JP4700289B2 - 負荷の電力消費の調整方法、負荷の電力消費の調整回路およびランプ用の電気点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は交流電源回路網への容量性入力側を有しており、給電される電源周波数の半波でのオンオフが行われる負荷の電力消費の調整方法に関する。

本発明はまた、この方法を実行する負荷の電力消費の調整回路およびランプ用の電気点灯装置に関する。

放電ランプ、特にコンパクト蛍光灯ＣＦＬは一般に整流器回路を介して駆動される。整流器回路は交流給電電圧を整流し、しばしば平滑化コンデンサと称される電源側のコンデンサを充電する。本明細書で使用されるランプという概念は特にいわゆるコンパクト蛍光灯を意味するが、他のランプ、例えばハロゲンランプなどであってもよい。コンデンサにかかる直流電圧はランプを駆動するインバータへ供給される。本発明は一般に容量性負荷の電力消費を調整する方法および回路に関しているが、このランプ回路における“容量”とはインバータの入力側のいわゆる平滑化コンデンサを意味する。

本発明の課題は、容量性負荷の電力消費を調整する方法および回路を改善することである。

この課題は、ａ）給電部がオフのあいだは負荷入力側を橋絡する電流路を開放し、ｂ）給電部がオンのあいだは負荷の平滑化コンデンサの電圧が所定の最大値に達するまでコンバータを介して当該の平滑化コンデンサを充電することにより解決される。

さらに課題は、オンオフ可能な電流路と制御回路とが設けられており、電流路は負荷の入力側を橋絡するように設けられており、制御回路は平滑化コンデンサ、負荷および給電部を介してかかる電圧を検出して電流路をオンオフする調整回路を構成することにより解決される。

コンバータとは以下では入力電圧を別の時間特性を有する出力電圧へ変換する装置のことであると解されたい。特にこれはダウンコンバータまたはリバースコンバータまたはアップコンバータである。

本発明は容量性負荷で調光または電力制御を行う手段を改善することが重要であるという認識に基づいている。ランプなどの容量性負荷は例えば調光の際などのように給電が一定でないと不安定となる傾向があり、ランプの駆動に障害的なフリッカ現象を呈する。

これまでにも種々のポンピング回路（電源電流の高調波を低減する回路）は使用されており、比較的長い導通時間、つまり或る程度安定化された電流消費が得られ、良好な調光特性が得られてきた。しかしこうしたポンピング回路は高い構造コストを要求する。周知のポンピング回路をランプの駆動中に調光器なしで発生する電源電流の高調波が妥当な限界値を上回らないように構成しなければならないからである。またこうしたポンピング回路のポンピングパワーは整流器電圧のバッファ回路の瞬時電圧に依存するので、調光器の非対称性が連続する半波間に現れ、駆動されるランプにフリッカ現象が生じる。さらに要求されるポンピングパワーがつねに充分な大きさとなることが保証されず、平滑化コンデンサを駆動中に調光器のパワースイッチＴｒｉａｃのターンオンによって急激に高いピーク電流値で充電することができない。このことはランプの寿命に悪影響を与える。

本発明は前述の不安定性およびその影響を排除することをコンセプトとしている。このために特に位相ゲーティング制御調光器（Phasenanschnittsdimmer）による容量性負荷の駆動に関する本発明の方法では、電源電圧がオフとなっている第１のフェーズでは負荷入力側を橋絡する電流路を開放する。“橋絡”または短絡とはここでは少なくとも低周波数の入力電圧に対するブリッジ接続を行うことを意味する。低周波数とは入力電圧の周波数でコンバータ（チョーク）のインダクタンス抵抗が調光器内に生じる時間抵抗に比べて無視できるほど小さくなる値を意味する。このような低オームの電流路により例えば調光器内のパワースイッチの時間素子が負荷への給電が存在しない場合にも充電される。給電部のスイッチオン後にはコンバータが動作し、負荷の平滑化コンデンサでの電圧が設定された最大値へ達する。これによりランプの平滑化コンデンサの過負荷が回避される。コンバータの電流路は有利には、その電流が時間平均で給電の維持に必要なホールド電流の大きさと同じになるように構成される。

