발생하는 것에 관한 것이다. 램프 리드의 길이에 관계된 기생 용량에 관한 공진 점화 전압의 크기의 변동은 공진 점화 커패시터와 직렬로 접속된 댐핑 저항기를 포함시킴으로써 최소화된다.

전자 고휘도 방전 램프들은 일반적으로 램프를 점화시키는 두 가지 기술 중 하나를 채용한다. 제1 기술에서, 램프는 펄스 점화 방법을 사용하여 점화된다. 제2 기술에서, 램프는 공진 점화 방법을 사용하여 점화된다. 공진 점화 방법에 연관된 점화 전압의 피크 크기는 펄스 점화 방법에 연관된 점화 전압의 피크 크기보다 낮다. 따라서, 안전성 관점에서, 일반적으로 펄스 점화 방법에 비해 공진 점화 방법이 선호된다.

또한, 램프가 점화된 후에 램프를 계속 동작시키는 두 가지 구별되는 서로 다른 방법들이 존재한다. 펄스 점화 방법에서, 램프는 통상 킬로헤르츠(kHz) 범위의 고주파 신호로 동작된다. 공진 점화 방법에서 램프는 일반적으로 수백 헤르츠 범위의 저주파 신호로 동작된다. 고주파 동작에 연관된 어쿠스틱 공진 문제에 기인하여, 램프의 동작을 유지하기 위해서(예를 들면, 조명) 저주파 동작 방법을 채용하는 것이 일반적으로 선호된다.

램프를 점화시키기에 충분한 에너지를 갖는 고주파 전압을 발생하거나 혹은 고주파 신호로 램프를 동작시키기 위해서, 도 3a 내지 3c에 도시한 바와 같이, 3가지 기본적인 방식들이 일반적으로 취해진다.

도 3a는 초퍼와 고주파 인버터를 구비한 방전 램프 구동회로를 도시한 것이다. 스위치들(Q1 내지 Q4)에 적용되는 상이한 제어 방식들에 따라, 많은 설계 목적들에 이 구성을 사용할 수 있다.

HID 램프들은 고주파에서 동작될 때 어쿠스틱 공진을 나타내는 것으로 알려져 있다. 미국특허 4,912,374는 평활화된 DC 전류로 고주파 전류를 차단하는 방법을 개시하고 있다. 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)는 버크(buck) 공진 네트워크를 형성한다. 트랜스포머(T) 및 커패시터(C2)는 인버팅 공진회로를 형성한다. 트랜지스터 쌍(Q1 및 Q4)과 트랜지스터 쌍(Q2 및 Q3)이 저주파로 교번하여 스위칭될 때, 두 고주파 AC 전류들이 램프에 흐른다. 제1 고주파 AC 전류가 버크 공진 네트워크에 의해 생성된다. 제2 고주파 AC 전류는 인버팅 공진 네트워크에 의해 생성된다. 결국, 캐패시터(C1)와, 트랜스포머(T)와, 램프간에 루프 전류가 형성된다. 트랜지스터(Q4)가 고주파로 스위칭될 때, 트랜지스터(Q1)가 온 되고, 트랜지스터들(Q2 및 Q3)은 완전히 오프 되므로(초퍼, 혹은 버크 구성에 기인하여), DC 전류가 좌측에서 우측으로 램프를 거쳐 흐른다. 트랜지스터(Q3)가 고주파로 스위칭될 때, 트랜지스터(Q2)가 온 되고, 트랜지스터들(Q1 및 Q4)은 완전히 오프 되므로, DC 전류가 우측에서 좌측으로 램프를 거쳐 흐른다.

DC 전류를 제어하기 위해서, 어떤 류의 버크 전류 감지가 필요하다. 이러한 시스템은 미국특허 4,912,374엔 개시되어 있지 않다. 버크 전류를 감지하는 가장 간단한 방법은 입력 버스 전압(V1)과 직렬로 감지 저항기를 부가하는 것이다. 그러나, 인버팅 공진 네트워크 전류와 버크 네트워크 전류를 분리함에 있어 특별히 주의하지 않으면, 인버팅 공진 네트워크와 버크 공진 네트워크간에 커플링이 일어날 수도 있다. 미국특허 4,912,374는 인버팅 고주파 동작과 버크 DC 혹은 저주파 동작과의 분리는 개시하고 있지 않고 인버팅 고주파 동작은 램프를 기동(점화)시키는 데에만 이용되고 DC(혹은 저주파수) 동작은 램프가 기동된 후에 램프의 정상적인(연속적인) 동작에 이용된다.

도 3b는 MOSFET(Q5) 및 다이오드(D5)가 추가된 미국특허 4,912,374의 수정 예를 도시한 것이다. 이들 구성성분들의 추가로 램프 전류는 무결한 스퀘어 파를 포함하게 되고, 반면에 감지된 버크 전류는 무결한 삼각파를 포함하게 된다. MOSFET(Q5)는 램프가 점화(기동)된 후엔 언제든지, 혹은 고주파 전류가 램프 동작에 필요하지 않을 때는 언제나 스위치 오프될 수 있다는 것에 유념한다. MOSFET(Q5)가 스위치 오프될 때, 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)로 형성된 버크 네트워크, 트랜스포머(T) 및 점화 커패시터(C2)로 형성된 점화 네트워크는 완전히 분리된다. 즉, 점화 커패시터(C2)는 회로부터 전기적으로 접속이 분리된다. 트랜지스터들(Q1 및 Q2)에 기인하여, 점화 커패시터(C2) 혹은 전류 감지 저항기(Rs)를 통해 흐르는 어떠한 충전(혹은 방전) 전류도 없다. 더욱이, 다이오드(D5)는 MOSFET(Q5)의 스위칭 동안에 어떠한 전압 오버슈트이든 다이오드(D5)에 의해 방지된다.

이러한 수정예의 문제점은 MOSFET(Q5)를 구동하는데 필요한 어떤 연관되는 구동 회로와 더불어, 고전압 MOSFET(Q5) 및 고전압 다이오드(D5)가 필요하다는 것이다. 이것은 회로 복잡도를 증가시키고 제조 비용을 증가시킨다. 고주파 전류와 DC 전류가 복합된 파형이 어쿠스틱 공진을 방지하는데 필요하다면, MOSFET(Q5)는 고주파 기간 동안엔 턴 온 되고 저주파 기간 동안 턴 오프 되어야 함에 유념한다.

미국특허 6,020,691의 2중 스테이지 출력 필터를 도 3c에 도시하였다. 여기에서는 고주파 공진 점화의 초퍼(혹은 버크) 파워 레귤레이터, 불연속 제1 공진 스테이지 인덕터 전류, 및 연속 제2 공진 스테이지 인덕터 전류가 서로간에 관계된다.

미국특허 6,020,691에서, 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)로 형성된 제1 스테이지 공진 주파수(fr1)는 인덕터(L2) 및 커패시터(C2)로 형성된 제2 스테이지 공진 주파수(fr2)보다 낮다. 또한, 제1 스테이지 공진 주파수(fr1)와 제2 스테이지 공진 주파수(fr2)간 거리는 회로에서 과도한 공진 전류가 순환되는 것을 피하기 위해서 선택된 최소값보다 낮지 않도록 다소 한정된다. 점화 전압은 제2 스테이지 공진 주파수(fr2)에 걸쳐 주파수를 스위핑함으로써 발생된다. 예를 들면, 제2 스테이지 공진 주파수(fr2)로서 예를 들면 40kHz를 선택하고 최소 스위칭 주파수로서 예를 들면 대략 30kHz를 선택하였다면, 제1 스테이지 공진 주파수(fr1)는 대략 22kHz로 선택될 수 있다. 이러한 류의 회로 구성에 있어서는 제1 스테이지 공진 네트워크의 순환하는 전류가 주파수(fr1) 및 최소 스위핑 주파수에 상당히 관계되기 때문에 주파수가 부정확하게 되는 문제 및 구성성분 공차 문제가 있다. 이러한 회로 구성의 또 다른 문제는 두 스테이지들이 직렬로 연결되기 때문에 주로 제2 스테이지 네트워크에 의해 발생되는 점화 펄스의 크기가 양 공진 주파수들의 함수가 된다는 것이다. 주파수가 제2 스테이지 공진 주파수에 가까운 입력 전압 신호는 제1 스테이지 네트워크에 의해 댐핑되고 제2 스테이지 네트워크에 의해 증폭된다. 이에 따라, 제2 스테이지 네트워크의 Q 팩터는 충분한 점화 전압이 발생될 수 있게 현저하게 높아야 한다.

도 1a는 본 발명의 램프 구동 회로의 블록도를 도시한 것이다.

도 1b는 도 1a에 도시한 본 발명의 실시예의 개략도이다.

도 1c는 도 1b에 도시한 회로의 고임피던스 경로 접속을 도시한 것이다.

도 2a, 2b, 3c는 도 1b의 발명에 이용되는 각종의 유도성 요소들을 도시한 것이다.

도 3a는 버크 공진 네트워크로부터 분리되는 점화 공진 네트워크를 구비한 출력 네트워크의 종래 기술의 블록도이다.

도 3b는 도 3a의 회로의 수정예로서, 램프가 점화된 후에 점화 커패시터가 스위치 오프 됨으로써, 점화 공진 네트워크가 버크 공진 네트워크로부터 분리되는 예를 도시한 것이다.

도 3c는 종래 기술의 2 스테이지 LC 출력 필터를 도시한 것이다.

도 4는 도 2b의 유도성 요소를 구비한 도 1a의 회로를 도시한 것이다.

도 5a 내지 5e는 도 4에 도시한 회로의 소정의 지점들에서 발생되는 각종의 이상적인 파형들을 도시한 것이다.

도 6a는 전자성분들을 도 4의 회로에 이용하였을 때, 소정의 부하 전압에서 점화 커패시터(C2)에 흐르는 전류의 량, 바이패스 다이오드(D2)에 흐르는 전류, 감지 저항기(Rs) 양단의 감지 전압을 도시한 것이다.

도 6b는 바이패스 다이오드가 없을 경우 점화 커패시터(C2)에 흐르는 전류의 양, 및 감지 저항기(Rs)의 전압을 도시한 것이다.

도 7a는 바이패스 다이오드들을 통한 누선 전류를 방지하기 위한 등가회로를 도시한 것이다.

도 7b 및 도 7c는 도 7a의 회로의 연관된 파형들을 도시한 것이다.

도 8a는 리드들이 없는 램프 양단에서의 점화 전압 포락선을 도시한 것이다.

도 8b는 15피트의 램프 리드들을 가진 램프 양단에서의 점화 전압 포락선을 도시한 것이다.

본 발명은 제1 공진 네트워크 설계와 제2 공진 네트워크 설계를 전기적으로 분리시키는 종래 기술의 불안정성을 극복한다. 본 발명에 따라서, 점화 커패시터는 충전전류(및/또는 방전 전류)가 부하 전류 감지회로에의 간섭을 방지하기 위해 회로로부터 분리된다.

본 발명의 특징에 따라서, 비교적 큰 스파이크 전류가 점화 커패시터에 공급될 때에도, 버크 레귤레이터의 전류 감지 회로에 비교적 "무결"한 신호가 제공된다.

본 발명의 특징에 따라서, 발생되는 피크 점화 전압의 변동이 출력에서 예를 들면 수백 피코-패러드의 최소 기생 용량으로 제한되게 예를 들면 댐핑 저항기와 같은 댐핑 장치가 제공된다.

본 발명의 특징에 따라서, 바이패스 다이오드의 경로를 통하는 누설 전류는 감지 저항기를 흐르는 전류보다 현저하게 낮으므로, 전류 감지는 다이오드 누설 전류에 의해 영향을 받지 않는다.

본 발명의 제1 면에서, 탱크회로 및 DC-AC 인버터를 포함하는 방전 램프를 구동하는 장치가 제공된다. 탱크회로는 전력을 램프에 전달하고 제1 공진 네트워크 및 제2 공진 네트워크를 포함한다. 교류 사각 전류는 제1 공진 네트워크에 의해 정규 동작 모드시 램프에 전달된다. 공진 점화 전압은 직렬로 접속된 댐핑 장치, 공진 커패시터 및 공진 인덕터를 포함하는 제2 공진 네트워크에 의해 기동 동작 모드시 발생된다. DC 전압은 전압입력과 탱크회로간에 배치된 DC-AC 인버터에 의해 AC 전압으로 변환된다. 댐핑장치는 댐핑 저항기일 수 있다.

상기 장치에서, DC-AC 인버터는 상보적으로 턴 온 및 오프 되는 적어도 한 쌍의 스위칭 요소들을 구비한 브리지 회로를 포함할 수 있다. 브리지 회로는 풀-브리지 인버터 혹은 하프-브리지 인버터일 수도 있다.

장치는 전류 흐름을 제어하는 바이패스 장치를 더 포함할 수 있다. 이 경우, 제2 공진 네트워크는 브리지 회로의 한 출력과 바이패스 장치의 출력에 접속될 수 있다. 이러한 장치는 제1 공진 네트워크에서 흐르는 전류를 감지하는 감지장치를 더 포함할 수 있다.

제1 공진 네트워크는 커패시터 및 인덕터를 포함할 수 있으며, 여기서 커패시터는 제2 공진 네트워크에서 램프와 공진 인덕터가 직렬로 접속된 회로에 병렬로 접속될 수 있다.

상기 장치에서, 감지 장치는 감지 저항기를 포함할 수 있다. 이러한 장치에서, 감지장치는 전압입력의 한 단자와 브리지 회로의 한 입력단자 사이에 접속될 수 있고, 전압입력의 다른 단자는 브리지 회로의 다른 입력단자에 접속될 수 있다. 감지장치는 바이패스 장치와 병렬로 접속될 수 있다.

이러한 장치에서, 교류 사각 전류의 주파수는 1kHz보다 작을 수 있다. 공진 전화전압의 주파수는 20kHz보다 클 수 있다.

이러한 장치에서, 바이패스 장치는 직렬 접속된 두 개의 다이오드들을 포함할 수 있다. 이러한 경우에, 직렬 접속된 두 개의 다이오드들의 접점은 제2 공진 네트워크에 접속될 수 있다. 장치는 두 개의 직렬 접속된 다이오드들 중 적어도 하나에 접속되는 누설 방지장치를 더 포함할 수 있다. 이러한 경우에, 감지장치는 감지 저항기를 구비할 수 있으며, 감지장치의 저항값은 누설 방지장치보다 작을 수 있다. 이러한 경우에, 누설 방지장치의 저항값은 감지장치의 저항값의 20배 이상일 수 있다.

본 발명의 제2 면에서, 방전램프를 구동하기 위한 장치로 방전 램프를 구동하는 방법이 제공된다.

장치는 탱크 회로 및 DC-AC 인버터를 포함한다. 탱크회로는 제1 공진 네트워크 및 제2 공진 네트워크를 포함한다. 제1 공진 네트워크는 정규 동작모드 동안에 교류 사각 전류를 제공한다. 제2 공진 네트워크는 기동 동작 모드에서 공진 점화 전압을 발생하며, 적어도 한 댐핑장치, 적어도 한 공진 커패시터 및 적어도 한 인덕터를 포함하고, 이들은 직렬로 접속된다. DC-AC 인버터는 브리지 회로, 감지 장치 및 바이패스 장치를 포함하고, 전압입력과 탱크회로 사이에 위치한다. 브리지 회로는 상보적으로 턴 온 및 오프 하는 적어도 한 쌍의 스위칭 요소들을 구비한다. 감지장치는 제1 공진 네트워크에 흐르는 전류를 감지한다. 바이패스 장치는 전류흐름을 제어한다.

방법은 기동 동작 모드 동안에 제2 공진 네트워크가 램프에 공진 점화 전압을 전달하도록 탱크회로를 동작시키는 단계와, 소정의 시간이 경과한 후에, 정상 동작 모드시 램프가 제1 공진 네트워크가 교류 사각 전류를 전달하도록 탱크회로를 동작시키는 단계와, 제1 공진 네트워크 내 전류 흐름을 감지장치로 감지하는 단계와, 제1 공진 네트워크 내 전류흐름과 제2 공진 네트워크 내 전류흐름을 바이패스 장치를 사용하여 분리하는 단계를 포함한다.

도 1a는 본 발명의 블록도이다. 도 1a에 도시한 바와 같이, 구동 회로(5)는 DC-AC 인버터(8), 및 탱크회로(12)를 포함한다. 탱크회로(12)는 예를 들면 고휘도 방전 램프(LAMP)와 같은 램프를 동작시킨다(예를 들면, 전력을 램프에 공급한다).

DC-AC 인버터(8)는 브리지 회로(10), 감지장치(8) 및 바이패스 장치(16)를 포함한다. DC-AC 인버터(8)는 풀-브리지 인버터 혹은 하프-브리지 인버터로서 형성될 수 있다.

탱크회로(2)는 제1 공진 네트워크(18) 및 제2 공진 네트워크(20)를 포함한다.

도 1b는 본 발명의 구체적인 회로 구성을 도시한 것이다. 그러나, 본 발명의 정신 및/또는 범위 내에서 이의 변형이 행해질 수 있다는 것을 알 것이다.

브리지 회로(10)는 풀-브리지 구성으로 구성되는 복수의 MOSFET 트랜지스터들(Q1 내지 Q4)을 포함한다. 탱크회로(12)의 제1 공진 네트워크(18)는 커패시터(C1), 및 인덕터(L1)를 포함한다. 탱크회로(12)의 제2 공진 네트워크(20)는 점화 커패시터(C2), 댐핑 저항기(R1), 및 유도성(inductive) 요소(T)를 포함한다. 감지장치(14)는 감지 저항기(Rs)를 포함하고, 바이패스 장치(16)는 저항기(R2)를 통해 직렬로 접속된 다이오드들(D1 및 D2)을 포함한다. 고휘도 방전(HID) 램프(LAMP)의 한 와이어 리드는 커패시터(C1)와 인덕터(L1)의 접점에 접속되고, HID 램프(LAMP)의 다른 와이어 리드는 유도성 요소(T)의 접점(B)에 접속된다. 도 1b는 탱크회로(12)에 관한 램프의 전기적 접속을 도시한 것이지만, 램프의 이러한 도시는 램프가 탱크회로(12)의 제1 및 제2 공진 네트워크들(18 및 20)에 전기적으로 접속되는 것을 나타낼 목적으로 도시된 것이고 탱크회로(12)와는 떨어져 있는(탱크회로의 부분이 아님) 것이다.

제1 공진 네트워크(18)의 인덕터(L1) 및 커패시터(C1)는 초퍼(혹은 버크) 필터 네트워크를 형성한다. 제2 공진 네트워크(20)의 유도성 요소(T) 및 점화 커패시터(C2)는 고주파 공진 네트워크를 형성하며, 댐핑 저항기(R1)는 퀄리티 팩터를 감소시키고 고주파 공진 네트워크의 대역폭을 넓히는 작용을 한다.

바이패스 장치(16)의 바이패스 다이오드들(D1 및 D2)은 점화 커패시터(C2)로부터 감지 저항기(Rs)를 통하는 전류 흐름을 제어하며, 저항기(R2)는 MOSFET(Q2) 및/또는 MOSFET(Q4)로부터의 어떠한 전류든 바이패스 다이오드들(D1 및 D2)로 흐르는 것을 방지하는 작용을 한다. 바람직하기로는, 저항기(R2)는 감지 저항기(Rs)의 저항값보다는 훨씬 큰 저항값을 갖는다. 저항기(R1)에 전기적으로 직렬로 설치된 저항기(R2)도 댐핑 저항기로서 기능한다.

도 1c에 도시한 변형예에 따라서, 저항기(R2)는 동일한 값일 수도 있고(아닐 수도 있는) 복수의(예를 들면 도 1c에선 2개) 저항기들을 포함한다. 이 변형예에서, 한 저항기가 바이패스 다이오드(D2)에 직렬로 접속되고 다른 저항기는 바이패스 다이오드(D1)에 직렬로 접속된다.

기동(점화) 동작 중에, 점화 네트워크(유도성 요소(T), 커패시터(C2), 저항기(R1) 및 저항기(R2)로 형성됨)는 전원선(Vbus), MOSFET(Q1), 및 MOSFET(Q2)에 공급되는 주파수 가변 및 듀티 사이클 가변 전원에 의해 활성화된다. MOSFET(Q1 및 Q2)의 스위칭 레이트(예를 들면, 시스템이 턴 온 및 오프 하는 주파수)를 제어함으로써, 각각의 고주파 사이클에서 주파수 및/또는 듀티 사이클은 예를 들면 대략 200kHz의 제1(예를 들면, 고) 주파수에서 예를 들면 대략 100kHz의 제2(예를 들면, 저) 주파수로 선형으로 스위핑될 수 있다.

다음은 도 2b에 도시한 유도성 요소(T)가 도 1b의 회로에서 사용된다고 가정한 것에 근거한 것이다. 상기 동작 주파수들에서, 제1 인덕터(T')는 대략 750μH의 값을 가지며, 커패시터(C2)는 대략 1.5nF의 값을 가지며, 존재할 수 있는 어떠한 기생 용량이든 대략 0pF 내지 최대 대략 150pF의 범위에 있을 것이다. 기생 용량은 커패시터(C2)와 함께 공진 네트워크의 용량성 요소의 일부를 형성하는 인덕터(T')에 반영된다. 반영됨에 따라, 공진 주파수가 변한다. 수행한 시뮬레이션에 근거하여, 대략 0pF; 50pF; 100pF; 및 150pF인 기생 용량의 존재에 의해 공진 주파수들 각각은 대략 143 kHz; 135 kHz; 127 kHz; 및 121 kHz이 된다.

공진 주파수는 댐핑 저항기의 유무에 의해 영향을 받지 않지만 기생 용량에 관하여 회로 이득들에 변동이 일어남에 유의한다. 회로 이득의 변동(기생 용량에 관하여)은 댐핑 저항기가 포함될 때 감소됨에 유의한다. 예를 들면, 댐핑 저항기가 없다면, 피크 이득은 0 pF 내지 150 pF의 기생용량 범위에 대해 대략 16.7 퍼센트 감소한다. 그러나, 대략 30옴을 갖는 댐핑 저항기(R1)가 회로에 포함될 때, 피크 이득은 같은 0 pF 내지 150 pF 범위에 대해 약 6.3 퍼센트만이 감소된다.

전술한 바로부터, 댐핑 저항기를 포함시키는 것은 이득을 안정화시키는 역할을 한다는 것이 명백하다. 소정의 구동원 및 주파수 스위핑 패턴에 대해서, 점화 전압의 피크 크기는 공진 네트워크의 이득에 비례한다. 전술한 바와 같이, 이득은 댐핑 저항기가 포함됨에 따라 대략 단지 6.3 퍼센트만큼만 변하므로 점화 전압은 기생용량이 0 pF에서 150 pF로 변할 때 소정의 범위 내에서 변한다. 램프 리드들이 대략 15 피트까지 이르는 응용에서, 등가 용량은 대략 150 pF로 측정되었음에 유의한다.

도 8a 및 도 8b는 램프 리드들의 길이가 각각 0 피트 및 15 피트일 때 점화 전압 포락선을 도시한 것이다. 이에 대해서, 도 2a의 유도성 요소(T)가 사용되었으며, 도면들에 도시한 매우 높은 주파수 링잉의 일부를 줄이기 위해서(필터링) 작은 값의 커패시터(예를 들면 대략 150 pF)가 단자점들(B 및 C)(도 2a 참조) 양단에 걸쳐 추가될 수 있음에 유의한다.

기동(점화) 동작 중에, MOSFET(Q3) 및 MOSFET(Q4)는 MOSFET(Q2) 및 MOSFET(Q1) 각각과 동상(in-phase)으로 스위칭된다. 초퍼(버크) 필터 네트워크(인덕터(L1) 및 커패시터(C1)로 형성됨)의 공진 주파수는 대략 100 kHz 내지 200 kHz의 스위핑 주파수들보다 훨씬 낮기 때문에, 단지 작은 공진 전압만이 인덕터(L1) 혹은 커패시터(C1)에서 발생된다. 일단 램프가 기동 동작시 점화되면, 램프 전류가 고주파 사이클의 반 사이클에서는 MOSFET 쌍(Q1 및 Q4)을 통해서, 그리고 고주파 사이클의 다른 반 사이클 동안의 고주파 사이클의 반 사이클에서는 MOSFET 쌍(Q2 및 Q3)을 통해서 흐른다.

램프가 정상적으로 동작할 때(예를 들면, 램프가 점화/기동된 후에), MOSFET(Q1) 및 MOSFET(Q2)는 예를 들면 대략 170 Hz의 저주파에서 동작하고, MOSFET(Q3) 및 MOSFET(Q4)는 예를 들면 대략 50 kHz의 고주파에서 동작한다. 대안으로, MOSFET 쌍(Q1 및 Q4)은 예를 들면 대략 170 Hz의 주파수 사이클의 반 사이클 동안에, 예를 들면 대략 50 kHz의 높은 주파수에서 동작될 수 있고, 반면 MOSFET 쌍(Q2 및 Q3)은 저주파 사이클(예를 들면, 대략 170 Hz)의 다른 반 사이클 동안에는 고주파(예를 들면 대략 50 kHz)로 동작된다. 낮은 램프 전압에 의한 정상적인 동작 중에, 모든 스위치들은 고주파로 동작할 수 있다. 어느 경우이든, MOSFET(Q1) 및 MOSFET(Q2)의 접점(예를 들면 도 1b에서 점 A)의 전압은 MOSFET(Q1)이 온일 땐 하이이고 MOSFET(Q2)가 온일 땐 로우이다. 고전압에서 저전압으로 이행할 동안(혹은 저전압에서 고전압으로 이행), 점화 커패시터(C2)를 통해 흐르는 전류의 충전(혹은 방전)이 있다.

낮은 램프 전압의 경우의 동작에 대해 상세히 설명한다. 도 4는 도 2b의 유도성 요소(T)를 구비한 도 1b의 회로를 나타내며 도 5a 내지 도 5e는 도 4의 회로의 여러 위치들에서의 파형들을 나타낸 것이다. 커패시터(C1) 및 인덕터(L1)로 형성된 초퍼(버크 필터)의 공진 주파수는 정상적인 동작에서 예를 들면 대략 50 kHz의 고주파보다 낮다. 캐패시터(C2), 저항기(R1), 및 유도성 요소(T')로 형성된 인버터 네트워크(점화 네트워크)의 공진 주파수는 정상 동작 중엔 고주파(예를 들면, 대략 50 kHz)보다 높다. 캐패시터(C1)의 전압은 한 고주파 사이클 동안엔 일정한 것으로 간주될 수 있다. 유도성 요소들(T' 및 T'')의 전압은 한 고주파 사이클 동안엔 제로로 간주될 수 있다.

램프 전압(V(lamp))은 캐패시터(C1)의 전압과 같다. 따라서, 도 4의 점(C)의 전압은 전압(V(1))과 같다. 시간 t가 0일 때, MOSFET 트랜지스터들(Q2 및 Q3)이 온 하고 MOSFET 트랜지스터들(Q1 및 Q4)은 오프 된다. 초퍼 전류(V(Rs))는 램프 업(ramp up)하여 소정의 피크 레벨에 도달하고, 이 때에, MOSFET(Q3)는 턴 오프하고 프리휠링(freewheeling) 전류는 t가 t1이 될 때까지 인덕터(L1), 캐패시터(C1), 램프, MOSFET 트랜지스터들(Q2 및 Q4)의 내부 다이오드들을 통해 흐르기 시작하다. t가 t1이 될 때, MOSFET(Q2)가 턴 오프 한다. 프리휠링 전류는 시간 t가 t2일 때 전류가 제로에 도달할 때까지 계속하여 MOSFET(Q1)의 내부 다이오드를 통해 다시 버스 라인으로 흐른다. 시간 t가 t2가 될 때, 새로운 사이클이 개시된다.

t가 0이 되고 t가 t1이 될 때, 전압(V(1))은 하이에서 로우로(혹은 로우에서 하이로) 갑자기 바뀐다. 점(C)의 전압(V(1))과 캐패시터(C2)를 흐르는 전류(I(C2))간 관계를 다음 식으로 나타낼 수 있다.

I(c2) = C2 * dV(1)/dt

여기서는 어떠한 기생 인덕턴스 및 댐핑 저항기(R1 및 R2)는 무시되었다.

캐패시터의 전압은 순간적으로 변하지 않는다. 따라서, 도 5e에 도시한 바와 같이, 스파이크 용량성 전류(I(C2))가 발생한다. 캐패시터(C2)의 스파이크 충전(혹은 방전) 전류(I(C2))는 전압(V(1))의 상승(혹은 하강) 기울기, 기생 인덕턴스, 기생 저항, 및 저항기들(R1 및 R2)의 값들에 의해서만 제한된다. 전류(I(C2))의 피크 크기는 매우 높을 수 있음에 유의한다. 이 전류가 감지 저항기(Rs)를 통해 흐르고 바이패스 다이오드들(D1 및 D2)에 의해 바이패스 되지 않는다면, 감지 저항기(Rs)의 총 전압은 전류(I(C2))와 초퍼 전류(I(Q2))의 일부의 결합이다. 이러한 상황에서, 감지 전압은 현저하게 왜곡될 것이고, 이것은 초퍼 동작의 제어에 악영향을 미칠 것이다.

바이패스 다이오드들(D1 및 D2)이 있을 경우와 없는 경우의 실제 파형들을 도 6a 및 도 6b에 각각 도시하였다. 도면들로부터 알 수 있듯이, 전류(I(C2))의 양의 부분은 I(D2)를 통해 흐르며, 여기서 I(C2))는 I(C2)가 0보다 클 때 I(C2))와 같다. 전류(I(C2))의 음의 부분은 도 6a 및 도 6b엔 도시하지 않은 바이패스 다이오드(D)를 통해 흐른다. 도 6a의 중간에 도시한 제어 감지 전압은 삼각 초퍼 전류와 비교하여 최소 왜곡을 나타내는 삼각파를 포함한다. 바이패스 다이오드들이 생략되었을 때, 전체 전류(I(C2)는 I(Rs))와 조합하여 도 6b에 도시한 바와 같이 V(Rs)를 형성한다. 감지 전압의 음의 부분은 이것이 전류(I(C2))의 양의 부분과 조합됨에 기인하여 거의 사라진다. 감지 전압은 초퍼 전류와 비교하여 현저하게 왜곡되고, 감지 전압의 윗부분은 평탄하게 된다. 감지 저항기에 반영될 것으로 생각되는 초퍼 전류의 피크는 감지 저항기 상의 전압과는 동일하지 않다. 초퍼 동작의 피크 전류를 제어하는 것은 가능하지 않음에(혹은 적어도 매우 어렵다는 것에) 유의한다.

감지된 초퍼 전류, 혹은 인덕터(L1)를 통하는 전류는 초퍼 스위치들(Q3 및 Q4)의 온 시간을 제어하기 위해 피드백 된다. 또한, DC 전압원(Vbus)은 역률 보정 회로에 의해서 혹은 역률 보정 없이 정류되어 필터링된 AC 라인으로부터 직접 제공됨에 유의한다.

도 7a는 도 1b에 도시한 회로의 일부를 도시한 것이다. 저항기(R2)는 바이패스 다이오드들(D1 및 D2)을 통해 흐르는 초퍼 전류를 제한하기 위해서, 감지 저항기(Rs)에 대하여 높은 임피던스 경로로서 주로 작용한다. 초퍼 네트워크에 사용되는 풀-브리지 인버터는 도 7b 및 도 7c에 도시한 바와 같이, 삼각 전류원을 형성한다. 정상 동작시, 동작 주파수는 점화 네트워크보다 훨씬 낮고, 따라서, 캐패시터(C2)는 효과적으로 개방된다(회로로부터). 저항기(R2)의 값이 제로일 때, 감지 저항기(Rs) 상의 최대 전압은 바이패스 다이오드들(D1 및 D2)의 도통에 의해 대략 1.4볼트로 클램프 된다.

도 7b에 도시한 바와 같이, 감지전압(V(Rs))은 이의 양의 파형의 윗부분이 평탄함을 나타내고, 이것은 파형이 왜곡된 것임을 나타낸다. 바이패스 다이오드들(D1, D2)은 도통하기 시작할 것이며, 이들이 순방향으로 바이어스될 때마다 누설 전류를 흘릴 것이다. 피크 감지 전압(V(Rs))은 일반적으로 대략 1Vpk 내지 대략 2Vpk의 범위에 있다. 피크 전류를 정확하게 제어하는 것은 어렵다는 것에 유의한다.

저항기(R2)의 값이 감지 저항기(Rs)의 값보다 현저하게 클 때, 바이패스 다이오드들(D1 및 D2) 및 저항기(R2)로부터의 전류누설은 무시할 수 있다. 감지 저항기(Rs) 상의 전압(V(Rs))은 도 7c에 도시한 바와 같이, 실제 초퍼 전류를 반영한다. 예를 들면, 감지 저항기(Rs)의 저항은 대략 1.3 암페어 기동전류와 대략 2암페어의 피크 초퍼 전류를 가진 대략 70 와트의 HID 램프의 경우 0.8 옴이다. 전압이란 전류와 저항을 곱한 것(V= I*R)이라는 공식에 근거하여, 피크 감지 전압(V(Rs))은 2 Amp * 0.8 옴, 즉 1.6 볼트이고, 이것은 바이패스 다이오드들(D1 및 D2)의 1.4 볼트 클램핑 전압보다 크다. 따라서, 저항기(R2)의 값은 감지 저항기보다 훨씬 큰 것을 선택한다(즉, 대략 감지 저항기(Rs)의 20배, 또는 대략 15 옴).

저항기(R2)는 또한 HID 램프가 기동(점화)되고 있을 때 저항기(R1)와 직렬로 댐핑 저항기로서 기능한다. 저항기(R2)는 이 저항기(R2)가 도 1b에 도시한 구성에 접속될 때 MOSFET(Q1)이 온 된 경우 피크 공진 전압의 양의 부분을 댐핑한다. 피크 공진 전압의 양 및 음의 부분들(혹은 피크 공진 전압의 음의 부분만)을 댐핑되게 하기 위해서, 도 1c에 도시한 접속이 채택되어야 할 것이다.

본 발명은 이의 바람직한 실시예들을 참조로 하여 특정하게 도시 및 설명하였으나, 다음 청구범위에 정해진 바와 같은 본 발명의 정신 및/또는 범위 내에서 형태 및/또는 상세에 각종의 변경이 행해질 수 있음을 이 기술에 숙련된 자들은 알 것이다. 예를 들면, HID 램프의 정상 동작시 평활화된 DC 전류에 의해 차단되는 고주파 전류를 사용하기 위해 본 발명을 수정함으로써 어쿠스틱 공진을 피할 수 있다. 대안으로, 브리지 회로(10)는 하프 브리지 회로로서 구성될 수도 있다.

Claims

방전 램프를 구동하는 장치에 있어서,

정규 동작 모드시 상기 램프에 교류 사각 전류를 전달하는 제1 공진 네트워크, 및 기동 동작 모드시 공진 점화 전압을 발생하고, 직렬로 접속된 댐핑 장치, 공진 캐패시터 및 공진 인덕터를 포함하는 제2 공진 네트워크를 포함하고, 상기 램프에 전력을 전달하는 탱크회로; 및

DC 전압을 AC 전압으로 변환하며 전압입력과 탱크회로간에 배치된 DC-AC 인버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제1항에 있어서, 상기 DC-AC 인버터는 상보적으로 턴 온 및 오프 하는 적어도 한 쌍의 스위칭 요소들을 포함하는 브리지 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 댐핑 장치는 댐핑 저항기인 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제2항에 있어서, 상기 브리지 회로는 풀-브리지 인버터인 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제2항에 있어서, 상기 브리지 회로는 하프 브리지 인버터인 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제2항에 있어서, 전류흐름을 제어하는 바이패스 장치를 더 포함하며, 상기 제2 공진 네트워크는 상기 브리지 회로의 한 출력과 상기 바이패스 장치의 출력에 접속된 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제1항, 제2항 및 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 공진 네트워크는 캐패시터 및 인덕터를 포함하고, 상기 캐패시터는 상기 램프와 상기 제2 공진 네트워크 내 공진 인덕터의 직렬 접속된 회로와 병렬로 접속된 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제6항에 있어서, 상기 제1 공진 네트워크에 흐르는 전류를 감지하는 감지 장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제8항에 있어서, 상기 감지장치는 감지 저항기를 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제8항에 있어서, 상기 감지 장치는 상기 전압입력의 한 단자와 상기 브리지 회로의 한 입력 단자간에 접속되고, 상기 전압입력의 타 단자는 상기 브리지 회로의 타 입력단자에 접속되고, 상기 감지 장치는 상기 바이패스 장치와 병렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제6항, 제8항 및 제10항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 바이패스 장치는 직렬로 접속된 두 개의 다이오드들을 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제8항에 있어서, 상기 교류 사각 전류의 주파수는 1 kHz보다 작고, 상기 공진 점화 전압의 주파수는 20 kHz보다 큰 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제11항에 있어서, 상기 두 개의 직렬 접속된 다이오드들의 접점은 상기 제2 공진 네트워크에 접속된 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제11항에 있어서, 상기 두 직렬 접속된 다이오드들 중 적어도 하나에 접속된 누설 방지 장치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제14항에 있어서, 상기 감지 장치는 감지 저항기를 구비하고, 상기 감지 장치의 저항값은 상기 누설 방지장치의 저항값보다 작은 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
제15항에 있어서, 상기 방지장치의 저항값은 상기 감지 저항기의 저항값의 20배 이상인 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동장치.
방전램프를 구동하는 장치로 방전 램프를 구동하는 방법에서, 상기 장치는, 정규 동작 모드시 상기 램프에 교류 사각 전류를 제공하는 제1 공진 네트워크, 및 기동 동작 모드시 공진 점화 전압을 발생하고, 직렬로 접속된 댐핑 장치, 공진 캐패시터 및 공진 인덕터를 포함하는 제2 공진 네트워크를 포함하는 탱크회로; 및

상보적으로 턴 온 및 오프 하는 적어도 한 쌍의 스위칭 요소들을 포함하는 브리지 회로와, 상기 제1 공진 네트워크에 흐르는 전류를 감지하는 감지장치와, 전류 흐름을 제어하는 바이패스 장치를 포함하며, 전압입력과 탱크회로간에 배치된 DC-AC 인버터를 포함하는 것으로,

상기 방법은,

기동 동작 모드시 상기 제2 공진 네트워크가 상기 공진 점화 전압을 램프에 전달하도록 상기 탱크 회로를 동작시키는 단계;

소정의 시간이 경과한 후에, 정규 동작 모드시 상기 제1 공진 네트워크가 교류 사각 전류를 램프에 전달하도록 상기 탱크회로를 동작시키는 단계;

상기 감지장치로 상기 제1 공진 네트워크 내 전류 흐름을 감지하는 단계; 및

상기 바이패스 장치를 사용하여 상기 제2 공진 네트워크 내 전류흐름으로부터 상기 제1 공진 네트워크 내 전류 흐름을 분리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방전 램프 구동 방법.