JPH076889A

JPH076889A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH076889A
Application number: JP6084985A
Authority: JP
Inventors: Wakichi Tsukuda; 和吉佃; Hiroshi Mitsuyasu; 啓光安; Akio Okude; 章雄奥出; Nariyuki Yamauchi; 得志山内
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-04-23
Filing date: 1994-04-22
Publication date: 1995-01-10
Anticipated expiration: 2017-09-17
Also published as: JP3324270B2

Abstract

(57)【要約】【目的】交流電源をチョッパー回路により直流電力に変
換し、インバータ回路により高周波電力に変換して、放
電灯を高周波点灯させるための放電灯点灯装置におい
て、チョッパー回路の昇圧比を大幅に変化させることな
く、低光束調光始動時の光のちらつきという不都合を防
止する。【構成】交流電源を直流電力に変換するチョッパー回路
１と、直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路
２と、インバータ回路２の出力端に接続された放電灯５
を含む負荷回路とを備え、インバータ回路２を先に動作
させて、後からチョッパー回路１を駆動させるように構
成された放電灯点灯装置において、放電灯５の始動に十
分なパルス状電圧を間欠的に印加する手段を付加した。
なお、パルス状電圧は正負非対称であっても良い。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路を用い
て放電灯を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来、放電灯をインバータ回路により高
周波で点灯させ、且つチョッパー回路によって入力歪を
改善する放電灯点灯装置が知られており、例えば、米国
特許第５，１４４，１９５号に開示されている。この点
灯装置においては、始動時にインバータ回路の発振後、
チョッパー回路の起動までの間、放電灯のフィラメント
を予熱し、放電灯の長寿命化を図ると共に、異常時にお
ける二次電圧の低減を図るように構成されている。しか
しながら、放電灯を調光点灯させるものではなく、無
論、調光始動時に生じる閃光を防ぐものでもない。

【０００３】これに対し、放電灯を調光点灯する放電灯
点灯装置は、例えば、米国特許第４，３９２，０８７号
に開示されている。この点灯装置においては、位相制御
によって調光を実現するような構成が採られている。し
かしながら、安定した点灯状態を維持しつつ調光を実現
することが困難であり、且つ入力歪を抑止するようなチ
ョッパー構成を開示しておらず、また、調光始動時に生
じる閃光を抑制する技術事項も開示していない。

【０００４】更に、放電灯の点灯始動時、もしくは無負
荷時の二次電圧の低減を図る構成が、米国特許第４，９
５２，８４９号に開示されている。この放電灯点灯装置
においては、始動時にインバータ回路の発振周波数を徐
々に下げて放電灯を点灯させ、且つ無負荷の場合、周波
数を上げることにより二次電圧を下げる構成が採られて
いる。しかしながら、この米国特許においても、調光始
動時の閃光の抑止構成も含めて調光点灯させる技術思想
を開示してはいない。

【０００５】また、米国特許第４，４６１，９８０号に
おいては、無負荷時に、インバータ回路を間欠的に発振
させることにより、二次電圧の実効値を低減させる構成
が採られているが、この米国特許も調光始動時の閃光の
抑止構成を含めて調光点灯させる技術思想を開示してい
ない。さらに、米国特許第４，７９１，３３８号におい
ては、放電灯の点灯始動時に、二次電圧にパルス電圧を
付与する構成が開示されている。しかしながら、二次電
圧に単にパルス電圧を与えるだけでは依然として調光点
灯の始動時に生じる閃光を確実に抑制することが困難な
問題がある。また、米国特許第５，１７０，０９９号に
おいては、調光点灯時に放電灯に対し直流電圧を与える
ことにより、低光束調光であっても放電灯の安定点灯を
企図する構成が採られている。しかしながら、この米国
特許も調光点灯の始動時に生じる閃光を確実に回避する
ことが困難な問題がある。

【０００６】図４４は従来の放電灯点灯装置（特開平１
−２４８９６９号）の回路図である。この回路は、放電
灯を負荷とする放電灯点灯装置において、入力電源部に
チョッパー回路１１を用いて入力力率を改善し、その後
段にインバータ回路１２を接続して、放電灯１５を高周
波点灯させるものである。以下、その回路構成について
説明する。商用電源ＡＣには電源スイッチＳＷを介して
全波整流器ＤＢの交流入力端が接続されている。全波整
流器ＤＢの直流出力端には、昇圧チョッパー回路１１が
接続されている。昇圧チョッパー回路１１は、全波整流
器ＤＢの直流出力端に、インダクタＬ₁とトランジスタ
Ｑ₁の直列回路を接続し、トランジスタＱ₁のコレクタ
・エミッタ間に、ダイオードＤ₁を介してコンデンサＣ
₁を並列に接続した構成になっている。このコンデンサ
Ｃ₁の両端が、昇圧チョッパー回路１１の出力端とな
る。昇圧チョッパー回路１１の出力端には、インバータ
回路１２が接続されている。

【０００７】インバータ回路１２は、直列に接続された
スイッチング用のトランジスタＱ₂、Ｑ₃を備え、この
トランジスタＱ₂、Ｑ₃の直列回路に入力直流電圧が印
加される。一方のトランジスタＱ₂と並列に、カップリ
ング用のコンデンサＣ₃、放電灯１５、インダクタ
Ｌ₂、電流帰還トランスＣＴの１次巻線ｎ₁の直列回路
が接続されている。放電灯１５のフィラメントｆ₁、ｆ
₂の電源側端子間には、共振用のコンデンサＣ₄が並列
に接続され、非電源側端子間には、予熱電流通電用のコ
ンデンサＣ₅が並列に接続されている。電流帰還トラン
スＣＴは２つの２次巻線ｎ₂、ｎ₃を有し、一方の２次
巻線ｎ₂はバイアス抵抗Ｒ₂を介してトランジスタＱ₂
のベース・エミッタ間に接続されており、他方の２次巻
線ｎ₃はバイアス抵抗Ｒ₃を介してトランジスタＱ₃の
ベース・エミッタ間に接続されている。さらに、インバ
ータ回路１２の入力端子間には、抵抗Ｒ₁とコンデンサ
Ｃ₂の直列回路が接続され、抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₂
の接続点はダイアックＱ₄を介して、トランジスタＱ₃
のベースに接続されている。これらの抵抗Ｒ₁、コンデ
ンサＣ₂及びダイアックＱ₄は、インバータ回路１２の
起動回路を構成している。なお、トランジスタＱ₂、Ｑ
₃には、ダイオードＤ₂、Ｄ₃が逆並列に接続されてい
るが、これらのダイオードＤ₂、Ｄ₃は必ずしも必要で
はない。スイッチング用のトランジスタＱ₃のコレク
タ、エミッタ間には、カップリング用のコンデンサＣ₉
を介して、トランスＴ₃の１次巻線が接続されている。
トランスＴ₃の２次巻線には整流用のダイオードＤ₆及
び限流用の抵抗Ｒ₈を介して、平滑用のコンデンサＣ₆
が接続されている。コンデンサＣ₆の両端に得られる電
圧ｅ₀は、制御回路１３の駆動用電源１０となる。

【０００８】以下、図４４の回路の動作について説明す
る。電源スイッチＳＷがオンされると、商用電源ＡＣの
交流電圧が全波整流器ＤＢにより整流され、インダクタ
Ｌ₁及びダイオードＤ₁を介して、コンデンサＣ₁に平
滑された直流電圧が得られる。このとき、トランジスタ
Ｑ₁は不動作状態である。コンデンサＣ₁の電圧が、イ
ンバータ回路１２に供給されると、抵抗Ｒ₁を介してコ
ンデンサＣ₂が充電される。コンデンサＣ₂の電圧がダ
イアックＱ₄のブレークオーバー電圧に達すると、コン
デンサＣ₂の充電電荷がトランジスタＱ₃のベース・エ
ミッタ間を介して放電される。これによりトランジスタ
Ｑ₃がオンする。以後、電流帰還トランスＣＴの２次巻
線ｎ₂、ｎ₃から得られる帰還電流によりトランジスタ
Ｑ₂、Ｑ ₃が交互にオン、オフする。

【０００９】このとき、トランジスタＱ₃のコレクタ・
エミッタ間には、直流的にスイッチングされる電圧が生
じる。この電圧はカップリング用のコンデンサＣ₉を介
してトランスＴ₃の１次巻線に印加される。カップリン
グ用のコンデンサＣ₉により直流成分がカットされ、ト
ランスＴ₃の１次巻線には高周波交流成分が流れる。し
たがって、トランスＴ₃の２次巻線には高周波交流電圧
が得られる。これをダイオードＤ₆と抵抗Ｒ₈及びコン
デンサＣ₆により整流・平滑することにより、制御回路
１３の駆動用電源１０を得ることができる。トランスＴ
₃の１次巻線と２次巻線の巻数比を適切に設定すれば、
電圧規制用のツェナーダイオードを用いなくても、制御
回路１３の駆動用電源１０に適した直流低電圧ｅ₀を得
ることができる。また、トランスＴ₃としては、電力損
失の少ないものを用いているので、制御回路１３の駆動
用電源１０を得るために消費される電力は非常に少な
く、効率が改善されるものである。

【００１０】制御回路１３が動作すると、昇圧チョッパ
ー回路１１におけるトランジスタＱ ₁がオン、オフす
る。こうして、昇圧チョッパー回路１１が動作し、昇圧
チョッパー回路１１からの出力電圧により、インバータ
回路１２が高い入力電圧で動作する。定常状態において
は、インダクタＬ₂とコンデンサＣ₄及びＣ₅で構成さ
れるＬＣ共振回路によって高周波の高電圧が放電灯１５
の両端に印加され、放電灯１５が点灯する。

【００１１】以上の動作を、図４５のタイムチャートで
説明する。図中、Ｖｃ₁はコンデンサＣ₁の両端電圧、
Ｖｃ₆はコンデンサＣ₆の両端電圧、Ｖ₅は放電灯１５
の両端電圧である。まず、ｔ₁は電源スイッチＳＷがオ
ンされた後、インバータ回路１２が発振を開始するまで
の期間であり、放電灯１５には電圧が印加されていな
い。電源スイッチＳＷがＯＮされると、全波整流器ＤＢ
の整流出力により、インダクタＬ₁及びダイオードＤ₁
を介してコンデンサＣ₁が充電され、その両端電圧Ｖｃ
₁は商用電源ＡＣのピーク電圧Ｖｐまで上昇する。これ
によって、インバータ回路１２の起動回路が動作し、ト
ランジスタＱ₃がオンし、以後、電流帰還トランスＣＴ
からの帰還電流により、トランジスタＱ₂、Ｑ₃が交互
にオン、オフして、発振が継続するものである。

【００１２】次に、ｔ₂は制御回路１３の電源電圧Ｖｃ
₆が徐々に上昇し、動作電圧ｅ₀に達するまでの期間で
ある。このｔ₂の期間では、コンデンサＣ₁の電圧Ｖｃ
₁が商用電源ＡＣのピーク電圧Ｖｐに達しているので、
インバータ回路１２が発振している。しかしながら、商
用電源ＡＣのピーク電圧Ｖｐは、昇圧された電圧Ｖｄｃ
に比べて低い電圧であるため、放電灯１５に印加される
高周波電圧Ｖ₅の振幅は小さくなっている。このとき、
昇圧チョッパー回路１１におけるスイッチング用のトラ
ンジスタＱ₁に駆動信号を与える制御回路１３の駆動用
電源１０の電圧Ｖｃ₆は低レベルであり、トランジスタ
Ｑ₁はスイッチングされない。インバータ回路１２が発
振を続けることにより、制御回路１３の駆動用電源１０
の電圧Ｖｃ₆は徐々に上昇し、制御回路１３の動作電圧
ｅ₀に達すると、昇圧チョッパー回路１２のトランジス
タＱ₁のベースに駆動信号が与えられ、トランジスタＱ
₁のスイッチング動作が開始する。

【００１３】ｔ₃の期間では、昇圧チョッパー回路１１
のトランジスタＱ₁がスイッチング動作を始め、コンデ
ンサＣ₁の電圧Ｖｃ₁が商用電源ＡＣのピーク電圧Ｖｐ
から昇圧された電圧Ｖｄｃに達する。コンデンサＣ₁の
電圧Ｖｃ₁が昇圧された電圧Ｖｄｃに達すると、放電灯
１５に印加される高周波電圧Ｖ₅の振幅は非常に高くな
り、放電灯１５は点灯する。ｔ₄の期間は放電灯１５が
点灯している期間である。

【００１４】以上のように、図４４の従来例にあって
は、インバータ回路１２が発振を開始してから、昇圧チ
ョッパー回路１１が動作を開始するまでの期間ｔ₂にお
いて、放電灯１５の両端電圧Ｖ₅は振幅の低い高周波電
圧となり、放電灯１５は点灯しないが、放電灯１５のフ
ィラメントｆ₁、ｆ₂にはコンデンサＣ₅の共振電流が
流れているため、フィラメントｆ₁、ｆ₂は予熱され続
けている。また、ｔ₃の期間では昇圧チョッパー回路１
１が動作して、放電灯１５への印加電圧が高い電圧とな
り、放電灯１５が点灯するが、このときには、放電灯１
５のフィラメントｆ₁、ｆ₂は既に十分に予熱されてい
るため、フィラメントｆ₁、ｆ₂に塗布されている酸化
物被膜の始動時における消耗は少なく、ランプ寿命が改
善されるものである。

【００１５】なお、インバータ回路１２が発振を開始し
てから、昇圧チョッパー回路１１が動作を開始するまで
の期間ｔ₂はコンデンサＣ₆の充電時定数により自由に
調整できるものであり、必要な予熱時間が得られるよう
に、コンデンサＣ₆の充電時定数を設定すれば良いもの
である。このように、インバータの動作開始後、昇圧チ
ョッパー回路の動作を開始させるまでに期間ｔ₂を設け
ることにより、放電灯１５に十分な先行予熱電流を与え
ることができる。また、先行予熱後、昇圧チョッパー回
路１１を動作させ、インバータ回路１２へ供給する電圧
をＶｐからＶｄｃへと高めてやることにより、放電灯１
５へ印加される電圧Ｖ₅を放電開始レベルにまで十分上
昇できるものである。

【００１６】しかしながら、低光束調光点灯状態で始動
させる場合には、図４４の回路においては、昇圧チョッ
パー回路の動作後、放電灯が放電開始した直後には、低
光束にするために昇圧比を低下させる必要があり、特に
低温時においては放電灯が放電を開始するのに必要な始
動電圧が高くなるので、昇圧チョッパー回路は昇圧比を
大幅に変化させなければならない。このような制御を行
う場合には、放電灯が放電開始したことを検出する手段
が必要であったり、放電開始するまでに充分な時間を確
保するタイマーが必要であったり、また、放電開始後、
昇圧比を切り換える手段も必要となり、複雑な制御回路
になってしまう。その他に、上記の方式で低光束調光点
灯状態で始動を行う場合、放電開始時には放電灯に大き
なエネルギーを与えるので、閃光等の光のちらつきが生
じるという不都合が生じる。

【００１７】他に、チョッパー回路の昇圧比を変化させ
ることなく、放電灯の放電開始後に低光束調光点灯状態
にする方式として、図４６に示すような回路が知られて
いる。本回路では、図４５におけるインバータ回路１２
のトランジスタＱ₂，Ｑ₃の少なくとも１つの導通区間
（オン区間）を制御回路１４で制御することにより、放
電灯１５に与えられるエネルギーを制御するものであ
る。この方式においても、チョッパー回路１１が動作し
て放電灯１５が放電を開始した後に、制御回路１４で出
力を下げる、つまり、低光束調光点灯状態に移すために
は、放電灯１５が放電を開始したことを検出する手段、
又はタイマー回路が必要となるし、光のちらつきが生じ
るという不都合は同様に生じる。

【００１８】また、低光束調光点灯状態で放電灯を始動
するために、特開平４−１８８１８８号に示すような方
式がある。この方式によれば、図４７に示すように、電
源投入後からインバータ回路に与えられる直流平滑電源
の電圧Ｖｄｃを一定に保っておき、予熱区間ｔ₁の後
に、放電灯１５が放電を開始するのに必要な電圧よりも
大きな電圧をｔ₂（非常に短い区間）だけ与えて放電を
開始させ、その直後に、放電灯１５への出力を下げて低
光束調光始動させる。この方式では、ｔ₂の区間を設け
ることにより放電の始動を確実にし、低光束調光点灯を
確実に行うことができる。しかしながら、この従来例に
おいては、ｔ₂の区間において放電灯に印加する電圧が
大きいために、放電開始直後に閃光等の光のちらつきを
生じるという不都合が生じてしまう。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述のよう
な点に鑑みてなされたものであり、その目的とするとこ
ろは、交流電源をチョッパー回路により直流電力に変換
し、インバータ回路により高周波電力に変換して、入力
歪を抑制しながら放電灯を高周波点灯させるための放電
灯点灯装置において、チョッパー回路の昇圧比を大幅に
変化させることなく、低光束調光始動時の光のちらつき
という不都合を防止して、調光点灯始動時の閃光を抑止
すると共に、例えば相対照度が１％以下の低光束状態に
おいても安定した調光点灯を実現することにある

【００２０】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の放電灯点
灯装置の基本的な回路図であり、図２はその動作波形図
である。電源投入後、ｔ₁の区間では、チョッパー回路
１１を停止させておいて、インバータ回路１２に与える
直流平滑電源の電圧を商用電源ＡＣのピーク値Ｖｐと
し、放電灯１５に印加される電圧Ｖ₅の振幅を小さくし
て、放電灯１５の放電を開始させることなく、充分な予
熱電流を与える。そして、放電灯１５の予熱後、昇圧チ
ョッパー回路１１を動作させて、インバータ回路１２に
与える直流平滑電源をＶｐからＶｄｃへと昇圧する。そ
の昇圧比は、放電灯１５の点灯しないレベルとする、あ
るいは、昇圧比を大きくしてもインバータ回路１１のス
イッチング素子の導通期間を制御して放電灯１５に与え
る電圧を放電開始しないレベルに抑えておく。その後、
図２のｔ₃の区間だけ放電灯１５の電圧Ｖ₅を増加させ
て、繰り返しパルス状の電圧を放電灯１５に印加する。
このパルス状の電圧レベルを徐々に高くして行き、放電
灯１５が放電を開始する電圧に達するまで大きくするよ
うに制御するものである。

【００２１】

【作用】本発明では、従来例のように、チョッパー回路
１１の出力電圧Ｖｃ₁を昇圧された電圧Ｖｄｃまで上昇
させることによって放電灯１５を放電開始させるのでは
なく、パルス状の電圧を放電灯１５に印加し、それによ
り、放電灯１５を始動点灯させることにより、放電灯１
５に与える電圧の実効値を小さくしながら、ピーク値を
高くできる。このような始動方法を採れば、放電灯１５
の低光束調光点灯状態での始動時において、始動後も低
光束の点灯状態を保つことができ、また、パルス状電圧
の大きさを徐々に大きくするので、放電灯の状態によら
ず、適切な出力で始動を開始することができ、閃光のよ
うな光のちらつきを生じることなく、スムーズな低光束
調光点灯状態での始動を容易に実現できる。

【００２２】

【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図であり、図
２はその動作波形図である。以下、本実施例を説明す
る。いま、電源スイッチＳＷがオンされると、交流電源
ＡＣの交流電圧が全波整流器ＤＢにより整流され、イン
ダクタＬ₁及びダイオードＤ ₁を介してコンデンサＣ₁
により平滑された直流電圧がインバータ回路１２に印加
される。このとき、チョッパー回路１１のトランジスタ
Ｑ₁は非導通状態に置かれていて、チョッパー動作は行
われない。ここで、コンデンサＣ₁の電圧がインバータ
回路１２に供給されると、抵抗Ｒ₁を介してコンデンサ
Ｃ₂が充電される。コンデンサＣ₂の充電電圧がダイア
ックＱ₄のブレークオーバー電圧に達すると、コンデン
サＣ₂の充電電荷がトランジスタＱ₃のベース・エミッ
タ間を介して放電され、トランジスタＱ₃がオンされ
る。これ以降は電流帰還トランスＣＴの二次巻線ｎ₂、
ｎ₃からの帰還電流がトランジスタＱ₂、Ｑ₃のベース
に各々抵抗Ｒ₂、Ｒ₃を介して加わり、トランジスタＱ
₂、Ｑ₃が交互にオン・オフされる。

【００２３】このとき、トランジスタＱ₃のコレクタ・
エミッタ間には直流的にスイッチングされるような電圧
が生じる。この電圧はカップリング用のコンデンサＣ₉
を介してトランスＴ₃の一次巻線に印加される。このカ
ップリング用のコンデンサＣ ₉により直流成分がカット
されて、トランスＴ₃の二次巻線に高周波交流成分が流
れる。したがって、トランスＴ₃の二次巻線では高周波
交流電圧が得られ、この高周波交流電圧がダイオードＤ
₆、抵抗Ｒ₈及びコンデンサＣ₆によって整流・平滑さ
れて、チョッパー制御回路１３の駆動力を得ることがで
きる。トランスＴ₃の一次巻線、二次巻線の巻線を好適
に選択してチョッパー制御回路１３に対し、直流電圧ｅ
₀の如き駆動力を得ることができる。

【００２４】前述のチョッパー制御回路１３が作動する
と、昇圧チョッパー回路１１におけるトランジスタＱ₁
がオン・オフ動作する。チョッパー回路１１の動作に伴
い、相対的に高い出力電圧によってインバータ回路１２
が駆動される。このとき定常状態であれば、インダクタ
Ｌ₂とコンデンサＣ₄、Ｃ₅で構成される共振回路を介
し、予熱用コンデンサＣ₅が付設された放電灯１５に対
して高周波の相対的に高い電圧が印加される。

【００２５】一方、上述したパルス状電圧の制御は、具
体的には、インバータ制御回路１４にパルス状の電圧Ｖ
₇を与えることにより、インバータ回路１２のトランジ
スタＱ₃のオン期間をパルス状の信号電圧Ｖ₇に応じて
変化させ、間欠的に発振を行うことにより実現される。
すなわち、トランジスタＱ₃がオンである期間中にトラ
ンジスタＱ₅をオンさせることにより、強制的にトラン
ジスタＱ₃をオフさせることができ、トランジスタＱ₃
のオン期間を変化させ得る。これによりトランジスタＱ
₂、Ｑ₃のオン期間がアンバランスになると共に、発振
周波数が変化するため、インバータ回路１２の出力を広
範囲に変化させることができる。しかして、本実施例で
は相対照度比が０．５％以下の低光束時にあっても閃光
を生じない調光始動が可能となる。なお、上述した実施
例では、インバータ回路が直列的に接続されるハーフブ
リッジ構成を採用したが、一石式インバータ回路あるい
はプッシュプル方式などの他の回路方式であっても良
い。

【００２６】図３は本発明の他の実施例の回路図であ
り、図４はその動作波形図である。本実施例では、図４
６に示した従来例の構成にパルス発生回路１７を付け加
えたものであり、電源投入後にチョッパー回路１１を動
作させないで先行予熱を行い、その後、チョッパー回路
１１を動作させて直流平滑電圧Ｖｃ₁を昇圧させる。こ
こで、チョッパー回路１１の昇圧比を低くするか、ある
いはインバータ回路１２のスイッチング素子の導通区間
を短くして、放電灯１５に印加される電圧Ｖ₅₁を低くし
て放電灯１５に供給されるエネルギーを比較的小さくし
ておく。この電圧Ｖ₅₁に対してパルス発生回路１７によ
りパルス状の電圧Ｖ₅₂を加える。放電灯１５に印加され
るランプ電圧Ｖ₅は、Ｖ₅＝Ｖ₅₁＋Ｖ₅₂となり、図１の
実施例と同様の効果を達成できる。このとき、放電灯１
５に印加されるパルス状の電圧は、インバータ回路１２
の出力に同期させても良いし、同期せずにパルス幅の広
いものとしても良い。また、図３に用いるインバータ回
路１２の回路方式も特に限定されない。

【００２７】図５は本発明の別の実施例の動作波形図で
ある。上述の図４の実施例では、電源投入後、インバー
タ回路１２を動作させて放電灯１５を先行予熱させ、そ
の後、チョッパー回路１１の動作を開始させた後、パル
ス状電圧の印加を開始させているが、図５の実施例で
は、電源投入後、インバータ回路１２を動作させて放電
灯１５を先行予熱させた後に、パルス状電圧の印加を始
める。このパルス状電圧によりスムーズな低光束調光始
動を行うことができる。そして、パルス状電圧の大きさ
が安定したところでチョッパー回路１１を始動させる。
このようなタイミングでチョッパー回路１１を始動させ
ると、放電灯１５は放電を開始して、既に安定に点灯可
能な状態であるので、チョッパー回路１１は比較的安定
して動作する。また、放電灯１５は低光束調光点灯状態
であり、電力を消費しているので、チョッパー回路１１
の出力電圧Ｖｃ₁が昇圧された電圧Ｖｄｃに立ち上がる
ときに生じるオーバーシュート電圧を比較的発生しにく
くなる。なお、図１又は図３の回路によらず、どのよう
な回路構成でも図５に示すように制御することにより、
同様の効果を得ることができる。

【００２８】図６は本発明の別の実施例の動作波形図で
ある。図中、Ｖｃ₁はコンデンサＣ ₁の電圧であり、本
実施例では、パルス状電圧の印加と同時にチョッパー回
路１１を動作させている。このようなタイミングで回路
動作を行うと、チョッパー回路１１の始動時からパルス
状電圧を印加するために、負荷回路に供給するエネルギ
ーが大きくなるので、チョッパー回路１１の始動時にチ
ョッパー出力電圧Ｖｃ ₁に見られるオーバーシュート電
圧の発生を比較的抑えることができる。また、パルス状
電圧の印加と同時にチョッパー回路１１の動作が開始す
るので、放電灯１５への印加電圧の実効値は先行予熱
後、滑らかに大きくなっている。したがって、パルス状
電圧の印加による始動性向上だけでなく、基本的な印加
レベルも緩やかに上昇することから図２に示した方式よ
りもさらにスムーズな始動を実現できる。

【００２９】図７は本発明の別の実施例の動作波形図で
ある。本実施例では、電源投入後、インバータ回路１２
を動作させて放電灯１５を先行予熱させた後に、パルス
状電圧を印加し始めて、パルス状電圧のピーク値が徐々
に大きくなって行く途中過程でチョッパー回路１１の動
作を開始させる。このようなタイミングで回路動作を行
うと、チョッパー回路１１の始動時にはパルス状電圧を
既に印加し始めていることから負荷回路に与えるエネル
ギーは大きくなっているので、チョッパー出力電圧Ｖｃ
₁が昇圧された電圧Ｖｄｃに立ち上がるときに見られる
オーバーシュート電圧は比較的生じにくくなる。また、
本実施例においては、パルス状電圧が徐々に大きくなる
過程でチョッパー出力電圧Ｖｃ₁を大きくして行くの
で、図６の実施例と同様に比較的スムーズな放電始動を
行うことができる。また、パルス状電圧のピーク値と基
本波の電圧との差が大きくなって行くところで、基本波
の振幅を大きくして行くこととなるので、パルス状電圧
のピーク値と基本波の電圧との差が比較的大きくなら
ず、回路のストレスは減少され、また、騒音等の発生を
抑制できる。

【００３０】図８は本発明の別の実施例の動作波形図で
ある。本実施例では、電源投入後、インバータ回路１２
を動作させて放電灯１５を先行予熱させた後、チョッパ
ー回路１１を動作させる前にパルス状電圧を印加して行
き、パルス状電圧のピーク値が安定する前にチョッパー
回路１１を動作させて、パルス状電圧が安定した後にチ
ョッパー出力電圧Ｖｄｃが安定するように制御するもの
である。前記タイミングで回路を動作させれば、図５〜
図７の実施例と同様に、チョッパー出力電圧Ｖｃ₁が昇
圧された電圧Ｖｄｃに立ち上がるときに生じるオーバー
シュート電圧が比較的生じにくくなる。また、本実施例
では、パルス状電圧のピーク値が最大に近付くところで
チョッパー回路１１を動作させるために、このときに実
効値的に放電灯の印加電圧Ｖ₅が大きくなる。したがっ
て、低温時等のように、放電を開始しにくい状態におい
ては、パルス状電圧の印加により放電を開始したあたり
で実効値が高くなって行くことになり、低温時等のよう
に、放電灯が始動しにくい場合でも滑らかな点灯始動を
達成することができる。

【００３１】本発明におけるパルス状電圧の印加周期は
点灯周期に比べて比較的長く、また、パルス状電圧の幅
は、実効値を下げるために、パルス状電圧の印加周期に
比べて短いことは言うまでもない。さらに、図９に示す
ように、パルス状電圧が放電始動付近でピークを抑える
ような方式であっても、チョッパー回路１１の動作のタ
イミングを本実施例と同様に制御すれば、前述と同様の
効果を得ることができる。

【００３２】図１０は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例の動作波形を示している。本実施例において
は、低光束調光点灯時に、点灯始動時と同様のパルス状
電圧を加えて低光束点灯を安定して維持する構成が採ら
れる。この場合、同図に示す如く、Ｖ₅₁の電圧を任意に
変化させることにより、放電灯に印加される電圧の実効
値が変化せしめられ、その結果、低光束まで連続的な調
光が可能になると共に、低光束点灯時にも安定な点灯状
態を維持し得る。

【００３３】図１１は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例の動作波形を示している。上述の図１０の実施
例では、低光束調光点灯時のパルス状電圧と点灯始動時
のパル状電圧が同一であるため、パルスの波高値が高く
なり過ぎて、パルス状電圧印加時に放電灯での消費電力
が増えて、Ｖ₅₁の電圧レベルを下げても、ある所定の調
光比以下での低光束調光点灯が不可能になる危惧が残
る。そこで、調光点灯の始動時にはそれに必要とされる
レベルの電圧を印加し、一方、放電灯の点灯後には、低
光束調光点灯時に放電灯の安定点灯を維持するに必要な
最低限のパルス状電圧に、図１１に示す如く徐々に変化
させることにより、点灯可能な低光束の範囲を充分に拡
大できる。しかして、本実施例によれば、相対照度比が
０．５％以下の低光束でも閃光の無い調光始動が可能に
なり、且つ相対照度比が０．５％以下の低光束まで連続
的な調光を実現し得る。

【００３４】図１２は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例の動作波形を示している。本実施例では、調光
点灯時に点灯始動時よりも大きなパルス状電圧を印加す
る構成が採られる。しかして、図１２に示すようなパル
ス状電圧を印加した場合、放電灯をある調光比で調光点
灯することが可能になり、且つ調光時のパルス状電圧を
任意に変化させるようにすれば、パルス状電圧に応じて
調光比を変化させることもできる。

【００３５】なお、上述の各実施例では点灯始動時並び
に調光点灯時のパルス状電圧は正負対称であるものとし
て図示したが、図１３のように正負非対称のパルス状電
圧を印加しても良い。図１４には、本発明による放電灯
点灯装置の他の実施例のブロック図が示されている。本
実施例では、上述の図３の実施例に比し、負荷回路に直
流電圧源ＶａとダイオードＤ₇との直列回路がパルス発
生回路１７に並列に挿入されている。この場合、パルス
発生回路１７から直流電圧源Ｖａ以上の電圧が印加され
ると、その電圧がダイオードＤ₇によりクランプされ
て、直流電圧源Ｖａの電圧以上の電圧が放電灯１５には
印加されない構成となる。この場合の動作波形を図１５
に示す。このとき、放電灯１５に印加される電圧Ｖ₅が
放電灯の点灯始動に必要な電圧で、チョッパー回路１１
とパルス発生回路１７の動作タイミングは上述の実施例
と同様でよい。また、低光束調光時に印加されるパルス
状電圧は低光束調光点灯に必要な電圧レベルにあれば、
点灯始動時と同様に正負非対称のパルス状電圧を供給し
ても良く、リセット機能を特に持たせて調光点灯時には
正負対称の電圧を印加しても良い。また、Ｖａ＝０とし
て、図１６に示すようなパルス状電圧を放電灯１５に対
し一方向からのみ印加しても良い。

【００３６】図１７及び図１８は正負非対称パルス状電
圧を実現するための回路である。ここでは、上述の正負
対称パルス状電圧に対し、インピーダンスＺ₃及びＺ₄
によって決定される電圧Ｖａ以上がダイオードＤ₇によ
りクランプされ、正負非対称パルス状電圧が形成され
る。図１９は、図１７におけるインピーダンスＺ₃及び
Ｚ₄の一実施例である。抵抗Ｒ₃₅，Ｒ₃₆及びコンデンサ
Ｃ₁₄によってクランプ電圧Ｖａが決定される。図２０
は、図１７の回路におけるクランプ電圧Ｖａの波形と、
その時の電圧クランプの様子を示している。同図に示す
ように、クランプ電圧Ｖａは常に一定の値を持つ必要は
なく、コンデンサＣ₁₄の充放電によって、その値が時間
軸に対して変化する。したがって、抵抗Ｒ₃₅とＲ₃₆の抵
抗比や、抵抗Ｒ₃₆とコンデンサＣ₁₄の時定数によって、
クランプ電圧Ｖａの波形は、傾き並びに直流バイアスレ
ベルが異なり、その結果として、生成されるパルス状波
形も異なる。このことは、図１７及び図１８における、
インピーダンスＺ₃及びＺ₄の負荷並びにその設計値を
任意に選ぶことにより、パルス状電圧波形の正負電圧比
率を任意に設定できることを意味する。図２１〜図２４
に、図１７におけるインピーダンスＺ₃及びＺ₄の負荷
組合せの他の実施例を示しており、これらは図２３を除
き、図１８の回路にも適用できる。なお、正負非対称パ
ルスは、図２５に示すように、正側と負側が交互に現れ
る波形でも良いし、また、これが数パルス毎に現れる波
形であっても良い。

【００３７】以上のように、放電灯の点灯始動時におい
て放電灯に印加する高周波電圧の基本振幅にパルス状の
電圧を加えることにより、特に低光束調光点灯始動にお
いて放電灯への印加電圧のピーク値を高くできると共
に、実効値を低くすることができ、良好な始動点灯を実
現できた。また、低光束調光点灯時において、点灯維持
のために放電灯に印加する電圧の基本振幅にパルス電圧
を加え、波高値が高く、実効値の低い電圧により、安定
な低光束点灯維持が行える。このような点灯方式を用い
ると、放電灯の光出力を低くするために、パルス電圧の
印加周波数は数百Ｈｚから数ｋＨｚとなり、人間の可聴
域の周波数となる。ここで、放電灯の印加電圧の実効値
を下げるために、基本振幅とパルス電圧のピーク値との
差は大きくなり、放電灯のバラストとして用いられるチ
ョークコイルがパルス電圧印加周期で振動し、騒音を発
生してしまうという問題が生じる。商用周波数の交流電
力を高周波電力に変換し、放電灯を高周波点灯するイン
バータ点灯装置においては、可聴域を越えた周波数で回
路を動作させることにより、騒音が出ないということが
１つの長所であるので、上記のような騒音は非常に重要
な問題となる。低光束調光点灯のために出力電圧にパル
ス電圧を印加するような回路方式において、回路素子に
チョークコイルを用いてバラストとして機能させる場合
にチョークコイルから発生する騒音を低減させるために
は、チョークコイルを分割することが考えられる。騒音
の発生は、パルス状電圧のピーク値と基本振幅の差が急
激に変化することにより、磁性体（コア）に磁歪（磁気
歪み）を生じ、その磁気弾性エネルギーによりコアが振
動すること（磁歪振動）によるものである。この磁気弾
性エネルギーは磁化の強さにより変化するので、コアの
磁化を弱めてやれば振動は弱くなり、騒音は減る。とこ
ろが回路定数としてインダクタンス成分は必要であるの
で、磁化を弱めることができない。そこで、チョークコ
イルを複数に分割し、チョークコイル１個あたりに生じ
る磁化を弱めることにより騒音を下げることが可能とな
る。

【００３８】図２６は本発明の別の実施例の回路図であ
る。インバータ回路１２から出力された電圧は、放電灯
１５とコンデンサＣ₅の並列回路にインダクタＬ₁，Ｌ
₂の直列回路を介して印加されている。放電灯１５に直
列接続されたインダクタＬ₁，Ｌ₂には、インバータ回
路１２から出力される電圧から放電灯１５に印加される
電圧Ｖ₅を差し引いた電圧が印加される。本実施例で
は、限流要素としてのインダクタンス要素を２つのイン
ダクタＬ₁，Ｌ₂に分割することにより、インダクタ１
個当たりで発生する磁界の強さを従来の１個のインダク
タのみで構成していた場合に比べて弱めることができ、
騒音を低減できるものである。また、本実施例では、限
流要素としてのインダクタンス要素を２つのインダクタ
Ｌ₁，Ｌ₂に分割したが、さらに複数個（ｎ個）に分割
すれば、インダクタＬ₁，Ｌ₂の１個当たりで発生する
磁界の強さは１／ｎとなり、さらに騒音が低減されるこ
とは言うまでもない。

【００３９】図２７は本発明の別の実施例の回路図であ
る。本実施例においても、限流要素としてのインダクタ
ンス要素を２つのインダクタＬ₁，Ｌ₂に分割すること
で、本実施例と同様に騒音を低減することができる。こ
のように分割したインダクタＬ₁，Ｌ₂は図示された挿
入位置によらず、直列に接続すれば何処に配置してもよ
い。さらに、本実施例のように放電灯１５を挟む形でイ
ンダクタＬ₁，Ｌ₂を挿入すれば、放電灯１５の両端電
位は安定し、放電灯１５により発せられる輻射ノイズが
低減されるという効果を生む。

【００４０】図２８は本発明の別の実施例の回路図であ
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ａ
Ｃは全波整流器ＤＢの交流入力端に接続されている。全
波整流器ＤＢの直流出力端には、平滑用のコンデンサＣ
₁が接続されている。コンデンサＣ₁には、トランジス
タＱ₁，Ｑ₂の直列回路が接続されている。各トランジ
スタＱ₁，Ｑ₂には、それぞれダイオードＤ₁，Ｄ₂が
逆並列接続されている。トランジスタＱ₁の両端には、
カップリング用のコンデンサＣ₃と限流用のインダクタ
Ｌ₁，Ｌ₂の直列回路を介して放電灯１５の電源側端子
が接続されている。放電灯１５の非電源側端子には、共
振用及び予熱電流通電用のコンデンサＣ ₅が並列接続さ
れている。各トランジスタＱ₁，Ｑ₂の制御電極には、
制御回路からの制御信号が供給されており、トランジス
タＱ₁，Ｑ₂は高周波で交互にオン・オフされると共
に、間欠的に発振強度が変化する。そして、放電灯１５
に流れるランプ電流を限流するためのインダクタンス要
素を２つのインダクタＬ₁，Ｌ₂に分割することで、騒
音を低減することができる。なお、本実施例では、イン
バータ回路に直列インバータ回路を用いているが、イン
バータ回路の回路方式によらず、負荷回路にインダクタ
Ｌ₁，Ｌ₂をバラストとして用いるものであれば、イン
ダクタンス要素を分割することにより、低光束点灯時の
パルス電圧印加による騒音の発生を低減させることがで
きる。

【００４１】図２９は本発明による放電灯点灯装置の別
の実施例のブロック図である。この実施例も低光束域ま
での調光を円滑に実現するための構成を備えている。高
周波電源２２と直流電力重畳手段２４の詳細な構成を図
３０に示した。高周波電源２２は、交流電源ＡＣを直流
電圧Ｖｄｃに変換するチョッパー回路１１と、直流電圧
Ｖｄｃを高周波に変換するインバータ回路１２と、イン
バータ回路１２の高周波出力を放電灯１５に印加する共
振回路２６と、インバータ回路１２の高周波出力を利用
して放電灯１５のフィラメントを予熱する予熱回路２７
と、放電灯１５のランプ電圧Ｖｂを検出する検出手段２
８と、検出手段２８の出力によりチョッパー回路１１を
フィードバック制御する制御手段３２とからなる。直流
電力重量手段２４は、高周波電源２２におけるインバー
タ回路１２の高周波出力を利用して直流電圧を発生する
ための直流変換回路２９と、直流変換回路２９から出力
される直流電圧を放電灯１５に供給するインピーダンス
要素３０と、ダイオード３１との直列回路とからなる。

【００４２】この図２９と図３０の構成では、克服すべ
き問題がある。すなわち、直流電圧Ｖｄｃ≫ランプ電圧
Ｖｂの場合、インバータ回路１２及び共振回路２６のイ
ンピーダンスをＺ₀ としたときの等価回路は、図３１に
示すようになり、Ｖｄｃ＝Ｖｚ＋Ｖｂが成立する。した
がって、直流電圧Ｖｄｃがランプ電圧Ｖｂよりも大きく
なればなる程、インピーダンスＺ₀ による電圧降下Ｖｚ
が大になる。このとき、インバータ回路１２及び共振回
路２６に加わる電圧が大きくなり、その部分で消費され
る電力が大きくなり、回路効率が低下する恐れがある。
また、直流電圧Ｖｄｃ≪ランプ電圧Ｖｂの場合、図３２
に示すようになり、放電灯１５で消費される電力（Ｗｂ
＝Ｖｂ×Ｉｂ）は放電灯１５の明るさが同一であるとす
れば、直流電圧Ｖｄｃの値に関係なく実質的に一定であ
る。ここで、放電灯１５に同一の電力を供給するには、
直流電圧Ｖｄｃが小さいとき入力電流が増大される。ま
た、Ｖｄｃ＜Ｖｂの場合、所望のランプ電圧Ｖｂが得ら
れるように共振を強くして電圧を上昇させる必要があ
り、共振電流が増大して無効電力が増加し、効率が低下
する。このように直流電圧Ｖｄｃが大き過ぎても、小さ
過ぎても効率が低下することが理解されよう。

【００４３】しかして上述の如く直流電圧Ｖｄｃと回路
効率の関係は、ランプ電圧Ｖｂの値により定まる。した
がって、直流電圧Ｖｄｃの値をランプ電圧Ｖｂに応じて
設定すれば、回路効率の良好な放電灯点灯装置を提供で
きることになる。さらに、直流電圧Ｖｄｃの最適値につ
いて考察する。図３３にはランプ電圧Ｖｂが示される
が、ランプ電圧Ｖｂの実効値をＶｘとすると、このＶｘ
は同図中に点線で示される。ここで、同図に示す如く、
Ｖｄｃ＝２Ｖｘになるように直流電圧Ｖｄｃを設定すれ
ば、直流電圧Ｖｄｃがランプ電圧Ｖｂに対して大き過ぎ
ることも小さ過ぎることもなく、効率が最良値になる。
しかしながら、実際上は図３１の如く、インバータ回路
１２と共振回路２６とがインピーダンス成分Ｚ₀ を持つ
ため、その分を考慮に入れて、Ｖｄｃ＝２Ｖｘ＋Ｖｚと
なるように設定することが求められ、実際上、直流電圧
Ｖｄｃはランプ電圧の実効値Ｄｘの２．０〜２．５倍程
度にすることが好適である。

【００４４】また、調光点灯させる場合、図３４に示す
ように、ランプ電流Ｉｂに応じてランプ電圧Ｖｂも変化
する。このとき、調光度によっては回路効率が低下する
危惧が残る。すなわち、調光点灯時には全点灯時に比べ
て調光した分、ランプ電力が減少することになり勝ちで
あるが、インバータ回路１２等で消費される電力には変
化が少なく、低光束になる程、回路効率が低下する。こ
のとき、直流電圧Ｖｄｃの値をランプ電流Ｉｂのピーク
値Ｖｐ（実効値）に応じて設定すれば、低光束時にあっ
ても回路効率を良好にできる。即ち、図３４に示す如く
ランプ電圧Ｖｂの実効値のピーク値をＶｐとすれば、Ｖ
ｄｃ＝Ｖｐ＋Ｖｚになる。実際上、直流電圧Ｖｄｃはラ
ンプ電圧Ｖｂの実効値のピーク値Ｖｐの２．０〜２．５
倍程度になるよう設定される。

【００４５】再び図３０に戻って、本実施例において
は、図３４に示すように、ランプ電圧Ｖｂの実効値のピ
ーク値Ｖｐに対し、Ｖｄｃ＝Ｖｐ＋Ｖｚとするべく、直
流電圧Ｖｄｃをフィードバック制御する。例えば、放電
灯（ＦＬＲ−４０）を調光制御する場合、ＦＬＲ−４０
は低温時には調光点灯時のランプ電圧Ｖｂのピーク電圧
が約１８０Ｖまで上昇する。ここで、直流電圧Ｖｄｃ
（＝Ｖｐ＋Ｖｚ）の値を３６０〜４５０Ｖ程度に設定す
れば、回路効率を極めて良好にできる上、広範囲にわた
り連続的な調光を可能にできる。なお、本実施例では、
インバータ回路としてハーフブリッジ型を用いてもよ
く、フルブリッジ型を用いることもできる。一方、一石
インバータ回路を用いる場合、昇圧作用があるから、Ｖ
ｄｃ＝Ｖｐ＋Ｖｚの式を採用しない。また、チョッパー
回路１１には昇圧型が用いられているが、所定の直流電
圧Ｖｄｃが得られれば、他の構成のチョッパー回路も採
用できる。

【００４６】上述の実効例では、直流電圧Ｖｄｃを調光
点灯時のランプ電圧Ｖｂのピーク値Ｖｐによって設定し
ているため、放電灯１５の光出力の大きい（ランプ電圧
Ｖｂが小さい）ときには、効率が低下することになる。
したがって、この点を考慮し、ランプ電圧Ｖｂの実効値
Ｖｘを検出する検出手段２８により直流電圧Ｖｄｃを変
化させ、常にＶｄｃ＝２．０〜２．５Ｖｘの関係を満た
すようにすれば、低光束領域のみならず全点灯時におい
ても回路効率を上げることができる。直流電圧Ｖｄｃと
ランプ電流Ｉｂの関係の一例を図３５に示してある。こ
の実施例においては出力光束が変化しても直流電圧Ｖｄ
ｃの値は常に２Ｖｂになっていて、相当の低光束までス
ムーズな調光点灯を実現できる。

【００４７】図３６は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例の基本的構成を示す。図３７を参照してこの動
作を説明するに、いま電源スイッチＳＷがオンされる
と、制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ₀を介して立ち上り、
電圧Ｖ₂まで上昇する。制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ₂
まで上昇した後、電源スイッチＳＷがオフされると、制
御電源電圧Ｖｃｃが低下していく。ここで、時刻ｔ₅で
インバータ回路１２が動作を開始した場合、インバータ
回路１２よりダイオードＤ₈を介して制御電源用の電流
が供給され、制御電源Ｖｃｃは最大値Ｖｔまで上昇す
る。この最大値ＶｔはツェナーダイオードＺＤ₂のツェ
ナー電圧となる。図３７では、インバータ回路１２の動
作開始を時刻ｔ₅としたが、これよりも前に動作を開始
したときはその開始時点よりダイオードブリッジＤＢを
介して電流が供給され、制御電源電圧Ｖｃｃが立ち上が
る。

【００４８】また、制御電源電圧Ｖｃｃが電圧Ｖ₂より
も高い期間は、電源スイッチＳＷはオフ状態を維持す
る。時刻ｔ₆で消灯制御信号が入力されると、インバー
タ回路１２は動作を停止し、ダイオードＤ₈からの電流
が停止し、制御電源電圧Ｖｃｃはインバータ制御回路１
４の消費により低下し、電圧Ｖ₁に達する。電圧Ｖ₁に
達すると、電源スイッチＳＷは再びオンにされ、これに
より制御電源電圧Ｖｃｃが上昇し、電圧Ｖ₂に達するま
でオンし、電圧Ｖ₂になると、電源スイッチＳＷはオフ
する。これ以降、制御電源電圧Ｖｃｃは電圧Ｖ₂とＶ₁
の間で制御される。ここで、電圧Ｖ₁はインバータ制御
回路１４の動作が正常に行われる電圧であり、この電圧
Ｖ₁以上であれば、インバータ回路１２は正常に始動す
る。このような制御を行うことにより、待機時の制御電
源電圧Ｖｃｃを低く制御でき、且つ抵抗Ｒ₀での電力損
失を低減し得ることは理解されよう。

【００４９】図３８には本実施例の具体的な回路が示さ
れており、この回路において交流電源ＡＣはコンデンサ
Ｃ₁₀，Ｃ₁₁とフィルタコイルＦＴでなるローパスフィル
タ回路を介して全波整流器ＤＢの交流入力端側に接続さ
れる。全波整流器ＤＢの直流出力端子には平滑用コンデ
ンサＣ₁が並列接続され、コンデンサＣ₁の両端にはト
ランジスタＱ₂，Ｑ₃の直列回路が接続される。トラン
ジスタＱ₂，Ｑ₃のエミッタには夫々抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁が
直列的に接続される。トランジスタＱ₂と抵抗Ｒ₁₀の直
列回路には、ダイオードＤ₂が逆並列に接続され、トラ
ンジスタＱ₃と抵抗Ｒ₁₁の直列回路にはダイオードＤ₃
が逆並列に接続される。トランジスタＱ ₃と抵抗Ｒ₁₁と
の直列回路にはチョークコイルＬ₂とコンデンサＣ₃を
介して放電灯１５のフィラメントの電源側端子が接続さ
れている。放電灯１５のフィラメントの非電源側端子に
はコンデンサＣ₅が並列接続され、各トランジスタ
Ｑ₂，Ｑ₃のベースには夫々ドライブ回路１０Ａ，１１
Ａを介してインバータ制御回路１４の出力が付与されて
いる。

【００５０】また、平滑コンデンサＣ₁の両端には限流
用抵抗Ｒ₀とＭＯＳトランジスタＱ ₀を介しコンデンサ
Ｃ₆が接続される。コンデンサＣ₆の両端には、ツェナ
ダイオードＺＤ₂が並列接続される。平滑コンデンサＣ
₁の両端には、抵抗Ｒ₉を介してコンデンサＣ₁₂とツェ
ナーダイオードＺＤ₁の並列回路が接続される。コンデ
ンサＣ₁₂に得られる電位は、ＭＯＳトランジスタＱ₀の
ゲートに付与される。チョークコイルＬ₂の二次巻線Ｌ
ｓの一端はアースされ、他端はダイオードＤ₈を介しコ
ンデンサＣ₈に接続される。コンデンサＣ₈はコンデン
サＣ₆に対し並列接続され、インバータ制御回路１４の
電源をなしている。コンデンサＣ₈の両端には、抵抗Ｒ
₁₇を介しツェナーダイオードＺＤ₃が接続されると共
に、抵抗Ｒ ₁₄，Ｒ₁₅，Ｒ₁₆の直列回路が接続される。抵
抗Ｒ₁₄とＲ₁₅との接続点はコンパレータＣＰの負入力端
子に接続される。抵抗Ｒ₁₇とツェナーダイオードＺＤ₃
の接続点は、コンパレータＣＰの正入力端子に接続され
る。コンパレータＣＰの出力端子は抵抗Ｒ₃₅を介してト
ランジスタＱ₈のベースに接続されると共に、抵抗Ｒ ₁₃
を介しトランジスタＱ₇のベースに接続される。トラン
ジスタＱ₈は抵抗Ｒ₁₆の両端に並列接続され、トランジ
スタＱ₇はトランジスタＱ₆のベース・エミッタ間に接
続される。トランジスタＱ₆のベースは抵抗Ｒ₁₂を介し
てコンデンサＣ ₆，Ｃ₈の電位でプルアップされ得る。
トランジスタＱ₆はツェナーダイオードＺＤ₁の両端に
並列接続される。

【００５１】この図３８の回路の動作を説明するに、コ
ンデンサＣ₆，Ｃ₈で得られる制御電源電圧Ｖｃｃは抵
抗Ｒ₁₇とツェナーダイオートＺＤ₃との直列回路に印加
されて、ツェナーダイオードＺＤ₃で得られる基準電圧
がコンパレータＣＰの正入力端子に入力される。また制
御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ₁₄，Ｒ₁₅，Ｒ₁₆で分圧され、
コンパレータＣＰの負入力端子に付与される。図３７か
ら明らかなように、Ｖｃｃ＜Ｖ₂のとき、コンパレータ
ＣＰからはハイレベル信号が出力され、トランジスタＱ
₇がオンになり、トランジスタＱ₆がオフになると共
に、ＭＯＳトランジスタＱ₀がオンする。またＶｃｃ≧
Ｖ₂になると、コンパレータＣＰが反転動作し、コンパ
レータＣＰの出力がローレベルになり、トランジスタＱ
₇がオフに、トランジスタＱ₆がオンになり、ＭＯＳト
ランジスタＱ₀がオフする。制御電圧Ｖｃｃが低下して
Ｖｃｃ≦Ｖ₁になると、再びコンパレータＣＰの出力が
ハイレベルになるように、抵抗Ｒ₁₄，Ｒ₁₅，Ｒ₁₆及びツ
エナーダイオードＺＤ₃の回路定数を設定すれば、図３
７に沿って説明した動作が実現される。

【００５２】図３９は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例の要部回路図である。本実施例では、図３８の
実施例に対し、全波整流器ＤＢの出力端子と平滑コンデ
ンサＣ₁との間に昇圧用のチョッパー回路１９が挿入さ
れている。この場合、全波整流器ＤＢの出力端子にはチ
ョークコイルＬ₁とダイオードＤ₁との直列回路を介し
平滑用コンデンサＣ₁が接続される。また、ダイオード
Ｄ₁とコンデンサＣ₁との直列回路にはＭＯＳトランジ
スタＱ₁と抵抗Ｒ₂₄との直列回路が接続される。全波整
流器ＤＢの出力電圧は、抵抗Ｒ₂₀とＲ₂₁の直列回路で分
圧され、チョッパー制御回路１３に入力される。また、
チョークコイルＬ₁に流れる電流は、このチョークコイ
ルＬ₁の二次巻線により検出され、抵抗Ｒ₂₂を介しチョ
ッパー制御回路１３に入力されている。チョッパー制御
回路１３の出力は抵抗Ｒ₂₃を介しＭＯＳトランジスタＱ
₁のゲートに付与され、ＭＯＳトランジスタタＱ₁に流
れる電流は抵抗Ｒ₂₄により検出される共にチョッパー制
御回路１３に入力される。また、平滑コンデンサＣ₁の
電圧は抵抗Ｒ₂₅，Ｒ₂₆により分圧されてチョッパー制御
回路１３に入力される。チョッパー制御回路１３は平滑
用のコンデンサＣ₁に所定の電圧が得られるように、Ｍ
ＯＳトランジスタＱ₁がオン・オフ制御される。なお、
図３８に示したＭＯＳトランジスタＱ₀のドレインは抵
抗Ｒ₀を介し、全波整流器ＤＢの高電位側の出力端子に
接続される。

【００５３】ここで、チョッパー制御回路１３の動作可
能電圧Ｖｅと制御電源電圧Ｖｃｃとの関係を考える。制
御電源電圧Ｖｃｃがチョッパー制御回路１３の動作可能
電圧Ｖｅよりも低いときは、チョッパー制御回路１３は
動作を停止する。このときチョッパー回路１１が昇圧型
の場合、チョッパー回路１１が常に作動状態にあれば、
インバータ回路１２への入力電圧が常に高くなり、また
チョッパー制御回路１３において不要な電力損失がある
が、図３８においてＶ₂＜Ｖｅ＜Ｖｔに設定することが
好適である。このような設定を行うことにより、インバ
ータ回路１２の始動後にチョッパー回路の動作が開始さ
れる。一方、インバータ回路１２の待機時は、図３７に
示す如くＶ₁＜Ｖｃｃ＜Ｖ₂であるから、自動的にチョ
ッパー回路１１の動作が停止する。

【００５４】なお、チョッパー回路１１は本実施例では
昇圧型を採用するものとしたが、降圧型あるいは昇降圧
型を用いることもできる。降圧型を用いるときは、チョ
ッパー回路１１が常動状態にあっても、インバータ回路
１２への入力電圧は高くならないから、Ｖ₁＞Ｖｅに設
定してもよい。上述の構成を採ることにより、インバー
タ回路１２の停止時にＶｃｃ＞Ｖ₁の関係にあるから、
チョッパー回路１１の動作は継続される。これに伴いイ
ンバータ回路１２の再起動時に、インバータ回路１２へ
の電圧供給が安定して行われ得る。

【００５５】図４０は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例の要部である。この実施例では、チョッパー制
御回路１３への電力供給をトランジスタＱ₉で開閉制御
する構成が採られる。この場合、インバータ制御回路１
４に供給される制御電源電圧Ｖｃｃが所定の電圧を超え
ると、ツェナーダイオードＺＤ₄を介してトランジスタ
Ｑ₁₀のベースに電流が流れ、トランジスタＱ₁₀がオンと
なり、チョッパー制御回路１３に電力が供給される。一
方、制御電源電圧Ｖｃｃが所定の値以下になると、ツェ
ナーダイオードＺＤ₄がオフになり、トランジスタＱ₁₀
もオフとなって、トランジスタＱ₉が確実にオフにな
る。したがって、ツェナーダイオードＺＤ ₄のツェナー
電圧を適切に設定することにより、制御電源電圧Ｖｃｃ
が設定より低いときは、チョッパー制御回路１３への電
力供給を確実に停止できる。

【００５６】図４１は本発明による放電灯点灯装置の他
の実施例である。この場合、昇圧型のチョッパー回路１
１において全波整流器ＤＢの直流出力端子にインダクタ
Ｌ₁とスイッチング素子Ｑ₁が直列に接続され、スイッ
チング素子Ｑ₁の両端にダイオードＤ₁を介して平滑用
のコンデンサＣ₁が接続される。このとき、スイッチン
グ素子Ｑ₁が高周波でオン・オフ動作を繰り返すことに
より、インダクタＬ₁の両端に電圧を誘起させ、この電
圧を全波整流器ＤＢの出力電圧に重畳させて、ダイオー
ドＤ₁を介し平滑コンデンサＣ₁に充電させる。平滑コ
ンデンサＣ₁に得られた電圧は抵抗Ｒ₂₅，Ｒ₂₆により分
圧され、チョッパー制御回路１３にフィードバックされ
て、所定の出力電圧が得られるようにスイッチング素子
Ｑ₁がオン・オフ動作される。例えば、チョッパー回路
の出力電圧は４００Ｖ前後にされ、且つチョッパー回路
の非動作時には交流電圧を全波整流した電圧がインバー
タ回路１２に入力される。すなわち、交流電源が１００
Ｖの場合、インバータ回路の入力電圧が１４０〜４００
Ｖの広範囲で変化する。このような広範囲で変化する入
力電圧に対し、この電圧を抵抗Ｒ₃₁，Ｒ₃₂で分圧して得
られる電圧Ｖ₆を基準電圧として電圧比較器ＣＰに入力
せしめ、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃の接続点の電圧を
抵抗Ｒ₂₉、Ｒ₃₀で分圧して得られた電圧Ｖ₄と比較す
る。入力電圧を分圧して得られる基準電圧Ｖ₆を、図４
２に示す如く、スイッチング素子Ｑ₂がオンしたときの
電圧Ｖ₄₁とスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃が共にオフした
ときの電圧Ｖ₄₂との間になるよう設定する。このような
設定により、入力電圧の変化に対し、電圧比較器ＣＰの
基準電圧Ｖ₆が追従動作する。また、スイッチング素子
Ｑ ₂がオンしたとき、及びスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃
がオフしたときの検出を確実に実現できる。図４３はチ
ョッパー回路とインバータ回路の始動時の動作を示して
いる。このように、インバータ回路が先に始動してチョ
ッパー回路が後から始動するような場合に、本実施例の
検出回路を用いれば、インバータ回路の入力電圧にかか
わらず、インバータ回路のスイッチング素子の動作を検
出できる。

【００５７】

【発明の効果】請求項１乃至１６に記載の発明によれ
ば、交流電源を直流電力に変換する第１のスイッチング
手段と、直流電力を高周波電力に変換する第２のスイッ
チング手段と、第２のスイッチング手段の出力端に接続
された放電灯を含む負荷回路とを備え、第２のスイッチ
ング手段を先に動作させて後から第１のスイッチング手
段を駆動させるように構成された放電灯点灯装置におい
て、放電灯の点灯始動時において放電灯に印加する高周
波電圧の基本振幅にパルス状の電圧を加えるようにした
ので、特に低光束調光点灯始動時において放電灯の印加
電圧のピーク値が高く、且つ実効値を低く抑えることが
でき、良好な点灯始動を実現できるという効果がある。
また、放電灯の印加電圧の実効値を下げるために、高周
波電圧の基本振幅とパルス電圧のピーク値により低光束
調光点灯状態で始動した場合でも、光のちらつきが生じ
ることはない。

【００５８】請求項１７，１８記載の発明によれば、イ
ンバータ回路の発振開始前は主電源から電流制限素子を
介してインバータ制御回路に電源を供給し、インバータ
回路の発振開始後はインバータ回路の発振出力によりイ
ンバータ制御回路に電源を供給するようにした放電灯点
灯装置において、インバータ回路の待機時に主電源から
電流制限素子を介して常に電流を供給するのではなく、
スイッチング素子を開閉することにより断続的に電流制
限素子を介して電流を供給するものであるから、電流制
限素子における消費電力を低減することができ、また、
インバータ回路の起動に最低限必要な電圧は保持してい
るので、再起動を容易に行うことができるという効果が
ある。

【００５９】請求項１９記載の発明によれば、簡単な構
成で、広範囲の入力電圧に対して、自励他制式ハーフブ
リッジインバータ回路の発振同期信号を得ることができ
る。また、請求項２０記載の発明によれば、低光束レベ
ルまで連続的に放電灯を調光点灯するインバータ回路に
入力される直流電圧を、調光時のランプ電圧に合わせて
設定することにより、調光時において安定した電力をイ
ンバータ回路に供給することができ、インバータ回路の
効率を上げることができるという効果がある。さらに、
請求項２１記載の発明のように、負荷回路の放電灯に流
れる電流を限流するためのインダクタンス要素を複数個
に分割すれば、可聴音の騒音を低減することができると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。

【図３】本発明の第２実施例の回路図である。

【図４】本発明の第２実施例の動作波形図である。

【図５】本発明の第３実施例の動作波形図である。

【図６】本発明の第４実施例の動作波形図である。

【図７】本発明の第５実施例の動作波形図である。

【図８】本発明の第６実施例の動作波形図である。

【図９】本発明の第７実施例の動作波形図である。

【図１０】本発明の第８実施例の動作波形図である。

【図１１】本発明の第９実施例の動作波形図である。

【図１２】本発明の第１０実施例の動作波形図である。

【図１３】本発明の第１１実施例の動作波形図である。

【図１４】本発明の第１２実施例の回路図である。

【図１５】本発明の第１３実施例の動作波形図である。

【図１６】本発明の第１４実施例の動作波形図である。

【図１７】本発明の第１５実施例の回路図である。

【図１８】本発明の第１６実施例の回路図である。

【図１９】本発明の第１７実施例の要部回路図である。

【図２０】本発明の第１７実施例の動作波形図である。

【図２１】本発明の第１８実施例の要部回路図である。

【図２２】本発明の第１９実施例の要部回路図である。

【図２３】本発明の第２０実施例の要部回路図である。

【図２４】本発明の第２１実施例の要部回路図である。

【図２５】本発明の第２２実施例の動作波形図である。

【図２６】本発明の第２３実施例の回路図である。

【図２７】本発明の第２４実施例の回路図である。

【図２８】本発明の第２５実施例の回路図である。

【図２９】本発明の第２６実施例の基本構成を示すブロ
ック回路図である。

【図３０】本発明の第２６実施例の具体構成を示すブロ
ック回路図である。

【図３１】本発明の第２６実施例の動作説明のための第
１の等価回路図である。

【図３２】本発明の第２６実施例の動作説明のための第
２の等価回路図である。

【図３３】本発明の第２６実施例の第１の動作説明図で
ある。

【図３４】本発明の第２６実施例の第２の動作説明図で
ある。

【図３５】本発明の第２６実施例の第３の動作説明図で
ある。

【図３６】本発明の第２７実施例の基本構成を示すブロ
ック回路図である。

【図３７】本発明の第２７実施例の動作説明図である。

【図３８】本発明の第２７実施例の具体構成を示すブロ
ック回路図である。

【図３９】本発明の第２７実施例の一変形例の要部構成
を示す回路図である。

【図４０】本発明の第２８実施例の要部構成を示す回路
図である。

【図４１】本発明の第２９実施例の具体構成を示す回路
図である。

【図４２】本発明の第２９実施例の動作説明図である。

【図４３】本発明のインバータ回路とチョッパー回路の
動作を示す流れ図である。

【図４４】従来例の回路図である。

【図４５】従来例の動作波形図である。

【図４６】他の従来例の回路図である。

【図４７】他の従来例の動作波形図である。

【符号の説明】

１１チョッパー回路１２インバータ回路１３チョッパー制御回路１４インバータ制御回路１５放電灯

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者山内得志大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を直流電力に変換する第１の
スイッチング手段と、直流電力を高周波電力に変換する
第２のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段の
出力端に接続された放電灯を含む負荷回路とを備え、第
２のスイッチング手段を先に動作させて後から第１のス
イッチング手段を駆動させるように構成された放電灯点
灯装置において、放電灯の始動に十分なパルス状電圧を
間欠的に印加する電圧印加手段を付加したことを特徴と
する放電灯点灯装置。
【請求項２】電圧印加手段は第２のスイッチング手
段のオン・オフ動作後にパルス状電圧を発生させ、パル
ス状電圧の波高値を上昇させて安定するように構成され
ていることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。
【請求項３】第１のスイッチング手段はパルス状電
圧が発生するときにオン・オフ動作可能とされているこ
とを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】第１のスイッチング手段はパルス状電
圧の波高値が安定するまでにオン・オフ動作を開始する
ように構成されていることを特徴とする請求項２記載の
放電灯点灯装置。
【請求項５】第１のスイッチング手段はパルス状電
圧の波高値が安定する直前にオン・オフ動作を開始する
ように構成されていることを特徴とする請求項２記載の
放電灯点灯装置。
【請求項６】第１のスイッチング手段はパルス状電
圧の波高値が安定するときにオン・オフ動作を開始する
ように構成されていることを特徴とする請求項１記載の
放電灯点灯装置。
【請求項７】第１のスイッチング手段はパルス状電
圧の波高値が安定した後、オン・オフ動作を開始するよ
うに構成されていることを特徴とする請求項１記載の放
電灯点灯装置。
【請求項８】第１のスイッチング手段は複数段に直
流出力電圧を変化可能とされていることを特徴とする請
求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】第１のスイッチング手段は調光始動時
と調光点灯時とで少なくとも２段に直流出力電圧を変化
可能とされていることを特徴とする請求項８記載の放電
灯点灯装置。
【請求項１０】第２のスイッチング手段は放電灯を
先行予熱可能とされ、第２のスイッチング手段のオン・
オフ動作時に第１のスイッチング手段がオン・オフ可能
とされて、電圧印加手段は第１のスイッチング手段の動
作後、パルス状電圧を発生せしめ、安定点灯まで徐々に
パルス状電圧の波高値を上昇可能とされ、パルス状電圧
の波高値が実質的に一定になり、且つ所定の放電灯出力
となるように直流出力電圧を変化させる手段を備えるこ
とを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】電圧印加手段は調光点灯時には調光
点灯を維持可能なレベルのパルス状電圧を供給可能であ
ることを特徴とする請求項１０記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】電圧印加手段は調光点灯時には始動
時よりも高いパルス状電圧を供給可能とされ、且つ調光
時にはパルス状電圧を変化可能とされていることを特徴
とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】電圧印加手段は正負の極性において
非対称のパルス状電圧を供給可能であることを特徴とす
る請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】電圧印加手段は正負の極性の少なく
とも一方の極性の波高値を所定値でクランプ可能である
ことを特徴とする請求項１３記載の放電灯点灯装置。
【請求項１５】第１のスイッチング手段は昇圧型の
チョッパー手段であり、第２のスイッチング手段はハー
フブリッジ型のインバータ手段であることを特徴とする
請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１６】第２のスイッチング手段はインバー
タ手段を含み、電圧印加手段がインバータ手段の出力電
圧を可変とする手段であることを特徴とする請求項１記
載の放電灯点灯装置。
【請求項１７】第１のスイッチング手段はチョッパ
ー手段及びこのチョッパー手段への電力供給をオン・オ
フするチョッパー制御手段を具備することを特徴とする
請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項１８】所定の２つの電圧値の間で可変の制
御電源電圧を付与する手段が備えられ、制御電源電圧が
所定電圧値以上になるとき通電手段が反転動作するよう
に構成されていることを特徴とする請求項１記載の放電
灯点灯装置。
【請求項１９】広範囲にわたる入力電圧に対して、
第１のスイッチング手段の発振の同期信号を得る手段を
備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。
【請求項２０】ランプ電圧の実効値のピーク値に対
し、第１のスイッチング手段の出力電圧をフィードバッ
ク制御する手段を備えることを特徴とする請求項１記載
の放電灯点灯装置。
【請求項２１】第２のスイッチング手段には共振用
インダクタが含まれ、この共振用インダクタが２個以上
に分割されていることを特徴とする請求項１の放電灯点
灯装置。