本発明の方法の１つの実施形態によれば、給電がオンである時間が所定の最小値を下回るとき平滑化コンデンサでの電圧の最大値が低減される。これは特に位相ゲーティング調光器での駆動中、大きなゲーティング位相角（サイリスタ導通角）で暗電流および電流の流れる素子での損失が低減されるので有利である。

本発明の方法では有利には、さらなるステップで負荷が調光器で駆動されているかまたは持続的な給電が行われているかが判別される。持続的な給電とは交流電圧が持続的かつ安定して負荷の入力側に印加されていることを指す。このときには前述の電流路は持続的にオフにされ、アップコンバータ動作は不活性化される。

本発明の方法は本発明の回路によって実行される。本発明によれば例えば調光動作中にパワースイッチ（調光器のＴｒｉａｃ）が導通していなくとも調光器の時間素子の充電が可能となる。さらに制御回路が設けられ、負荷の容量性入力側の電圧が検出され、電流路が相応にオンオフされる。また有利には電源側の整流器前方の負荷が３つの抵抗を介して電源電圧のシミュレーション値を形成する。

本発明の回路の１つの実施形態によれば、給電部によって形成された信号が評価されて負荷の電力消費を制御する信号が形成される。これにより負荷動作が可変の給電部に適合するように制御される。

本発明の有利な別の実施形態では、コンバータはアップコンバータである。回路の電流路は有利には制御回路によって駆動制御されるトランジスタを介して形成される。アップコンバータは、本発明によれば、負荷への給電後に平滑化コンデンサでの電圧が設定された最大値へ達するまで動作する。これにより負荷の平滑化コンデンサでの過負荷が回避され、全体としてランプの寿命が延長される。障害的な影響、例えば調光器での減衰をさらに低減するために、負荷の入力側をコンバータ前方で短絡してコンバータを迂回する。すなわち本発明によれば整流器とコンバータとのあいだにインタフェース回路が接続され、電源から負荷への給電が行われない場合に短絡が形成される。ここではインタフェース回路は有利にはデカップリングダイオードを介してコンバータから分離されており、コンバータからはインタフェース回路を介した放電過程は生じない。

以下に本発明を幾つかの実施例に則して詳細に説明する。

位相ゲーティング調光器での負荷駆動のための回路装置の例が図１に示されている。図示されているように、この回路では負荷であるランプＣＦＬが交流電源電圧ＶＳによって駆動される。ランプＣＦＬは電圧源ＶＳから位相ゲーティング調光器を介してポイントＮとポイントＰとのあいだで給電される。位相ゲーティング調光器は負荷へ周期的な給電電圧を送出し、この電圧は半周期ごとに時間遅延され、パワースイッチＴｒｉａｃの点弧により時間素子を介してイネーブルされる。時間素子はＤｉａｃ、制御可能な時間抵抗ＴＲ、時間コンデンサＴＣから成る。パワースイッチＴｒｉａｃおよび時間素子のＤｉａｃ，ＴＲ，ＴＣのほか、調光器には通常はスパーク障害を防ぐ保護素子ＦとキャパシタンスＣおよびインダクタンスＬとが設けられている。

本発明の方法は回路技術的にはアップコンバータの配置を基礎としている。このアップコンバータは図２では統合型のランプ点灯装置の一部として、コンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ１、チョークＬ１、およびトランジスタＴ１として実現されたスイッチから形成される。ランプは整流器ＧＬを有しており、この整流器を介してコンデンサＣ２すなわち負荷の容量性入力側がチョークＬ１から充電される。コンデンサＣ２は冒頭に言及したインバータ回路ＩＮＶを介してランプＣＦＬに給電を行う。制御回路ＢＣＣの出力側ＧＤの駆動制御によってコンデンサＣ２はトランジスタＴ１を介して給電される。

回路は次のように動作する。交流電源電圧は整流器ＧＬでパルス直流電圧へ変換される。正の線路へ直列にチョークＬ１の１次コイルが付加的な２次コイルとともに接続されている。２次コイルはチョークＬ１の減磁作用の識別のために使用される。

トランジスタＴ１はオン状態でチョークＬ１の電流を設定された値まで上昇させる。この値はトランジスタに直列接続された抵抗Ｒ４で測定される。トランジスタＴ１を通る電流は制御回路ＢＣＣの入力側ＴＣＳにおいて抵抗Ｒ４での電圧降下として検出され処理される。

ダイオードＤ１はトランジスタＴ１のオフ後、チョークＬ１に印加される電流をこのチョークが完全に消磁されるまでコンデンサＣ２へ導通する。こうした減磁作用は制御回路ＢＣＣの入力側ＬＣＳに接続されたチョークＬ１の２次コイルにより検出される。

以下に詳細に説明する制御回路ＢＣＣは、本発明によれば、出力側ＧＤを介してトランジスタＴ１のオンオフを制御する。この制御回路には例えば抵抗Ｒ５を介してエネルギが給電されるが、もちろん他の回路を用いて制御回路ＢＣＣのための充分な給電電圧を調製することもできる。

抵抗Ｒ６，Ｒ７により分圧比Ｒ６／Ｒ７に相応にコンデンサＣ２の電圧が検出され、制御回路ＢＣＣの入力側ＣＶＳに印加される。

抵抗Ｒ１〜Ｒ３は制御回路ＢＣＣの入力側ＤＡＳに印加される瞬時の電源電圧のシミュレート値を供給する。これにより電源電圧の位相角が検出される。

整流器の出力側では電源電圧のゼロ交差が場合により生じるフィルタコンデンサＣ１での残留電圧または整流器ＧＬでの寄生容量のために確実に検出できないことがある。整流器の電源側の２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２の端子により、印加される入力電圧、特にゼロ交差がフィルタコンデンサの障害またはスパーク障害とは無関係に検出可能となる。

制御回路ＢＣＣの出力側ＤＬを介して位相角に比例する大きさの信号が供給される。これは、外部の調光器によって形成されて抵抗Ｒ１〜Ｒ３および入力側ＤＡＳを介して検出された電源電圧の位相角を表している。この信号は詳細には図示されていない適切なインバータにおいて、調光器での位相角に依存したランプ電流ひいてはランプ輝度の開制御または閉ループ制御に用いられる。

回路のさらなる動作を図３に則して説明する。ここには位相ゲーティング調光器によって調製された抵抗Ｒ３での電源電圧Ｕ（Ｎ）、抵抗Ｒ７での電圧Ｕ（ＣＶＳ）、電源電圧をシミュレートした入力側ＤＡＳでの電圧Ｕ（ＤＡＳ）、およびトランジスタＴ１の駆動制御に用いられる出力側ＧＤの電圧Ｕ（ＧＤ）が示されている。

電源電圧の半波の終了時、時点ｔ１で制御回路ＢＣＣの入力側ＤＡＳの電圧Ｕ（ＤＡＳ）は０となる。これに応じて制御回路ＢＣＣは出力側ＧＤを介してトランジスタＴ１をターンオンする。トランジスタひいては抵抗Ｒ４を通って流れる負荷電流のないフェーズｔａでは、電源側に存在する調光器に含まれるＴｒｉａｃ（図１を参照）が位相ゲーティングによりまだターンオンされていないので、トランジスタＴ１のオン状態は持続する。

トランジスタのオン状態により調光可能な本発明のランプは調光器にとって白熱灯（図１のランプＣＦＬ）などのような低オームの負荷と見なすことができる。電流路ＧＬ，Ｌ１，Ｔ１，Ｒ４を介して調光器に存在する時間素子の時間抵抗ＴＲにより時間コンデンサＴＣが充電される。これはランプがフェーズｔａでエネルギすなわちフィルタコンデンサへの充電電流を収容しなくともＴｒｉａｃがＤｉａｃによって点弧されるまで行われる。したがってフェーズｔａのあいだは調光器の時間素子ＴＲ、ＴＣの機能にとって必要な小さな電流しか流れない。調光器を介して（Ｐ−Ｎにかかる）電源電圧ＶＳ全体が実際にはいわば阻止電圧となる。

調光器のＴｒｉａｃが点弧される時点ｔ２では調光器を通って電流が流れ、調光可能なランプＣＦＬの入力側に電源電圧が印加される。この調光器を介してＰ−Ｎにかかる電圧はほぼ０となる。Ｔｒｉａｃの物理特性は点弧パルスなしに導通状態を維持するために最小電流いわゆるホールド電流を必要とする。このホールド電流が下方超過されるとＴｒｉａｃは再び消弧し、調光器内部の時間素子をＤｉａｃを介して相応に調整する際に新たな点弧パルスがＴｒｉａｃの制御入力側へ印加されてしまい、電流は生じなくなる。半波期間内にＴｒｉａｃを複数回点弧するとランプのフリッカが目につくようになる。これは特に上述の再点弧が１つおきの半波で行われるときに著しい。

本発明によればこの回路装置は時点ｔ２で周知のアップコンバータと同様に動作を開始する。素子Ｌ１，Ｔ１，Ｒ４はここでは調光可能なランプＣＦＬから収容される電流の時間ｔｂでの平均値が一般に調光器で使用される全てのＴｒｉａｃのホールド電流の値よりも大きくなるように設計されている。これによりＴｒｉａｃの消弧は回避される。時間ｔｂ中、回路装置がアップコンバータとして動作することにより平滑化コンデンサＣ２が充電され、電圧Ｕ＿Ｃ２は線形に上昇する。

時点ｔ３で、分圧器Ｒ６／Ｒ７で取り出される電圧Ｕ（ＣＶＳ）が設定可能な最大値Ｕ＿ＣＶＳｍａｘに達している。この最大値Ｕ＿ＣＶＳｍａｘはコンデンサＣ２の電圧負荷耐性、インバータに含まれるスイッチングエレメントの電圧負荷耐性、分圧比Ｒ６／Ｒ７、スイッチング閾値ＵＤＣ４またはＵＳＵＢ、および信号ＤＬから定められる。

本発明によれば、時点ｔ３でこの回路装置のアップコンバータとしての動作は終了し、トランジスタＴ１は新たなサイクルが開始されて電源電圧が次にゼロ交差するまでオフ状態のままにとどまる。フェーズｔｃで調光器のＴｒｉａｃは消弧するが、ランプＣＦＬの駆動には何の影響もない。なぜなら平滑化コンデンサＣ２が充分な電圧まで充電されており、インバータＩＮＶおよび蛍光灯ＣＦＬにエネルギを供給できるからである。

アップコンバータ動作によりフィルタコンデンサは調光器内で非対称性が生じても（つまり正の半波の角度と負の半波の角度とが異なっていても）、全ての半波について同じ値まで充電される。したがって本発明によれば電源電圧の周波数によるフリッカ現象は発生しない。

本発明は負荷を調光器なしに駆動する場合にも適用可能である。この場合には従来の回路では電源電流の高調波に関するルールを守ることができなかった。本発明では電源電圧がゼロ交差するたびにただちに（フェーズｔａなしで）アップコンバータ動作が開始される。フェーズｔｂは位相角９０°でランプに電流が流れるまえに早期に終了される。相応の規格ＥＮ６１０００−３−２には９０°を超えてからの電流について記載されている。

本発明の制御回路ＢＣＣは調光器が存在しているか、それともランプが直接に電源電圧で駆動されているかを識別する。図４には調光器が存在しないときの、アップコンバータを不活性化したランプ動作への移行の様子が示されている。

調光器が存在しないとき、本発明によれば、トランジスタＴ１は複数の半波にわたってオフ状態とされ（フェーズｔｃのみが行われ）、直接の充電電流がダイオードＤ２を介して電源回路網からコンデンサＣ２へ流れる。コンデンサはこんにち使用されている調光不能のランプにおけるのと同様に上述のルールを満足するように設計しなければならない。

図５には本発明の方法を実行する回路装置が示されている。この回路装置は次のように動作する。

動作開始時にメモリ回路であるフリップフロップＦＦ１，ＦＦ２がセットされ、出力Ｑ１，Ｑ２が論理１を取る。比較器Ｋ３の出力側ははじめは同様に論理１を取る。なぜならローパスＡＶ１に含まれるコンデンサがまだ充電されておらず、そのためにローパスＡＶ１の出力側で電圧が得られないからである。

前提条件Ｇ１Ｅ１＝Ｇ１Ｅ２＝Ｇ１Ｅ３＝１によりＡＮＤゲートＧ１の出力Ｇ１Ａは論理１となり、制御回路の出力ＧＤも同様に１となる。トランジスタＴ１はターンオンされる。

素子ＧＬ，Ｌ１，Ｔ１，Ｒ４を通って電流が流れはじめると、入力側ＴＣＳひいては比較器Ｋ１の正の入力側での電圧が上昇する。入力側ＴＣＳでの電圧が比較器Ｋ１の負の入力側の設定された電圧ＤＣ１を上回ると、比較器Ｋ１の出力電圧は急激に上昇する。微分器ＤＩＦＦ１によりこの上昇分が短いパルスへ変換される。このパルスによりフリップフロップＦＦ１が入力側Ｒ１を介してリセットされ、その出力側Ｑ１が０となる。これによりＡＮＤゲートＧ１の入力側Ｇ１Ｅ１を介してトランジスタＴ１がオフとなる。これは出力側ＧＤも０となるためである。これに代えてトランジスタＴ１を設定された時間にわたってオン状態とすることもできる。比較器に代えてこのために相応の時間回路を設けてもよい。

チョークＬ１の減磁作用はチョークＬ１の２次コイルを介して検出される。この２次コイルで形成された信号は入力側ＬＣＳを介して微分器ＤＩＦＦ２へ供給され、その出力側にチョークＬ１の電流が０となるときに短いパルスが送出される。この短いパルスはフリップフロップＦＦ１の入力側Ｓ１をセットして出力側Ｑ１を１とし、ＡＮＤゲートＧ１および出力側ＧＤを介してトランジスタＴ１を新たにターンオンする。

本発明によれば上述のアップコンバータとしての回路トポロジの動作はＡＮＤゲートＧ１の２つの入力側Ｇ１Ｅ２，Ｇ１Ｅ３を介して本発明の方法にしたがって制御される。

動作の開始時にフリップフロップＦＦ２の出力側Ｑ２は１となっている。上述のアップコンバータとしての回路トポロジの動作（フェーズｔｂ）により平滑化コンデンサＣ２での電圧、ひいては制御回路の入力側ＣＶＳでの電圧は上昇する。

入力側ＣＶＳでの電圧が設定値ＤＣ４を上回ると、比較器Ｋ４の出力側は０から１へ切り換えられる。この状態変換は微分器ＤＩＦＦ４により短いパルスへ変換され、フリップフロップＦＦ２の入力側Ｒ２へ入力される。これによりフリップフロップＦＦ２はリセットされて出力側Ｑ２は０となり、ＡＮＤゲートＧ１の入力側Ｇ１Ｅ３も同様に０となる。ＡＮＤゲートＧ１の出力側Ｇ１ＡによりトランジスタＴ１はフリップフロップＦＦ２が次の時点ｔ１で再セットされるまで確実にオフとなる（フェーズｔｃ）。

入力側ＤＡＳでの電圧（ランプＣＦＬの入力電圧に比例する電圧）が電源電圧の半波の終了時に設定された閾値電圧ＤＣ２よりも小さくなる場合、比較器Ｋ２の出力側は１から０へ切り換えられる。この状態変換は微分器ＤＩＦＦ３により短いパルスへ変換される。このパルスはフリップフロップＦＦ２の入力側Ｓ２をセットする。これにより出力側Ｑ２は１となり、Ｇ１Ｅ１およびＧ１Ｅ２へも相応の入力電圧があるのでