JP4432248B2

JP4432248B2 - 放電灯装置

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Publication number: JP4432248B2
Application number: JP2000309616A
Authority: JP
Inventors: 龍介井ノ下; 正人水越
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-10-10
Filing date: 2000-10-10
Publication date: 2010-03-17
Anticipated expiration: 2020-10-10
Also published as: JP2002117995A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯を点灯する放電灯装置に関し、特に車両前照灯に用いて好適なるものである。
【０００２】
【従来の技術】
図８に、従来の車両用放電灯装置の概略構成を示す。図において、１０は直流電源としての車載のバッテリ、２０はランプ点灯スイッチ、３０は車両用前照灯であるメタルハライドランプ等のランプ（放電灯）である。
【０００３】
放電灯装置１００は、フィルタ回路１１０、ＤＣ／ＤＣ変換回路１２０、インバータ回路１３０、始動回路１４０、および制御回路１５０を備えている。
【０００４】
フィルタ回路１１０は、コイル１１１とコンデンサ１１２から構成され、雑音防止用として設けられている。
【０００５】
ＤＣ／ＤＣ変換回路１２０は、バッテリ１０側に配された一次巻線１２１ａとランプ３０側に配された二次巻線１２１ｂとを有するフライバックトランス１２１と、一次巻線１２１ａに接続された半導体スイッチング素子としてのＭＯＳトランジスタ（電界効果型トランジスタ）１２２と、二次巻線１２１ｂに接続された整流用のダイオード１２３および平滑用コンデンサ１２４とから構成され、バッテリ電圧を昇圧した昇圧電圧を出力する。すなわち、このＤＣ／ＤＣ変換回路１２０において、ＭＯＳトランジスタ１２２がオンすると、一次巻線１２１ａに一次電流が流れて一次巻線１２１ａにエネルギーが蓄えられ、ＭＯＳトランジスタ１２２がオフすると、一次巻線１２１ａのエネルギーが二次巻線１２１ｂに供給される。そして、このような動作を繰り返すことにより、ダイオード１２３と平滑用コンデンサ１２４の接続点から高電圧を出力する。なお、フライバックトランス１２１は、図に示すように一次巻線１２１ａと二次巻線１２１ｂとが電気的に導通するように構成されている。
【０００６】
インバータ回路１３０は、Ｈブリッジ状に配置された半導体スイッチング素子をなすＭＯＳトランジスタ１３１〜１３４を有し、ランプ３０を交流にて点灯駆動するために設けられている。ＭＯＳトランジスタ１３１〜１３４は、図示しないブリッジ駆動回路によって、ＭＯＳトランジスタ１３１、１３４の組とＭＯＳトランジスタ１３２、１３３の組が交互にオンオフするように駆動される。
【０００７】
始動回路１４０は、一次巻線１４１ａと二次巻線１４１ｂを有するトランス１４１と、コンデンサ１４２と、一方向性半導体素子をなすサイリスタ１４３から構成され、ランプ３０を点灯始動させる。すなわち、点灯スイッチ２０がオンすると、コンデンサ１４２が充電され、この後、サイリスタ１４３がオンすると、コンデンサ１４２が放電し、トランス１４１を通じて、ランプ３０に高電圧を印加する。その結果、ランプ３０が電極間で絶縁破壊し点灯する。
【０００８】
制御回路１５０は、図中に図示されない検出回路から出力されるランプ電圧とランプ電流に相当する信号（ランプ電力相当信号）に基づいて、点灯初期時にランプ電力を最大電力（例えば６５Ｗ）に、安定点灯時にランプ電力を定常電力（例えば３５Ｗ）にするように、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御する。その結果、点灯初期、過渡状態、安定点灯におけるランプ電圧、ランプ電流、ランプ電力は図９に示すようになる。
【０００９】
上記した構成において、その作動の概要を説明する。
【００１０】
点灯スイッチ２０がオンし、制御回路１５０がＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御すると、フライバックトランス１２１の作動によって、バッテリ電圧を昇圧した電圧がＤＣ／ＤＣ変換回路１２０から出力される。このＤＣ／ＤＣ変換回路１２０から出力された高電圧は、インバータ回路１３０を介して始動回路１４０のコンデンサ１４２に供給され、コンデンサ１４２が充電される。この後、サイリスタ１４３がオンすると、コンデンサ１４２が放電し、トランス１４１を通じて、ランプ３０に高電圧が印加される。その結果、ランプ３０が点灯開始する。
【００１１】
この点灯開始後、トランジスタ１３１〜１３４が対角線の関係で交互にオンオフ（すなわち、トランジスタ１３１、１３４の組とトランジスタ１３２、１３３の組が交互にオンオフ）し、ランプ３０に印加される電圧の極性が交互に反転する。また、制御回路１５０は、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号に基づいて、点灯開始時にはランプ電力が最大電力に、安定点灯時にはランプ電力が定常電力になるように、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御する。このような制御によって、ランプ３０は、点灯初期の状態からから過渡状態を経て安定点灯の状態に移行していく。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
図１０に、フライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形を示す。上記したＰＷＭ制御によれば、デューティサイクルＴ２は一定で、オン期間（ＭＯＳトランジスタ１２２をオンにする期間）Ｔ１が可変となる。この図１０の波形からわかるように、ＭＯＳトランジスタ１２２のスイッチングに伴って電流波形と電圧波形がある値のところで交差し、スイッチング損失が生じている。すなわち、従来の放電灯装置では、ＭＯＳトランジスタ１２２をハードスイッチングする構成になっている。
【００１３】
このスイッチング損失を低減するためには、共振を利用してＭＯＳトランジスタ１２２をソフトスイッチングすることが考えられる。特開平９−８１２３１２３号公報には、スイッチング電源装置のＤＣ／ＤＣ変換回路において、フライバックトランスの一次巻線に接続されたＭＯＳトランジスタに並列にコンデンサを設け、そのコンデンサと一次巻線とにより共振を発生させて、ソフトスイッチングを行うものが開示されている。この技術を図８に示すＤＣ／ＤＣ変換回路１２０に適用すると、図１１に示すように、ＭＯＳトランジスタ１２２に並列にコンデンサ１２５を設け、フライバックトランス１２１の一次巻線１２１ａと、ＭＯＳトランジスタ１２２に並列に接続されたコンデンサ１２５とにより共振を発生させて、ソフトスイッチングを行う構成とすることができる。
【００１４】
このように構成された放電灯装置において、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御すると、ＭＯＳトランジスタ１２２の両端電圧Ｖ（ｓ）および電流ｉ（ｓ）は、図１３に示すように変化する。電圧Ｖ（ｓ）が共振によって低下し０Ｖ以下になると、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生ダイオード１２２ａに電流が流れる。このときＭＯＳトランジスタ１２２をターンオンすれば、ゼロ電圧スイッチングが実現でき、ターンオン損失を低減することができる。なお、ＭＯＳトランジスタ１２２のターンオフ時の損失は、コンデンサスナバを利用したソフトスイッチングによって低減することができる。このコンデンサスナバを利用したソフトスイッチングについて簡単に説明する。図１２（ａ）において、スイッチがオンし通電している状態から、オフする場合を考える。オフした瞬間、それまで流れていた電流によりコンデンサが充電される。これにより、コンデンサが接続されていない場合（ハードスイッチング）と比較して、スイッチ両端の印加電圧のｄＶ／ｄｔが低減され、図１２（ｂ）に示すように、電流波形と電圧波形の重なりが低減され、スイッチング損失も低減されることになる。このようなスイッチングをスナバスイッチング（この場合はＣスナバスイッチング）という。
【００１５】
上記のように構成した場合、ターンオン損失、ターンオフ損失を低減することができるが、図１３に示すように、寄生ダイオードの導通期間が長く、これによって損失が生じてしまう。このダイオード導通期間は、例えば、フライバックトランス１２１の一次巻線１２１ａのインダクタンスＬを変えることにより変化させることができるが、放電灯装置として適正に作動させる場合には、自ずと一次巻線１２１ａのインダクタンスＬの取り得る値の範囲が決まり、その範囲内で上記したダイオード導通期間による損失を所望値以下に低減することはできなかった。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、放電灯装置におけるＤＣ／ＤＣ変換回路のスイッチング素子を、新規な構成でソフトスイッチングできるようにすることを目的とする。
【００１７】
このため、請求項１に記載の発明では、直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）において、直流電源（１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と放電灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス（１２１）と、一次巻線（１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１２２）と、半導体スイッチング素子（１２２）に並列に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルとコンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるように構成し、
半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるようにしたことを特徴としている。
【００１８】
また、請求項２に記載の発明では、直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）において、直流電源（１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と放電灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス（１２１）と、一次巻線（１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１２２）と、一次巻線（１２１ａ）に並列に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルとコンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるように構成し、
半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるようにしたことを特徴としている。
【００１９】
請求項１または２に記載の発明において、フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルのインダクタンスとコンデンサ（１２６）の容量を、請求項３に記載の発明のように、ゼロ電圧スイッチングを可能とするとともにＰＦＭ制御におけるスイッチング周波数を設定された一定値にする条件を満たし、その条件を満たす中で漏れリアクトルのインダクタンスが最も小さくなるように、それぞれ設定するのが好ましい。
【００２０】
また、請求項１、２に記載の発明では、制御回路（１６０）において、放電灯の電力に相当する信号に基づいて放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出したとき、半導体スイッチング素子のオフ期間を長くしているので、電力の瞬時低下時においてもゼロ電圧スイッチングを行うことができる。
【００２１】
また、請求項４に記載の発明では、直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）において、直流電源（１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と放電灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス（１２１）と、一次巻線（１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１２２）と、一端が二次巻線（１２１ｂ）とダイオード（１２３）との接続点に接続され他端が直流電源（１０）の負極側に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルとコンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるように構成し、半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電流スイッチングさせるようにしたことを特徴としている。
【００２２】
また、請求項４に記載の発明では、制御回路（１６０）において、放電灯の電力に相当する信号に基づいて放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出したとき、半導体スイッチング素子のオフ期間を長くしているので、電力の瞬時低下時においてもゼロ電流スイッチングを行うことができる。
【００２３】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明の第１実施形態に係る車両用放電灯装置の構成を示す。図８に示すものと同一符号を付した部分は、同一もしくは均等なものを示している。
【００２５】
この実施形態において、図８に示すものと相違するところは、ＤＣ／ＤＣ変換回路１２０において、半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳトランジスタ）１２２に並列にコンデンサ１２６を設け、フライバックトランス１２１の漏れリアクトル（図中には明示されない）とコンデンサ１２６とにより共振を発生させるようにし、かつＭＯＳトランジスタ１２２を制御回路１６０によってＰＦＭ(Pulse Frequency Modulation)制御するようにしたことである。
【００２６】
なお、制御回路１６０には、図８に示す従来のものと同様、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号が入力され、制御回路１６０は、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号に基づいて、ランプ電力を所望の値にするように、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御する。この制御回路１６０の具体的な構成については後述する。
【００２７】
図２に、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御したときのフライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形を示す。ＰＦＭ制御においてはＭＯＳトランジスタ１２２をスイッチングするためのスイッチング周波数ｆＳＷが変化するが、スイッチング周期（１／ｆＳＷ）においてＭＯＳトランジスタ１２２をオフする期間は一定（固定）となっている。フライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１が、共振によって低下し０Ｖ以下になると、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生ダイオードに電流が流れる。このときＭＯＳトランジスタ１２２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチングを行う。このゼロ電圧スイッチングによってターンオン損失を低減することができる。なお、ＭＯＳトランジスタ１２２のターンオフ時の損失は、図１１に示すものと同様、コンデンサスナバを利用したソフトスイッチングによって低減することができる。
【００２８】
ここで、上記したゼロ電圧スイッチングを実現するためには、フライバックトランス１２１の漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒをどのような値にするかが問題となる。この点について発明者等が行った検討について以下説明する。
【００２９】
図３に、フライバックトランス１２１の漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒについてシュミレーションを行った結果を示す。漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒが、図中の領域（Ａ）における関係にあれば、ソフトスイッチングを行うことができる。この領域（Ａ）は、コンデンサ１２６の容量Ｃｒの下限値と、ダイオード導通期間ｔｚｖｓの下限値で規定される。
【００３０】
ここで、コンデンサ１２６の容量Ｃｒの下限値は、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生容量との関係で設定される。また、ダイオード導通期間ｔｚｖｓは、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生ダイオードに電流が流れる期間であるが、その期間中にＭＯＳトランジスタ１２２をターンオンさせるためには、ダイオード導通期間ｔｚｖｓを確保する必要がある。しかし、ダイオード導通期間ｔｚｖｓが長すぎるとそれによる損失が大きくなってしまう。そこで、放電灯装置の回路パラメータのばらつき等を考慮し、ダイオード導通期間ｔｚｖｓ中にＭＯＳトランジスタ１２２を確実にターンオンできる最小の時間を、ダイオード導通期間ｔｚｖｓの下限値として設定している。
【００３１】
また、放電灯装置として適正に動作させるためにスイッチング周波数（一定値）ｆｓｗが設定されており、そのスイッチング周波数ｆｓｗを得るためには、漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒが、図中の曲線（Ｂ）の関係を満たす必要がある。
【００３２】
また、漏れリアクトルのインダクタンスＬｒが小さいほど、ＤＣ／ＤＣ変換回路損失が小さくなる。
【００３３】
従って、以上の検討から、漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒを、図中の（Ｃ）点の値に設定すれば、ソフトスイッチングが実現でき、かつＤＣ／ＤＣ変換回路損失を最小とすることができる。
【００３４】
次に、そのような漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒを用いて、ＰＦＭ制御を行う場合のスイッチング周波数ｆｓｗとランプ電力Ｐｏｕｔの関係について検討を行った。図４に、その検討結果を示す。この図からわかるように、スイッチング周波数ｆｓｗが小さいときにランプ電力Ｐｏｕｔを大きくすることができ、スイッチング周波数ｆｓｗが大きいときにランプ電力Ｐｏｕｔを小さくすることができる。従って、図５（ａ）のようなランプ最適電力曲線を得るためには、ランプ電力に応じて、図５（ｂ）に示すようにスイッチング周波数ｆｓｗを変化させればよい。
【００３５】
図６に、制御回路１６０の具体的な構成を示す。この制御回路１６０は、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号からランプ電力を検知する電力検知回路１６１と、この電力検知回路１６１から出力されるランプ電力に応じた電圧を周波数に変換するＶ／Ｆ変換回路１６２と、Ｖ／Ｆ変換回路１６２から出力される信号に基づいて、ＭＯＳトランジスタ１２２のゲートに印加するゲートパルスを生成するゲートパルス生成回路１６３と、ゲートパルスをＭＯＳトランジスタ１２２のゲートに印加するドライバ回路１６４とを備えている。
【００３６】
このような構成により、図５（ａ）に示すように、点灯初期時にランプ電力を最大電力とし、過渡状態時にランプ電力を過渡特性に応じた電力にし、安定点灯時にランプ電力を定常電力にすることができる。
【００３７】
ここで、ランプ電力は、ランプ電流が図９に示すように交互に極性反転することによって、周期的に低出力状態（ランプ電力が瞬時低下する状態）となる（図７参照）。このようにランプ電力が低出力状態になると、フライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１が０Ｖ以下になるタイミングが遅くなる。この場合、それを考慮せずにＰＦＭ制御を行うと、ダイオード導通期間ｔｚｖｓ中にＭＯＳトランジスタ１２２をターンオンさせることができなくなる。
【００３８】
そこで、この実施形態では、制御回路１６０において、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号からランプ電力の変動を検知する電力変動検知回路と、この電力検知回路によってランプ電力の変動が検知されたときにＭＯＳトランジスタ１２２のオフ期間を長くする信号を出力するオフ期間可変回路とを備え、ゲートパルス生成回路は、Ｖ／Ｆ変換回路１６２から出力される信号とオフ期間可変回路から出力される信号に基づいて、ＭＯＳトランジスタ１２２のオフ期間を長くするゲートパルスを生成する。このように構成することによって、ランプ電力が低出力状態になったときでも、ダイオード導通期間ｔｚｖｓ中にＭＯＳトランジスタ１２２をターンオンさせることができる。
（その他の実施形態）
上記した実施形態では、オープンループでＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御するものを示したが、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生ダイオードに電流が流れている状態を電流検出手段（例えば、寄生ダイオードに流れる電流を検出する電流センサや、スイッチ手段両端の電圧を検知する電圧センサ等）で検出し、それによってゼロ電圧スイッチングを行うようにしてもよい。
【００３９】
また、上記した実施形態以外に、図１４、図１５に示すように構成することもできる。
【００４０】
図１４に示す実施形態では、コンデンサ１２６をフライバックトランス１２１の一次巻線１２１ａに並列に接続したものであり、その他の構成は第１実施形態と同じである。この実施形態におけるソフトスイッチング方式は、ゼロ電圧スイッチングであり、動作波形は第１実施形態と全く同じである。この実施形態におけるゼロ電圧スイッチングは、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳトランジスタ）１２２のゼロ電圧状態でスイッチングを行うものである。すなわち、図２において、スイッチング素子に印加する共振電圧がゼロに到達すると、寄生ダイオードに電流が流れ始める（期間ｔｚｖｓ）。この期間では、スイッチング素子はゼロ電圧に保たれるため、この期間にゲート信号をターンオンすれば、ゼロ電圧スイッチングとなる。
【００４１】
また、図１５に示す実施形態では、コンデンサ１２６を、その一端がフライバックトランス１２１の二次巻線１２１ｂとダイオード１２３（リカバリー損失を低減させるために設けられたもの）との接続点に接続され、他端が直流電源１０の負極側に接続したものであり、その他の構成は第１実施形態と同じである。この実施形態におけるソフトスイッチング方式は、二次巻線１２１ｂ側に接続したコンデンサ１２６と漏れリアクトルとの共振を利用したゼロ電流スイッチングである。図１６に、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳトランジスタ）１２２の電圧、電流波形を示す。ゼロ電流スイッチングは、スイッチング素子に流れる共振電流を利用することにより、スイッチング素子のゼロ電流状態でスイッチングを行うものである。図中ｔｚｃｓの期間は、スイッチング素子に電流が流れない期間である（ＭＯＳトランジスタの場合、寄生ダイオードに電流が流れている状態であるが、スイッチング機能を有する部分の電流はゼロ）。この期間にターンオフを完了することにより、ゼロ電流スイッチングが実現できる。また、ターンオン時は、ソフトスイッチングの一方式であるＬスナバによりスイッチング損失が低減できる。これは、図１７に示すように、スイッチに直列に配置されている共振用リアクトルが、ターンオン時に電流を限流し、ｄｔ／ｄｔが低減されるためである。この図１５に示す実施形態においても、制御回路１６０において、放電灯の電力に相当する信号に基づいて放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出したとき、半導体スイッチング素子のオフ期間を長くするようにすれば、電力の瞬時低下時においてもゼロ電流スイッチングを行うことができる。
【００４２】
なお、本発明は、車両の前照灯を点灯させる放電灯装置に限らず、それ以外の放電灯を点灯させる放電灯装置にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る車両用放電灯装置の構成を示す図である。
【図２】ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御したときのフライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形を示す図である。
【図３】フライバックトランス１２１の漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒについてシュミレーションを行った結果を示す図である。
【図４】ＰＦＭ制御を行う場合のスイッチング周波数ｆｓｗとランプ電力Ｐｏｕｔの関係を示す図である。
【図５】（ａ）はランプ最適電力曲線を示す図であり、（ｂ）はランプ電力に応じたスイッチング周波数ｆｓｗを示す図である。
【図６】制御回路１６０の具体的な構成を示す図である。
【図７】ランプ電力が周期的に低出力状態になることを示す図である。
【図８】従来の車両用放電灯装置の概略構成を示す図である。
【図９】図８の構成において、点灯初期、過渡状態、安定点灯におけるランプ電圧、ランプ電流、ランプ電力を示す図である。
【図１０】図８の構成において、フライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形を示す図である。
【図１１】図８に示すＤＣ／ＤＣ変換回路１２０において、フライバックトランス１２１の一次巻線１２１ａと、ＭＯＳトランジスタ１２２に並列に接続されたコンデンサ１２５とにより共振を発生させるようにした場合の変形例を示す図である。
【図１２】スナバスイッチングを説明するための図である。
【図１３】図１１に示すように構成した場合の問題点を説明するための図である。
【図１４】本発明の他の実施形態に係る車両用放電灯装置の構成を示す図である。
【図１５】本発明の他の実施形態に係る車両用放電灯装置の構成を示す図である。ある。
【図１６】図１５に示す実施形態におけるスイッチング素子の電圧、電流波形を示す図である。
【図１７】図１５に示す実施形態においてＬスナバスイッチングを説明するための図である。
【符号の説明】
１０…車載バッテリ、２０…ランプ点灯スイッチ、３０…ランプ（放電灯）、
１００…放電灯装置、１１０…フィルタ回路、１２０…ＤＣ／ＤＣ変換回路、
１２１…フライバックトランス、１２１ａ…一次巻線、１２１ｂ…二次巻線、
１２２…ＭＯＳトランジスタ、１２６…コンデンサ、
１３０…インバータ回路、１４０…始動回路、１６０…制御回路。

Claims

直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）を備え、このＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）によって昇圧された電圧に基づいて放電灯（３０）を点灯させるようにした放電灯装置において、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）は、前記直流電源（１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と前記放電灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス（１２１）と、前記一次巻線（１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１２２）と、前記半導体スイッチング素子（１２２）に並列に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、前記フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルと前記コンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるように構成されており、
前記半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、前記半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるようにした放電灯装置であって、
前記制御回路（１６０）は、前記放電灯の電力に相当する信号に基づいて前記放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出したとき、前記半導体スイッチング素子のオフ期間を長くして、前記電力の瞬時低下時においてもゼロ電圧スイッチングができるように構成されていることを特徴とする放電灯装置。
直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）を備え、このＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）によって昇圧された電圧に基づいて放電灯（３０）を点灯させるようにした放電灯装置において、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）は、前記直流電源（１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と前記放電灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス（１２１）と、前記一次巻線（１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１２２）と、前記一次巻線（１２１ａ）に並列に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、前記フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルと前記コンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるように構成されており、
前記半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、前記半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるようにした放電灯装置であって、
前記制御回路（１６０）は、前記放電灯の電力に相当する信号に基づいて前記放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出したとき、前記半導体スイッチング素子のオフ期間を長くして、前記電力の瞬時低下時においてもゼロ電圧スイッチングができるように構成されていることを特徴とする放電灯装置。
前記フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルのインダクタンスとコンデンサ（１２６）の容量は、前記ゼロ電圧スイッチングを可能とするとともに前記ＰＦＭ制御におけるスイッチング周波数を設定された一定値にする条件を満たし、その条件を満たす中で前記漏れリアクトルのインダクタンスが最も小さくなるように、それぞれ設定されていることを特徴とする請求項１または２に記載の放電灯装置。
直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）を備え、このＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）によって昇圧された電圧に基づいて放電灯（３０）を点灯させるようにした放電灯装置において、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）は、前記直流電源（１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と前記放電灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス（１２１）と、前記一次巻線（１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１２２）と、前記二次巻線（１２１ｂ）に接続された整流用のダイオード（１２３）と、一端が前記二次巻線（１２１ｂ）と前記ダイオード（１２３）との接続点に接続され他端が前記直流電源（１０）の負極側に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、前記フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルと前記コンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるように構成されており、
前記半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、前記半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電流スイッチングさせるようにした放電灯装置であって、
前記制御回路（１６０）は、前記放電灯の電力に相当する信号に基づいて前記放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出したとき、前記半導体スイッチング素子のオフ期間を長くして、前記電力の瞬時低下時においてもゼロ電流スイッチングができるように構成されていることを特徴とする放電灯装置。