JP2948600B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2948600B2 JP2948600B2 JP16632289A JP16632289A JP2948600B2 JP 2948600 B2 JP2948600 B2 JP 2948600B2 JP 16632289 A JP16632289 A JP 16632289A JP 16632289 A JP16632289 A JP 16632289A JP 2948600 B2 JP2948600 B2 JP 2948600B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、半導体スイッチング素子を用いたインバー
タ装置に関するものであり、例えば高圧放電灯を始動点
灯させる用途に特に適するものである。
タ装置に関するものであり、例えば高圧放電灯を始動点
灯させる用途に特に適するものである。
［従来の技術］ 第14図は従来のインバータ装置の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、
トランジスタQ1,Q2の直列回路が並列的に接続されてい
る。トランジスタQ1,Q2には、ダイオードD1,D2がそれぞ
れ逆並列接続されている。トランジスタQ1の両端には、
結合用のコンデンサC2を介して、インダクタL1とコンデ
ンサC1よりなるLC直列共振回路が接続されている、結合
用のコンデンサC2の容量値は、共振用のコンデンサC1に
比べて十分に大きな値に設定されており、定常時には直
流電源Ｅの約半分の電圧に充電され、共振には寄与しな
い。コンデンサC1の両端には放電灯Ｈが並列接続されて
いる。
下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、
トランジスタQ1,Q2の直列回路が並列的に接続されてい
る。トランジスタQ1,Q2には、ダイオードD1,D2がそれぞ
れ逆並列接続されている。トランジスタQ1の両端には、
結合用のコンデンサC2を介して、インダクタL1とコンデ
ンサC1よりなるLC直列共振回路が接続されている、結合
用のコンデンサC2の容量値は、共振用のコンデンサC1に
比べて十分に大きな値に設定されており、定常時には直
流電源Ｅの約半分の電圧に充電され、共振には寄与しな
い。コンデンサC1の両端には放電灯Ｈが並列接続されて
いる。
第15図（ａ）は始動時における放電灯Ｈの両端電圧V2
の波形図である。図中、T1は第１の動作期間であり、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオン・オフ動作を行う。トラ
ンジスタQ1がオンでトランジスタQ2がオフのときには、
コンデンサC2の充電電圧を電源として、コンデンサC2か
らトランジスタQ1、コンデンサC1、インダクタL1を介し
て電流が流れる。次に、トランジスタQ1,Q2が共にオフ
になると、インダクタL1の蓄積エネルギーにより、コン
デンサC2、直流電源Ｅ、ダイオードD2、コンデンサC1を
介して電流が流れる。次に、トランジスタQ1がオフでト
ランジスタQ2がオンのときには、直流電源Ｅからコンデ
ンサC2、インダクタL1、コンデンサC1、トランジスタQ2
を介して電流が流れる。次に、トランジスタQ1,Q2が共
にオフになると、インダクタL1の蓄積エネルギーによ
り、コンデンサC1、ダイオードD1、コンデンサC2を介し
て電流が流れる。放電灯Ｈは無負荷状態であるので、電
流はほとんど流れない。以下、同じ過程を繰り返し、イ
ンダクタL1とコンデンサC1によりなるLC直列共振回路に
は高周波電流が流れる。この高周波電流の周波数は、ト
ランジスタQ1,Q2のスイッチング周波数で決まり、通常
は数十KHzである。第15図（ａ）に示す第１の動作期間T
1では、スイッチング周波数をLC直列共振回路の共振周
波数の近くに設定しており、コンデンサC1の両端電圧は
共振作用により増大するので、放電灯Ｈの両端電圧V2は
徐々に増大する。この電圧V2が所定値Vpに達すると、第
２の動作期間T2に移行する。第２の動作期間T2でも、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオン・オフされるが、スイッ
チング周波数はLC直列共振回路の共振周波数から離れた
周波数に設定される。このため、共振作用は弱まり、コ
ンデンサC1の両端電圧は低下するので、放電灯Ｈの両端
電圧V2は低下する。
の波形図である。図中、T1は第１の動作期間であり、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオン・オフ動作を行う。トラ
ンジスタQ1がオンでトランジスタQ2がオフのときには、
コンデンサC2の充電電圧を電源として、コンデンサC2か
らトランジスタQ1、コンデンサC1、インダクタL1を介し
て電流が流れる。次に、トランジスタQ1,Q2が共にオフ
になると、インダクタL1の蓄積エネルギーにより、コン
デンサC2、直流電源Ｅ、ダイオードD2、コンデンサC1を
介して電流が流れる。次に、トランジスタQ1がオフでト
ランジスタQ2がオンのときには、直流電源Ｅからコンデ
ンサC2、インダクタL1、コンデンサC1、トランジスタQ2
を介して電流が流れる。次に、トランジスタQ1,Q2が共
にオフになると、インダクタL1の蓄積エネルギーによ
り、コンデンサC1、ダイオードD1、コンデンサC2を介し
て電流が流れる。放電灯Ｈは無負荷状態であるので、電
流はほとんど流れない。以下、同じ過程を繰り返し、イ
ンダクタL1とコンデンサC1によりなるLC直列共振回路に
は高周波電流が流れる。この高周波電流の周波数は、ト
ランジスタQ1,Q2のスイッチング周波数で決まり、通常
は数十KHzである。第15図（ａ）に示す第１の動作期間T
1では、スイッチング周波数をLC直列共振回路の共振周
波数の近くに設定しており、コンデンサC1の両端電圧は
共振作用により増大するので、放電灯Ｈの両端電圧V2は
徐々に増大する。この電圧V2が所定値Vpに達すると、第
２の動作期間T2に移行する。第２の動作期間T2でも、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオン・オフされるが、スイッ
チング周波数はLC直列共振回路の共振周波数から離れた
周波数に設定される。このため、共振作用は弱まり、コ
ンデンサC1の両端電圧は低下するので、放電灯Ｈの両端
電圧V2は低下する。
放電灯Ｈは第１の動作期間T1の高電圧Vpにより始動
し、グロー放電状態に移行する。そして、第２の動作期
間T2で供給される高周波電力によりアーク放電状態に移
行する。しかしながら、この従来例にあっては、放電灯
Ｈが始動するまでの間、無負荷状態のままでトランジス
タQ1,Q2がオン・オフ動作を継続し、LC直列共振回路に
無効電流を流し続けなければならない。この無効電流
は、無負荷状態でありながら大きな電流となるので、ト
ランジスタQ1,Q2やダイオードD1,D2に過大なストレスを
与えるという問題がある。特に、共振作用により高電圧
Vpを発生させているときには、トランジスタQ1,Q2によ
り断続される電流が大きいので、スイッチング損失が増
大し、素子を加熱する。このため、電流耐量の大きい素
子が必要となり、コスト上昇を招くと共に装置が大型化
するという問題があった。
し、グロー放電状態に移行する。そして、第２の動作期
間T2で供給される高周波電力によりアーク放電状態に移
行する。しかしながら、この従来例にあっては、放電灯
Ｈが始動するまでの間、無負荷状態のままでトランジス
タQ1,Q2がオン・オフ動作を継続し、LC直列共振回路に
無効電流を流し続けなければならない。この無効電流
は、無負荷状態でありながら大きな電流となるので、ト
ランジスタQ1,Q2やダイオードD1,D2に過大なストレスを
与えるという問題がある。特に、共振作用により高電圧
Vpを発生させているときには、トランジスタQ1,Q2によ
り断続される電流が大きいので、スイッチング損失が増
大し、素子を加熱する。このため、電流耐量の大きい素
子が必要となり、コスト上昇を招くと共に装置が大型化
するという問題があった。
そこで、放電灯Ｈの始動時においては、第１の動作期
間T1でのみトランジスタQ1,Q2をオン・オフさせ、第２
の動作期間T2ではトランジスタQ1,Q2を休止させること
が考えられる。この場合の動作波形を第15図（ｂ）に示
す。この方法では、トランジスタQ1,Q2は間欠的に動作
するので、素子に加わるストレスは低減される。しかし
ながら、この方法では、放電灯Ｈが高電圧Vpによりグロ
ー放電状態となっても、その後、アーク放電状態に移行
させるエネルギーを供給することができない。このた
め、グロー放電状態を検出する回路を設けて、グロー放
電の開始を検出すると、アーク放電に移行させるための
電力を連続的に供給する動作に切り替える必要があり、
制御回路の構成が複雑化するという問題がある。
間T1でのみトランジスタQ1,Q2をオン・オフさせ、第２
の動作期間T2ではトランジスタQ1,Q2を休止させること
が考えられる。この場合の動作波形を第15図（ｂ）に示
す。この方法では、トランジスタQ1,Q2は間欠的に動作
するので、素子に加わるストレスは低減される。しかし
ながら、この方法では、放電灯Ｈが高電圧Vpによりグロ
ー放電状態となっても、その後、アーク放電状態に移行
させるエネルギーを供給することができない。このた
め、グロー放電状態を検出する回路を設けて、グロー放
電の開始を検出すると、アーク放電に移行させるための
電力を連続的に供給する動作に切り替える必要があり、
制御回路の構成が複雑化するという問題がある。
第16図は従来の他のインバータ装置（特開昭62−2679
1号公報参照）の回路図である。このインバータ装置で
は、負荷に矩形波電力を供給できるので、高圧放電灯Ｈ
の点灯に適している。何故なら、高圧放電灯Ｈは高周波
電力で点灯させると、音響的共鳴現象によるアークの不
安定が生じるが、矩形波電力で点灯させると、音響的共
鳴現象を回避できるからである。
1号公報参照）の回路図である。このインバータ装置で
は、負荷に矩形波電力を供給できるので、高圧放電灯Ｈ
の点灯に適している。何故なら、高圧放電灯Ｈは高周波
電力で点灯させると、音響的共鳴現象によるアークの不
安定が生じるが、矩形波電力で点灯させると、音響的共
鳴現象を回避できるからである。
以下、上記インバータ装置の回路構成について説明す
る。直流電源Ｅには、トランジスタQ1,Q2の直列回路と
トランジスタQ3,Q4の直列回路とが並列的に接続されて
いる。トランジスタQ1〜Q4には、ダイオードD1〜D4がそ
れぞれ逆並列接続されている。トランジスタQ1,Q2の接
続点と、トランジスタQ3,Q4の接続点の間には、インダ
クタL1とパルストランスPTの２次巻線を介して高圧放電
灯Ｈが接続されている。パルストランスPTの２次巻線と
高圧放電灯Ｈの直列回路には、コンデンサC1が並列接続
されると共に、イグナイタIGが並列接続されている。ト
ランジスタQ1,Q3は数十KHzの高周波でスイッチングさ
れ、トランジスタQ2,Q4は数百KHzの低周波でスイッチン
グされる。
る。直流電源Ｅには、トランジスタQ1,Q2の直列回路と
トランジスタQ3,Q4の直列回路とが並列的に接続されて
いる。トランジスタQ1〜Q4には、ダイオードD1〜D4がそ
れぞれ逆並列接続されている。トランジスタQ1,Q2の接
続点と、トランジスタQ3,Q4の接続点の間には、インダ
クタL1とパルストランスPTの２次巻線を介して高圧放電
灯Ｈが接続されている。パルストランスPTの２次巻線と
高圧放電灯Ｈの直列回路には、コンデンサC1が並列接続
されると共に、イグナイタIGが並列接続されている。ト
ランジスタQ1,Q3は数十KHzの高周波でスイッチングさ
れ、トランジスタQ2,Q4は数百KHzの低周波でスイッチン
グされる。
第17図は上記回路における高圧放電灯Ｈの始動時にお
ける両端電圧V2の波形を示している。この電圧V2が正の
動作期間Taでは、トランジスタQ4をオン、トランジスタ
Q2,Q3をオフさせたまま、トランジスタQ1を高周波でオ
ン・オフさせる。また、上記電圧V2が負の動作期間Tbで
は、トランジスタQ2をオン、トランジスタQ1,Q4をオフ
させたまま、トランジスタQ3を高周波でオン・オフさせ
る。各動作期間Ta,Tbにおいて、イグナイタIGにより発
生された高電圧Vpは、パルストランスPTとコンデンサC1
を介して高圧放電灯Ｈに印加される。これによって、高
圧放電灯Ｈはグロー放電状態となる。そして、高電圧Vp
に続く直流電圧Vaのエネルギーによって、高圧放電灯Ｈ
はグロー放電状態からアーク放電状態に移行する。
ける両端電圧V2の波形を示している。この電圧V2が正の
動作期間Taでは、トランジスタQ4をオン、トランジスタ
Q2,Q3をオフさせたまま、トランジスタQ1を高周波でオ
ン・オフさせる。また、上記電圧V2が負の動作期間Tbで
は、トランジスタQ2をオン、トランジスタQ1,Q4をオフ
させたまま、トランジスタQ3を高周波でオン・オフさせ
る。各動作期間Ta,Tbにおいて、イグナイタIGにより発
生された高電圧Vpは、パルストランスPTとコンデンサC1
を介して高圧放電灯Ｈに印加される。これによって、高
圧放電灯Ｈはグロー放電状態となる。そして、高電圧Vp
に続く直流電圧Vaのエネルギーによって、高圧放電灯Ｈ
はグロー放電状態からアーク放電状態に移行する。
この従来例では、高圧放電灯Ｈを始動させるための高
電圧VpをイグナイタIGとパルストランスPTにより発生さ
せている。しかしながら、イグナイタIGやパルストラン
スPTは始動後は不要な回路であり、このような始動専用
の回路部品を備えることにより、点灯装置の大型化やコ
スト上昇を招くという問題があった。
電圧VpをイグナイタIGとパルストランスPTにより発生さ
せている。しかしながら、イグナイタIGやパルストラン
スPTは始動後は不要な回路であり、このような始動専用
の回路部品を備えることにより、点灯装置の大型化やコ
スト上昇を招くという問題があった。
［発明が解決しようとする課題］ 第14図に示す従来例のように、イグナイタやパルスト
ランスのような始動専用の回路部品を備えないインバー
タ装置において、第15図（ａ）に示すように、LC共振作
用を利用して始動用の高電圧の発生と始動後のエネルギ
ー供給を行うと、スイッチング素子のストレスが増大す
るという問題があった。また、スイッチング素子のスト
レスを低減するために、第15図（ｂ）に示すように、始
動用の高電圧の発生のみを間欠的に行うと、始動後のエ
ネルギーの供給ができないという問題があり、始動を検
知して素早く動作を切り替える必要があり、制御回路の
構成が複雑化するという問題があった。一方、第16図に
示すように、イグナイタやパルストランスのような始動
専用の回路部品を備えるインバータ装置では、スイッチ
ング素子のストレスの増大や制御回路の複雑化という問
題は生じないが、始動専用の回路部品が必要となるの
で、点灯装置の大型化やコスト上昇を招くという問題が
あった。
ランスのような始動専用の回路部品を備えないインバー
タ装置において、第15図（ａ）に示すように、LC共振作
用を利用して始動用の高電圧の発生と始動後のエネルギ
ー供給を行うと、スイッチング素子のストレスが増大す
るという問題があった。また、スイッチング素子のスト
レスを低減するために、第15図（ｂ）に示すように、始
動用の高電圧の発生のみを間欠的に行うと、始動後のエ
ネルギーの供給ができないという問題があり、始動を検
知して素早く動作を切り替える必要があり、制御回路の
構成が複雑化するという問題があった。一方、第16図に
示すように、イグナイタやパルストランスのような始動
専用の回路部品を備えるインバータ装置では、スイッチ
ング素子のストレスの増大や制御回路の複雑化という問
題は生じないが、始動専用の回路部品が必要となるの
で、点灯装置の大型化やコスト上昇を招くという問題が
あった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、始動時に高電圧を必要とし、
始動後にエネルギー供給を必要とする高圧放電灯のよう
な負荷を駆動するのに適したインバータ装置を小型で安
価に実現することにある。
その目的とするところは、始動時に高電圧を必要とし、
始動後にエネルギー供給を必要とする高圧放電灯のよう
な負荷を駆動するのに適したインバータ装置を小型で安
価に実現することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図及び第２図に示すように、負荷（例えば放電灯Ｈ）
にコンデンサC1を並列接続しインダクタL1を直列接続し
た負荷回路を備え、少なくとも第１及び第２のスイッチ
ング素子（例えばトランジスタQ1,Q2）を直列的に接続
した回路を直流電源Ｅに並列的に接続し、前記スイッチ
ング素子のスイッチング動作により負荷回路に電力を供
給するインバータ装置において、負荷回路の無負荷時
に、第１及び第２のスイッチング素子が交互にオン・オ
フして負荷に高周波電力を供給する高周波動作期間T1,T
3と、第１又は第２のスイッチング素子の一方がオン・
オフして負荷に直流電力を供給する直流動作期間T2,T4
とを、スイッチング素子のオン・オフ周期よりも低周波
で交番させる制御手段を備え、高周波動作期間T1,T3に
おける第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング
周波数を負荷回路の無負荷時の共振周波数の近傍に設定
したことを特徴とするものである。
１図及び第２図に示すように、負荷（例えば放電灯Ｈ）
にコンデンサC1を並列接続しインダクタL1を直列接続し
た負荷回路を備え、少なくとも第１及び第２のスイッチ
ング素子（例えばトランジスタQ1,Q2）を直列的に接続
した回路を直流電源Ｅに並列的に接続し、前記スイッチ
ング素子のスイッチング動作により負荷回路に電力を供
給するインバータ装置において、負荷回路の無負荷時
に、第１及び第２のスイッチング素子が交互にオン・オ
フして負荷に高周波電力を供給する高周波動作期間T1,T
3と、第１又は第２のスイッチング素子の一方がオン・
オフして負荷に直流電力を供給する直流動作期間T2,T4
とを、スイッチング素子のオン・オフ周期よりも低周波
で交番させる制御手段を備え、高周波動作期間T1,T3に
おける第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング
周波数を負荷回路の無負荷時の共振周波数の近傍に設定
したことを特徴とするものである。
［作用］ 本発明にあっては、負荷回路の無負荷時に、第１及び
第２のスイッチング素子が交互にオン・オフして負荷に
高周波電力を供給する高周波動作期間T1,T3と、第１又
は第２のスイッチング素子の一方がオン・オフして負荷
に直流電力を供給する直流動作期間T2,T4とを、スイッ
チング素子のオン・オフ周期よりも低周波で交番させる
ようにしたので、高周波動作期間T1,T3におけるスイッ
チング周波数を負荷回路の共振周波数の近傍に設定する
ことにより、負荷に高電圧Vpを印加して負荷を始動させ
ることができ、直流動作期間T2,T4では、始動後の負荷
にエネルギーを供給することができる。高周波動作期間
T1,T3の高電圧Vpで負荷が始動しない場合には、負荷は
無負荷状態（高インピーダンス状態）のままとなるの
で、負荷に並列接続されたコンデンサC1が充電された後
は、負荷回路には電流が流れなくなる。つまり、本発明
にあっては、高周波動作期間T1,T3の高電圧Vpで負荷が
始動しない場合には、それに続く直流動作期間T2,T4は
実質的にスイッチング素子の休止期間となる。これによ
り、始動時にスイッチング素子に流れる無効電流を低減
することができ、スイッチング損失を低減することがで
きる。しかも、高周波動作期間T1,T3の高電圧Vpで負荷
が始動した場合には、それ続く直流動作期間T2,T4で負
荷にエネルギーを供給することができるので、従来例の
ようにスイッチング動作を間欠動作から連続動作に切り
替えるための特別な検出手段や制御手段を設ける必要が
なく、構成が簡単となる。
第２のスイッチング素子が交互にオン・オフして負荷に
高周波電力を供給する高周波動作期間T1,T3と、第１又
は第２のスイッチング素子の一方がオン・オフして負荷
に直流電力を供給する直流動作期間T2,T4とを、スイッ
チング素子のオン・オフ周期よりも低周波で交番させる
ようにしたので、高周波動作期間T1,T3におけるスイッ
チング周波数を負荷回路の共振周波数の近傍に設定する
ことにより、負荷に高電圧Vpを印加して負荷を始動させ
ることができ、直流動作期間T2,T4では、始動後の負荷
にエネルギーを供給することができる。高周波動作期間
T1,T3の高電圧Vpで負荷が始動しない場合には、負荷は
無負荷状態（高インピーダンス状態）のままとなるの
で、負荷に並列接続されたコンデンサC1が充電された後
は、負荷回路には電流が流れなくなる。つまり、本発明
にあっては、高周波動作期間T1,T3の高電圧Vpで負荷が
始動しない場合には、それに続く直流動作期間T2,T4は
実質的にスイッチング素子の休止期間となる。これによ
り、始動時にスイッチング素子に流れる無効電流を低減
することができ、スイッチング損失を低減することがで
きる。しかも、高周波動作期間T1,T3の高電圧Vpで負荷
が始動した場合には、それ続く直流動作期間T2,T4で負
荷にエネルギーを供給することができるので、従来例の
ようにスイッチング動作を間欠動作から連続動作に切り
替えるための特別な検出手段や制御手段を設ける必要が
なく、構成が簡単となる。
［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、トラ
ンジスタQ1,Q2の直列回路とコンデンサC3,C4と直列回路
とが並列的に接続されている。各トランジスタQ1,Q2に
は、ダイオードD1,D2がそれぞれ逆並列接続されてい
る。各コンデンサC3,C4には、直流電源Ｅの約半分の電
圧が充電される。トランジスタQ1,Q2の接続点と、コン
デンサC3,C4の接続点の間には、インダクタL1を介して
放電灯Ｈが接続されている。放電灯Ｈには、コンデンサ
C1が並列接続されている。各トランジスタQ1,Q2の制御
電極には、それぞれ第２図に示すような制御信号が供給
されている。
その回路構成について説明する。直流電源Ｅには、トラ
ンジスタQ1,Q2の直列回路とコンデンサC3,C4と直列回路
とが並列的に接続されている。各トランジスタQ1,Q2に
は、ダイオードD1,D2がそれぞれ逆並列接続されてい
る。各コンデンサC3,C4には、直流電源Ｅの約半分の電
圧が充電される。トランジスタQ1,Q2の接続点と、コン
デンサC3,C4の接続点の間には、インダクタL1を介して
放電灯Ｈが接続されている。放電灯Ｈには、コンデンサ
C1が並列接続されている。各トランジスタQ1,Q2の制御
電極には、それぞれ第２図に示すような制御信号が供給
されている。
第２図に示す動作期間T1,T3では、トランジスタQ1,Q2
が交互にオン・オフ動作を行う。これにより、放電灯Ｈ
には高周波電圧が印加される。次に、動作期間T2では、
トランジスタQ2がオフのままトランジスタQ1が高周波で
オン・オフすることにより、放電灯Ｈには正の直流電圧
が印加される。また、動作期間T4では、トランジスタQ1
がオフのままトランジスタQ2が高周波でオン・オフする
ことにより、放電灯Ｈには負の直流電圧が印加される。
したがって、放電灯Ｈの両端電圧V2は第４図に示すよう
になる。
が交互にオン・オフ動作を行う。これにより、放電灯Ｈ
には高周波電圧が印加される。次に、動作期間T2では、
トランジスタQ2がオフのままトランジスタQ1が高周波で
オン・オフすることにより、放電灯Ｈには正の直流電圧
が印加される。また、動作期間T4では、トランジスタQ1
がオフのままトランジスタQ2が高周波でオン・オフする
ことにより、放電灯Ｈには負の直流電圧が印加される。
したがって、放電灯Ｈの両端電圧V2は第４図に示すよう
になる。
ここで、動作期間T1,T3における回路動作について詳
しく説明する。この期間においては、トランジスタQ1,Q
2が所定のデッドオフタイムを経て交互にオン・オフさ
れる。まず、トランジスタQ1がオン、トランジスタQ2が
オフのときには、コンデンサC3からトランジスタQ1、イ
ンダクタL1、コンデンサC1を介して電流が流れてコンデ
ンサC3が放電されると共に、直流電源Ｅからトランジス
タQ1、インダクタL1、コンデンサC1、コンデンサC4を介
して電流が流れてコンデンサC4が充電される。放電灯Ｈ
は無負荷状態であるので、ほとんど電流が流れない。そ
の後、トランジスタQ1,Q2が共にオフすると、インダク
タL1の蓄積エネルギーにより、インダクタL1からコンデ
ンサC1、コンデンサC4、ダイオードD2を介して電流が流
れる。次に、トランジスタQ1がオフ、トランジスタQ2が
オンのときには、コンデンサC4からコンデンサC1、イン
ダクタL1、トランジスタQ2を介して電流が流れてコンデ
ンサC4が放電されると共に、直流電源Ｅからコンデンサ
C3、コンデンサC1、インダクタL1、トランジスタQ2を介
して電流が流れてコンデンサC3が充電される。その後、
トランジスタQ1,Q2が共にオフすると、インダクタL1の
蓄積エネルギーにより、インダクタL1からダイオード
D1、コンデンサC3、コンデンサC1を介して電流が流れ
る。以下、上記の過程を繰り返し、インダクタL1とコン
デンサC1の直列共振回路には、高周波電流が流れる。こ
の高周波電流の周波数は、トランジスタQ1,Q2のスイッ
チング周波数により決まる。したがって、スイッチング
周波数を直列共振回路の共振周波数に近い周波数（通常
は共振周波数よりも少し高い周波数）に設定すれば、コ
ンデンサC1の両端には共振作用により高周波の高電圧が
発生し、放電灯Ｈに印加される。この高周波の高電圧の
振幅は、インダクタL1とコンデンサC1よりなる直列共振
回路の共振周波数と、トランジスタQ1,Q2のスイッチン
グ周波数との関係により自由に設定することができるの
で、使用する放電灯Ｈに応じてインダクタL1やコンデン
サC1の回路定数、スイッチング周波数の設計値を変更す
れば、所望の始動性能を得ることが可能となる。
しく説明する。この期間においては、トランジスタQ1,Q
2が所定のデッドオフタイムを経て交互にオン・オフさ
れる。まず、トランジスタQ1がオン、トランジスタQ2が
オフのときには、コンデンサC3からトランジスタQ1、イ
ンダクタL1、コンデンサC1を介して電流が流れてコンデ
ンサC3が放電されると共に、直流電源Ｅからトランジス
タQ1、インダクタL1、コンデンサC1、コンデンサC4を介
して電流が流れてコンデンサC4が充電される。放電灯Ｈ
は無負荷状態であるので、ほとんど電流が流れない。そ
の後、トランジスタQ1,Q2が共にオフすると、インダク
タL1の蓄積エネルギーにより、インダクタL1からコンデ
ンサC1、コンデンサC4、ダイオードD2を介して電流が流
れる。次に、トランジスタQ1がオフ、トランジスタQ2が
オンのときには、コンデンサC4からコンデンサC1、イン
ダクタL1、トランジスタQ2を介して電流が流れてコンデ
ンサC4が放電されると共に、直流電源Ｅからコンデンサ
C3、コンデンサC1、インダクタL1、トランジスタQ2を介
して電流が流れてコンデンサC3が充電される。その後、
トランジスタQ1,Q2が共にオフすると、インダクタL1の
蓄積エネルギーにより、インダクタL1からダイオード
D1、コンデンサC3、コンデンサC1を介して電流が流れ
る。以下、上記の過程を繰り返し、インダクタL1とコン
デンサC1の直列共振回路には、高周波電流が流れる。こ
の高周波電流の周波数は、トランジスタQ1,Q2のスイッ
チング周波数により決まる。したがって、スイッチング
周波数を直列共振回路の共振周波数に近い周波数（通常
は共振周波数よりも少し高い周波数）に設定すれば、コ
ンデンサC1の両端には共振作用により高周波の高電圧が
発生し、放電灯Ｈに印加される。この高周波の高電圧の
振幅は、インダクタL1とコンデンサC1よりなる直列共振
回路の共振周波数と、トランジスタQ1,Q2のスイッチン
グ周波数との関係により自由に設定することができるの
で、使用する放電灯Ｈに応じてインダクタL1やコンデン
サC1の回路定数、スイッチング周波数の設計値を変更す
れば、所望の始動性能を得ることが可能となる。
第６図は動作期間T1,T3におけるトランジスタQ1,Q2の
スイッチング周波数ｆと、そのスイッチング周波数によ
り得られる高電圧Vpとの関係を示すグラフである。図
中、f0は無負荷時の負荷回路の共振周波数、つまりイン
ダクタL1とコンデンサC1よりなる直列共振回路の共振周
波数である。動作期間T1,T3におけるトランジスタQ1,Q2
のスイッチング周波数ｆは、第６図の斜線部で示すよう
に、共振周波数f0よりも少し高い周波数fa〜fbの範囲に
設定するものである。この周波数範囲では、共振周波数
f0に近いので、高電圧Vpの振幅を大きくすることがで
き、しかも遅相電流が流れるので、回路動作が安定す
る。
スイッチング周波数ｆと、そのスイッチング周波数によ
り得られる高電圧Vpとの関係を示すグラフである。図
中、f0は無負荷時の負荷回路の共振周波数、つまりイン
ダクタL1とコンデンサC1よりなる直列共振回路の共振周
波数である。動作期間T1,T3におけるトランジスタQ1,Q2
のスイッチング周波数ｆは、第６図の斜線部で示すよう
に、共振周波数f0よりも少し高い周波数fa〜fbの範囲に
設定するものである。この周波数範囲では、共振周波数
f0に近いので、高電圧Vpの振幅を大きくすることがで
き、しかも遅相電流が流れるので、回路動作が安定す
る。
第７図は動作期間T1において、スイッチング周波数ｆ
をfbからfaに減少させた場合の電圧V2の波形を示してい
る。この場合、共振作用は徐々に強くなるので、放電灯
Ｈに印加される電圧V2は徐々に増大する。なお、スイッ
チング周波数ｆを変化させない場合においても、共振作
用は徐々に強くなるので、第７図に示すような動作波形
が得られる。
をfbからfaに減少させた場合の電圧V2の波形を示してい
る。この場合、共振作用は徐々に強くなるので、放電灯
Ｈに印加される電圧V2は徐々に増大する。なお、スイッ
チング周波数ｆを変化させない場合においても、共振作
用は徐々に強くなるので、第７図に示すような動作波形
が得られる。
第８図（ａ）は動作期間T1,T3において、スイッチン
グ周波数ｆをfa〜fbの範囲で変化させた場合の電圧V2の
波形を示しており、第８図（ｂ）は動作期間T1,T3にお
いて、スイッチング周波数ｆをfaからfbに増加させた場
合の電圧V2の波形を示している。このように動作期間
T1,T3においてスイッチング周波数ｆを変化させること
により、ピークの高電圧Vpを与えるタイミングを変える
ことができる。第７図では動作期間T1の最後に、第８図
（ａ）では動作期間T1,T3の中間で、第８図（ｂ）では
動作期間T1,T3の最初に、それぞれピークの高電圧Vpを
与えている。これらの動作波形のうち、いずれを選択す
るかは放電灯Ｈの始動特性や回路構成等に応じて決定す
れば良い。
グ周波数ｆをfa〜fbの範囲で変化させた場合の電圧V2の
波形を示しており、第８図（ｂ）は動作期間T1,T3にお
いて、スイッチング周波数ｆをfaからfbに増加させた場
合の電圧V2の波形を示している。このように動作期間
T1,T3においてスイッチング周波数ｆを変化させること
により、ピークの高電圧Vpを与えるタイミングを変える
ことができる。第７図では動作期間T1の最後に、第８図
（ａ）では動作期間T1,T3の中間で、第８図（ｂ）では
動作期間T1,T3の最初に、それぞれピークの高電圧Vpを
与えている。これらの動作波形のうち、いずれを選択す
るかは放電灯Ｈの始動特性や回路構成等に応じて決定す
れば良い。
次に、動作期間T2において、正の直流電圧が発生する
ときの回路動作について説明する。この期間において
は、トランジスタQ2がオフのままで、トランジスタQ1の
みが高周波でオン・オフ動作を行う。まず、トランジス
タQ1がオンのときには、コンデンサC3からトランジスタ
Q1、インダクタL1、コンデンサC1を介して電流が流れて
コンデンサC3が放電されると共に、直流電源Ｅからトラ
ンジスタQ1、インダクタL1、コンデンサC1、コンデンサ
C4を介して電流が流れてコンデンサC4が充電される。放
電灯Ｈは無負荷状態であるので、ほとんど電流が流れな
い。次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタL1
の蓄積エネルギーにより、インダクタL1からコンデンサ
C1、コンデンサC4、ダイオードD2を介して電流が流れ
る。以下、上記の過程を繰り返し、インダクタL1とコン
デンサC1を平滑要素とし、ダイオードD2を帰還電流路と
するチョッパー回路が構成され、コンデンサC1には直流
電圧が充電される。
ときの回路動作について説明する。この期間において
は、トランジスタQ2がオフのままで、トランジスタQ1の
みが高周波でオン・オフ動作を行う。まず、トランジス
タQ1がオンのときには、コンデンサC3からトランジスタ
Q1、インダクタL1、コンデンサC1を介して電流が流れて
コンデンサC3が放電されると共に、直流電源Ｅからトラ
ンジスタQ1、インダクタL1、コンデンサC1、コンデンサ
C4を介して電流が流れてコンデンサC4が充電される。放
電灯Ｈは無負荷状態であるので、ほとんど電流が流れな
い。次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタL1
の蓄積エネルギーにより、インダクタL1からコンデンサ
C1、コンデンサC4、ダイオードD2を介して電流が流れ
る。以下、上記の過程を繰り返し、インダクタL1とコン
デンサC1を平滑要素とし、ダイオードD2を帰還電流路と
するチョッパー回路が構成され、コンデンサC1には直流
電圧が充電される。
次に、動作期間T4において、負の直流電圧が発生する
ときの回路動作について説明する。この期間において
は、トランジスタQ1がオフのままで、トランジスタQ2の
みが高周波でオン・オフ動作を行う。まず、トランジス
タQ2がオンのときには、コンデンサC4からコンデンサ
C1、インダクタL1、トランジスタQ2を介して電流が流れ
てコンデンサC4が放電されると共に、直流電源Ｅからコ
ンデンサC3、コンデンサC1、インダクタL1、トランジス
タQ2を介して電流が流れてコンデンサC3が充電される。
次に、トランジスタQ2がオフすると、インダクタL1の蓄
積エネルギーにより、インダクタL1からダイオードD1、
コンデンサC3、コンデンサC1を介して電流が流れる。以
下、上記の過程を繰り返し、インダクタL1とコンデンサ
C1を平滑要素とし、ダイオードD1を帰還電流路とするチ
ョッパー回路が構成され、コンデンサC1には動作期間T2
とは逆極性の直流電圧が充電される。
ときの回路動作について説明する。この期間において
は、トランジスタQ1がオフのままで、トランジスタQ2の
みが高周波でオン・オフ動作を行う。まず、トランジス
タQ2がオンのときには、コンデンサC4からコンデンサ
C1、インダクタL1、トランジスタQ2を介して電流が流れ
てコンデンサC4が放電されると共に、直流電源Ｅからコ
ンデンサC3、コンデンサC1、インダクタL1、トランジス
タQ2を介して電流が流れてコンデンサC3が充電される。
次に、トランジスタQ2がオフすると、インダクタL1の蓄
積エネルギーにより、インダクタL1からダイオードD1、
コンデンサC3、コンデンサC1を介して電流が流れる。以
下、上記の過程を繰り返し、インダクタL1とコンデンサ
C1を平滑要素とし、ダイオードD1を帰還電流路とするチ
ョッパー回路が構成され、コンデンサC1には動作期間T2
とは逆極性の直流電圧が充電される。
なお、動作期間T2,T4において、放電灯Ｈが無負荷状
態の場合には、最初の数サイクルでコンデンサC1の充電
が完了し、その後は電流が流れなくなる。このため、動
作期間T1,T3の高電圧Vpで放電灯Ｈが始動しなかった場
合には、それに続く動作期間T2,T4は実質的に休止期間
となる。また、動作期間T1,T3の高電圧Vpで放電灯Ｈが
始動した場合には、それに続く動作期間T2,T4は放電灯
Ｈをグロー放電状態からアーク放電状態に移行させるエ
ネルギー供給のための期間となる。放電灯Ｈが高圧放電
灯である場合には、始動後は動作期間T2,T4を周期的に
繰り返して矩形波点灯させることが好ましい。また、放
電灯Ｈが蛍光灯である場合には、始動後は動作期間T1,T
3を継続して、高周波点灯させても良い。
態の場合には、最初の数サイクルでコンデンサC1の充電
が完了し、その後は電流が流れなくなる。このため、動
作期間T1,T3の高電圧Vpで放電灯Ｈが始動しなかった場
合には、それに続く動作期間T2,T4は実質的に休止期間
となる。また、動作期間T1,T3の高電圧Vpで放電灯Ｈが
始動した場合には、それに続く動作期間T2,T4は放電灯
Ｈをグロー放電状態からアーク放電状態に移行させるエ
ネルギー供給のための期間となる。放電灯Ｈが高圧放電
灯である場合には、始動後は動作期間T2,T4を周期的に
繰り返して矩形波点灯させることが好ましい。また、放
電灯Ｈが蛍光灯である場合には、始動後は動作期間T1,T
3を継続して、高周波点灯させても良い。
［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例は、第１図の実施例において、コンデンサC3,C4に代
えて、トランジスタQ3,Q4を接続したものである。各ト
ランジスタQ3,Q4には、ダイオードD3,D4が逆並列接続さ
れている。本実施例において、トランジスタQ1,Q2に供
給される制御信号は、第２図に示す制御信号と同じであ
る。また、トランジスタQ3に供給される制御信号はトラ
ンジスタQ2に供給される制御信号と同じであり、トラン
ジスタQ4に供給される制御信号はトランジスタQ1に供給
される制御信号と同じである。
例は、第１図の実施例において、コンデンサC3,C4に代
えて、トランジスタQ3,Q4を接続したものである。各ト
ランジスタQ3,Q4には、ダイオードD3,D4が逆並列接続さ
れている。本実施例において、トランジスタQ1,Q2に供
給される制御信号は、第２図に示す制御信号と同じであ
る。また、トランジスタQ3に供給される制御信号はトラ
ンジスタQ2に供給される制御信号と同じであり、トラン
ジスタQ4に供給される制御信号はトランジスタQ1に供給
される制御信号と同じである。
まず、動作期間T1,T3では、トランジスタQ1,Q4がオン
でトランジスタQ2,Q3がオフである第１の状態と、トラ
ンジスタQ1〜Q4が全てオフである第２の状態と、トラン
ジスタQ1,Q4がオフでトランジスタQ2,Q3がオンである第
３の状態と、トランジスタQ1〜Q4が全てオフである第４
の状態とが同順に繰り返すことにより、放電灯Ｈには高
周波電圧が印加される。次に、動作期間T2では、トラン
ジスタQ2,Q3がオフのままでトランジスタQ1,Q4が高周波
でオン・オフして、放電灯Ｈには直流電圧が印加され
る。また、動作期間T4では、トランジスタQ1,Q4がオフ
のままでトランジスタQ2,Q3が高周波でオン・オフし
て、放電灯Ｈには動作期間T2とは逆極性の直流電圧が印
加される。
でトランジスタQ2,Q3がオフである第１の状態と、トラ
ンジスタQ1〜Q4が全てオフである第２の状態と、トラン
ジスタQ1,Q4がオフでトランジスタQ2,Q3がオンである第
３の状態と、トランジスタQ1〜Q4が全てオフである第４
の状態とが同順に繰り返すことにより、放電灯Ｈには高
周波電圧が印加される。次に、動作期間T2では、トラン
ジスタQ2,Q3がオフのままでトランジスタQ1,Q4が高周波
でオン・オフして、放電灯Ｈには直流電圧が印加され
る。また、動作期間T4では、トランジスタQ1,Q4がオフ
のままでトランジスタQ2,Q3が高周波でオン・オフし
て、放電灯Ｈには動作期間T2とは逆極性の直流電圧が印
加される。
したがって、本実施例において放電灯Ｈに印加される
電圧V2は、実施例１と同様に第４図に示す波形となる。
ただし、実施例１ではハーフブリッジ構成であるので、
直流電圧Vaの大きさは直流電源Ｅの電圧V1の約半分とな
るが、本実施例ではフルブリッジ構成であるので、直流
電圧Vaの大きさは直流電源Ｅの電圧V1とほぼ同じとな
る。故に、本実施例は放電灯Ｈの点灯時の管電圧が高い
場合に特に適している。
電圧V2は、実施例１と同様に第４図に示す波形となる。
ただし、実施例１ではハーフブリッジ構成であるので、
直流電圧Vaの大きさは直流電源Ｅの電圧V1の約半分とな
るが、本実施例ではフルブリッジ構成であるので、直流
電圧Vaの大きさは直流電源Ｅの電圧V1とほぼ同じとな
る。故に、本実施例は放電灯Ｈの点灯時の管電圧が高い
場合に特に適している。
第５図は実施例1,2の作用説明図である。同図（ａ）
は実施例1,2における負荷回路の構成を示している。実
施例1,2において、負荷回路の入力電圧VABは同図（ｂ）
に示すように変化し、動作波形は全く同じであるが、入
力電圧VABの振幅は異なり、実施例１では直流電源Ｅの
電圧V1の約半分に略等しく、実施例２では直流電源Ｅの
電圧V1に略等しくなる。
は実施例1,2における負荷回路の構成を示している。実
施例1,2において、負荷回路の入力電圧VABは同図（ｂ）
に示すように変化し、動作波形は全く同じであるが、入
力電圧VABの振幅は異なり、実施例１では直流電源Ｅの
電圧V1の約半分に略等しく、実施例２では直流電源Ｅの
電圧V1に略等しくなる。
ところで、上記各実施例において、放電灯Ｈは動作期
間T1,T3で印加される高電圧Vpにより始動するものであ
るが、本発明者らは各種の条件で始動試験を試みた結
果、動作期間T2,T4で印加される直流電圧Vaの大きさも
始動性能に深く関係していることを発見した。第９図は
動作期間T2,T4で放電灯Ｈに印加される直流電圧Vaの大
きさと放電灯Ｈの始動確率との関係を調べた結果を示し
ている。始動試験に用いた放電灯Ｈは、メタルハライド
ランプ70W（オスラム製HQI−IS70W/WDL）のランダム品
である。この放電灯Ｈの定格値は、管電圧＝95V（＋10V
〜−15V）、管電流＝0.92A、管電力＝75Wである。第９
図から明らかなように、動作期間T2,T4で放電灯Ｈに印
加される直流電圧Vaが管電圧の1.5倍未満になると、始
動確率が大幅に低下し、直流電圧Vaが管電圧の２〜３倍
ぐらいに上昇すると、良好な始動性能が得られることが
分かった。また、直流電圧Vaを高くし過ぎると、スイッ
チング素子等の電圧耐量を上げる必要があり、コストの
上昇や装置の大型化を招くことになるので、直流電圧Va
は管電圧の３倍以下が限度である。したがって、動作期
間T2,T4で放電灯Ｈに印加される直流電圧Vaは点灯時の
管電圧の1.5倍乃至３倍の範囲に設定することが好まし
い。
間T1,T3で印加される高電圧Vpにより始動するものであ
るが、本発明者らは各種の条件で始動試験を試みた結
果、動作期間T2,T4で印加される直流電圧Vaの大きさも
始動性能に深く関係していることを発見した。第９図は
動作期間T2,T4で放電灯Ｈに印加される直流電圧Vaの大
きさと放電灯Ｈの始動確率との関係を調べた結果を示し
ている。始動試験に用いた放電灯Ｈは、メタルハライド
ランプ70W（オスラム製HQI−IS70W/WDL）のランダム品
である。この放電灯Ｈの定格値は、管電圧＝95V（＋10V
〜−15V）、管電流＝0.92A、管電力＝75Wである。第９
図から明らかなように、動作期間T2,T4で放電灯Ｈに印
加される直流電圧Vaが管電圧の1.5倍未満になると、始
動確率が大幅に低下し、直流電圧Vaが管電圧の２〜３倍
ぐらいに上昇すると、良好な始動性能が得られることが
分かった。また、直流電圧Vaを高くし過ぎると、スイッ
チング素子等の電圧耐量を上げる必要があり、コストの
上昇や装置の大型化を招くことになるので、直流電圧Va
は管電圧の３倍以下が限度である。したがって、動作期
間T2,T4で放電灯Ｈに印加される直流電圧Vaは点灯時の
管電圧の1.5倍乃至３倍の範囲に設定することが好まし
い。
第10図は上記始動試験時における放電灯Ｈの両端電圧
V2を示す波形図である。図中、動作期間T1,T3における
スイッチング周波数は約80KHzであり、周期間において
発生する高電圧Vpは約4400Vである。また、3600Vでのパ
ルス幅（電圧値が3600Vを越えている時間）は約２μsec
である。動作期間T1,T3の長さは約100μsecであるが、
数十μsec〜数msecの範囲で良好な始動性能が得られ
た。動作期間T2,T4の長さは約10msecであるが、数msec
〜数十msecの範囲で良好な始動性能が得られた。
V2を示す波形図である。図中、動作期間T1,T3における
スイッチング周波数は約80KHzであり、周期間において
発生する高電圧Vpは約4400Vである。また、3600Vでのパ
ルス幅（電圧値が3600Vを越えている時間）は約２μsec
である。動作期間T1,T3の長さは約100μsecであるが、
数十μsec〜数msecの範囲で良好な始動性能が得られ
た。動作期間T2,T4の長さは約10msecであるが、数msec
〜数十msecの範囲で良好な始動性能が得られた。
動作期間T1,T3における高電圧Vpは放電灯Ｈを無負荷
状態からグロー放電状態に移行させるために必要であ
り、動作期間T2,T4における直流電圧Vaは放電灯Ｈをグ
ロー放電状態からアーク放電状態に移行させるために必
要である。この直流電圧Vaが低過ぎると、放電灯Ｈはグ
ロー放電灯状態とはなるのもも、放電灯Ｈに十分な電流
が流れず、アーク放電状態に移行できない。したがっ
て、放電灯Ｈの始動には、動作期間T1,T3の高電圧Vpの
みならず、動作期間T2,T4の直流電圧Vaも必要である。
状態からグロー放電状態に移行させるために必要であ
り、動作期間T2,T4における直流電圧Vaは放電灯Ｈをグ
ロー放電状態からアーク放電状態に移行させるために必
要である。この直流電圧Vaが低過ぎると、放電灯Ｈはグ
ロー放電灯状態とはなるのもも、放電灯Ｈに十分な電流
が流れず、アーク放電状態に移行できない。したがっ
て、放電灯Ｈの始動には、動作期間T1,T3の高電圧Vpの
みならず、動作期間T2,T4の直流電圧Vaも必要である。
［実施例３］ 第11図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例は、第１図の実施例において、直流電源Ｅの出力側に
昇圧チョッパー回路Ｘを接続したものである。以下、こ
の昇圧チョッパー回路Ｘの構成について説明する。直流
電源Ｅの正極にはインダクタL3の一端が接続されてい
る。インダクタL3の他端は、トランジスタQ5を介して直
流電源Ｅの負極に接続されている。インダクタL3とトラ
ンジスタQ5の接続点はダイオードD5を介してコンデンサ
C3,C4の直列回路の一端に接続されている。コンデンサC
3,C4の直列回路の他端は、直流電源Ｅの負極に接続され
ている。
例は、第１図の実施例において、直流電源Ｅの出力側に
昇圧チョッパー回路Ｘを接続したものである。以下、こ
の昇圧チョッパー回路Ｘの構成について説明する。直流
電源Ｅの正極にはインダクタL3の一端が接続されてい
る。インダクタL3の他端は、トランジスタQ5を介して直
流電源Ｅの負極に接続されている。インダクタL3とトラ
ンジスタQ5の接続点はダイオードD5を介してコンデンサ
C3,C4の直列回路の一端に接続されている。コンデンサC
3,C4の直列回路の他端は、直流電源Ｅの負極に接続され
ている。
以下、この昇圧チョッパー回路Ｘの動作について説明
する。トランジスタQ5がオン状態のとき、直流電源Ｅか
らの直流電流はトランジスタQ5を介してインダクタL3に
流れ、インダクタL3にエネルギーが蓄えられる。次に、
トランジスタQ5がオフ状態になると、インダクタL3はそ
の両端に電圧を発生し、直流電源Ｅの電圧V1にインダク
タL3の両端電圧を加えた電圧が、ダイオードD5を介して
コンデンサC3,C4の直列回路に印加される。以下、同様
にして、トランジスタQ5をスイッチングすることによ
り、直流電源Ｅの電圧V1よりも高い電圧をコンデンサ
C3,C4の直列回路に得ることができる。また、トランジ
スタQ5のオン・デューティ（スイッチング周期に占める
オン時間の割合）を変えることにより、コンデンサC3,C
4の直列回路に得られる電圧を自由に設定することがで
きる。
する。トランジスタQ5がオン状態のとき、直流電源Ｅか
らの直流電流はトランジスタQ5を介してインダクタL3に
流れ、インダクタL3にエネルギーが蓄えられる。次に、
トランジスタQ5がオフ状態になると、インダクタL3はそ
の両端に電圧を発生し、直流電源Ｅの電圧V1にインダク
タL3の両端電圧を加えた電圧が、ダイオードD5を介して
コンデンサC3,C4の直列回路に印加される。以下、同様
にして、トランジスタQ5をスイッチングすることによ
り、直流電源Ｅの電圧V1よりも高い電圧をコンデンサ
C3,C4の直列回路に得ることができる。また、トランジ
スタQ5のオン・デューティ（スイッチング周期に占める
オン時間の割合）を変えることにより、コンデンサC3,C
4の直列回路に得られる電圧を自由に設定することがで
きる。
既に述べたように、動作期間T2,T4で放電灯Ｈに印加
される直流電圧Vaは、コンデンサC3,C4の充電電圧で決
まる。したがって、始動時において、放電灯Ｈの点灯時
の管電圧の1.5倍〜３倍程度の直流電圧Vaが得られるよ
うに、昇圧チョッパー回路ＸにおけるトランジスタQ5の
オン・デューティを制御すれば、良好な始動性能を得る
ことができる。一方、放電灯Ｈの始動後は、直流電圧Va
は管電圧の1.5倍〜３倍程度とする必要はなく、負荷の
条件に適した電圧に設定すれば良い。そこで、昇圧チョ
ッパー回路ＸにおけるトランジスタQ5のオン・デューテ
ィを放電灯Ｈの始動前後で切り替えることが好ましい。
される直流電圧Vaは、コンデンサC3,C4の充電電圧で決
まる。したがって、始動時において、放電灯Ｈの点灯時
の管電圧の1.5倍〜３倍程度の直流電圧Vaが得られるよ
うに、昇圧チョッパー回路ＸにおけるトランジスタQ5の
オン・デューティを制御すれば、良好な始動性能を得る
ことができる。一方、放電灯Ｈの始動後は、直流電圧Va
は管電圧の1.5倍〜３倍程度とする必要はなく、負荷の
条件に適した電圧に設定すれば良い。そこで、昇圧チョ
ッパー回路ＸにおけるトランジスタQ5のオン・デューテ
ィを放電灯Ｈの始動前後で切り替えることが好ましい。
なお、直流電源Ｅの出力側に接続するチョッパー回路
は昇圧タイプに限定されるものではなく、降圧タイプで
あっても良い。ただし、交流電源を整流平滑して得られ
る電圧は、始動に必要な直流電圧Vaよりも低いことが一
般的であるので、本実施例のように昇圧チョッパー回路
Ｘを用いることが好ましい。
は昇圧タイプに限定されるものではなく、降圧タイプで
あっても良い。ただし、交流電源を整流平滑して得られ
る電圧は、始動に必要な直流電圧Vaよりも低いことが一
般的であるので、本実施例のように昇圧チョッパー回路
Ｘを用いることが好ましい。
［実施例４］ 第12図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例は、第14図に示す従来例と実質的に同じ構成の直列共
振型のインバータ装置において、トランジスタQ1,Q2に
第２図に示すような制御信号を与えて、放電灯Ｈの両端
に第４図に示すような電圧V2が得られうようにしたもの
である。なお、第14図に示す従来例では、負荷回路が結
合用のコンデンサC2を介して高電位側のトランジスタQ1
に並列接続されており、本実施例では、低電位側のトラ
ンジスタQ2に並列接続されているが、実質的な相違では
ない。結合用のコンデンサC2として、数十μＦ〜数百μ
Ｆ程度の静電容量値のものを使用すれば、定常状態にお
いては、直流電源Ｅの電圧V1の約半分の電圧がコンデン
サC2に充電される。したがって、本実施例において、動
作期間T2,T4で放電灯Ｈに印加される直流電圧Vaの大き
さは、直流電源Ｅの電圧V1の約半分となる。
例は、第14図に示す従来例と実質的に同じ構成の直列共
振型のインバータ装置において、トランジスタQ1,Q2に
第２図に示すような制御信号を与えて、放電灯Ｈの両端
に第４図に示すような電圧V2が得られうようにしたもの
である。なお、第14図に示す従来例では、負荷回路が結
合用のコンデンサC2を介して高電位側のトランジスタQ1
に並列接続されており、本実施例では、低電位側のトラ
ンジスタQ2に並列接続されているが、実質的な相違では
ない。結合用のコンデンサC2として、数十μＦ〜数百μ
Ｆ程度の静電容量値のものを使用すれば、定常状態にお
いては、直流電源Ｅの電圧V1の約半分の電圧がコンデン
サC2に充電される。したがって、本実施例において、動
作期間T2,T4で放電灯Ｈに印加される直流電圧Vaの大き
さは、直流電源Ｅの電圧V1の約半分となる。
［実施例５］ 第13図は本発明の第５実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第１図の実施例において、負荷回路にお
ける放電灯Ｈと直列にパルストランスPTの２次巻線を接
続している。また、負荷回路と並列に始動電圧発生用の
共振回路を接続している。
例にあっては、第１図の実施例において、負荷回路にお
ける放電灯Ｈと直列にパルストランスPTの２次巻線を接
続している。また、負荷回路と並列に始動電圧発生用の
共振回路を接続している。
以下、この始動電圧発生用の共振回路の構成について
説明する。トランジスタQ1,Q2の接続点には、コンデン
サC2の一端が接続され、コンデンサC3,C4の接続点に
は、コンデンサC0の一端が接続され、コンデンサC2の他
端とコンデンサC0の他端の間には、インダクタL2が接続
されている。コンデンサC0の両端には、パルストランス
PTの１次巻線が接続されている。コンデンサC0とインダ
クタL2は直列共振回路を構成しており、その共振作用に
よりコンデンサC0の両端に発生する電圧がパルストラン
スPTとコンデンサC1を介して放電灯Ｈに印加される。本
実施例では、始動用の高電圧をパルストランスPTで昇圧
して放電灯Ｈに印加しているので、動作期間T1,T3にお
いてスイッチング素子に流れる電流が少なくて済む。
説明する。トランジスタQ1,Q2の接続点には、コンデン
サC2の一端が接続され、コンデンサC3,C4の接続点に
は、コンデンサC0の一端が接続され、コンデンサC2の他
端とコンデンサC0の他端の間には、インダクタL2が接続
されている。コンデンサC0の両端には、パルストランス
PTの１次巻線が接続されている。コンデンサC0とインダ
クタL2は直列共振回路を構成しており、その共振作用に
よりコンデンサC0の両端に発生する電圧がパルストラン
スPTとコンデンサC1を介して放電灯Ｈに印加される。本
実施例では、始動用の高電圧をパルストランスPTで昇圧
して放電灯Ｈに印加しているので、動作期間T1,T3にお
いてスイッチング素子に流れる電流が少なくて済む。
本実施例において、トランジスタQ1,Q2に与える制御
信号は第２図に示す制御信号の同じである。動作期間
T1,T3におけるスイッチング周波数は、インダクタL2と
コンデンサC0の直列共振回路の共振周波数よりも少し高
く設定すれば良い。また、インダクタL1やコンデンサC1
は定常点灯時の動作を基準に設定すれば良い。インダク
タL1は動作期間T1,T3における高周波をブロックするよ
うに設計し、結合用のコンデンサC2は動作期間T2,T4に
おける直流をブロックするように設計すれば良い。
信号は第２図に示す制御信号の同じである。動作期間
T1,T3におけるスイッチング周波数は、インダクタL2と
コンデンサC0の直列共振回路の共振周波数よりも少し高
く設定すれば良い。また、インダクタL1やコンデンサC1
は定常点灯時の動作を基準に設定すれば良い。インダク
タL1は動作期間T1,T3における高周波をブロックするよ
うに設計し、結合用のコンデンサC2は動作期間T2,T4に
おける直流をブロックするように設計すれば良い。
なお、上記各実施例では、動作期間T2,T4における直
流電圧の極性を反転させているが、動作期間T2,T4にお
ける直流電圧の極性は同じでも良い。この場合、放電灯
Ｈの両端電圧V2の波形図は、第４図の破線で示すように
なる。
流電圧の極性を反転させているが、動作期間T2,T4にお
ける直流電圧の極性は同じでも良い。この場合、放電灯
Ｈの両端電圧V2の波形図は、第４図の破線で示すように
なる。
［発明の効果］ 本発明にあっては、負荷にコンデンサを並列接続しイ
ンダクタを直列接続した負荷回路を備え、この負荷回路
の無負荷時に、第１及び第２のスイッチング素子が交互
にオン・オフして負荷に高周波電力を供給する高周波動
作期間と、第１又は第２のスイッチング素子の一方がオ
ン・オフして負荷に直流電力を供給する直流動作期間と
を、スイッチング素子のオン・オフ周期よりも低周波で
交番させるようにしたので、高周波動作期間に負荷が始
動しない場合には、それに続く直流動作期間は負荷と並
列接続されたコンデンサの充電完了後に実質的に休止時
間となるから、始動時にスイッチング素子に流れる無効
電流を低減することができ、スイッチング損失を低減す
ることができるという効果がある。しかも、高周波動作
期間に負荷が始動した場合には、それ続く直流動作期間
で負荷にエネルギーを供給することができるので、従来
例のようにスイッチング動作を間欠動作から連続動作に
切り替えるための特別な検出手段や制御手段を設ける必
要がなく、構成が簡単となるという効果がある。
ンダクタを直列接続した負荷回路を備え、この負荷回路
の無負荷時に、第１及び第２のスイッチング素子が交互
にオン・オフして負荷に高周波電力を供給する高周波動
作期間と、第１又は第２のスイッチング素子の一方がオ
ン・オフして負荷に直流電力を供給する直流動作期間と
を、スイッチング素子のオン・オフ周期よりも低周波で
交番させるようにしたので、高周波動作期間に負荷が始
動しない場合には、それに続く直流動作期間は負荷と並
列接続されたコンデンサの充電完了後に実質的に休止時
間となるから、始動時にスイッチング素子に流れる無効
電流を低減することができ、スイッチング損失を低減す
ることができるという効果がある。しかも、高周波動作
期間に負荷が始動した場合には、それ続く直流動作期間
で負荷にエネルギーを供給することができるので、従来
例のようにスイッチング動作を間欠動作から連続動作に
切り替えるための特別な検出手段や制御手段を設ける必
要がなく、構成が簡単となるという効果がある。
また、高周波動作期間における第１及び第２のスイッ
チング素子のスイッチング周波数を負荷回路の無負荷時
の共振周波数の近傍に設定したことにより、始動用の高
電圧は負荷回路のインダクタとコンデンサにより発生さ
せることができ、したがって、始動専用の回路部品が不
要となり、コストの低減と装置の小型軽量化が可能にな
るという効果がある。
チング素子のスイッチング周波数を負荷回路の無負荷時
の共振周波数の近傍に設定したことにより、始動用の高
電圧は負荷回路のインダクタとコンデンサにより発生さ
せることができ、したがって、始動専用の回路部品が不
要となり、コストの低減と装置の小型軽量化が可能にな
るという効果がある。
また、負荷が放電灯である場合には、直流動作期間に
おける直流電圧を放電灯の点灯時の管電圧の1.5倍乃至
３倍の範囲に設定すれば、良好な始動性能が得られると
いう効果がある。
おける直流電圧を放電灯の点灯時の管電圧の1.5倍乃至
３倍の範囲に設定すれば、良好な始動性能が得られると
いう効果がある。
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は同上の動作波形図、第５図（ａ），（ｂ）はそれ
ぞれ本発明の作用説明のための回路図及び波形図、第６
図乃至第８図は本発明における高周波動作期間の動作説
明図、第９図及び第10図は本発明における直流動作期間
の動作説明図、第11図は本発明の第３実施例の回路図、
第12図は本発明の第４実施例の回路図、第13図は本発明
の第５実施例の回路図、第14図は従来例の回路図、第15
図は同上の動作波形図、第16図は他の従来例の回路図、
第17図は同上の動作波形図である。 Ｅは直流電源、Q1,Q2はトランジスタ、C1はコンデン
サ、L1はインダクタ、Ｈは放電灯、T1,T3は高周波動作
期間、T2,T4は直流動作期間である。
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は同上の動作波形図、第５図（ａ），（ｂ）はそれ
ぞれ本発明の作用説明のための回路図及び波形図、第６
図乃至第８図は本発明における高周波動作期間の動作説
明図、第９図及び第10図は本発明における直流動作期間
の動作説明図、第11図は本発明の第３実施例の回路図、
第12図は本発明の第４実施例の回路図、第13図は本発明
の第５実施例の回路図、第14図は従来例の回路図、第15
図は同上の動作波形図、第16図は他の従来例の回路図、
第17図は同上の動作波形図である。 Ｅは直流電源、Q1,Q2はトランジスタ、C1はコンデン
サ、L1はインダクタ、Ｈは放電灯、T1,T3は高周波動作
期間、T2,T4は直流動作期間である。
Claims (2)
- 【請求項１】負荷にコンデンサを並列接続しインダクタ
を直列接続した負荷回路を備え、少なくとも第１及び第
２のスイッチング素子を直列的に接続した回路を直流電
源に並列的に接続し、前記スイッチング素子のスイッチ
ング動作により負荷回路に電力を供給するインバータ装
置において、負荷回路の無負荷時に、第１及び第２のス
イッチング素子が交互にオン・オフして負荷に高周波電
力を供給する高周波動作期間と、第１又は第２のスイッ
チング素子の一方がオン・オフして負荷に直流電力を供
給する直流動作期間とを、スイッチング素子のオン・オ
フ周期よりも低周波で交番させる制御手段を備え、高周
波動作期間における第１及び第２のスイッチング素子の
スイッチング周波数を負荷回路の無負荷時の共振周波数
の近傍に設定したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】負荷は放電灯であり、直流動作期間におい
て負荷に印加される直流電圧を放電灯の点灯時の管電圧
の1.5倍乃至３倍の範囲に設定したことを特徴とする請
求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16632289A JP2948600B2 (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16632289A JP2948600B2 (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0330291A JPH0330291A (ja) | 1991-02-08 |
| JP2948600B2 true JP2948600B2 (ja) | 1999-09-13 |
Family
ID=15829210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16632289A Expired - Lifetime JP2948600B2 (ja) | 1989-06-27 | 1989-06-27 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2948600B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7129650B2 (en) | 2003-04-01 | 2006-10-31 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Lighting apparatus for high intensity discharge lamp |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4876521B2 (ja) | 2005-10-13 | 2012-02-15 | ウシオ電機株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
| JP4710754B2 (ja) | 2006-02-13 | 2011-06-29 | ウシオ電機株式会社 | 放電ランプ点灯装置 |
| JP4631817B2 (ja) * | 2006-06-27 | 2011-02-16 | パナソニック電工株式会社 | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
-
1989
- 1989-06-27 JP JP16632289A patent/JP2948600B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7129650B2 (en) | 2003-04-01 | 2006-10-31 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Lighting apparatus for high intensity discharge lamp |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0330291A (ja) | 1991-02-08 |
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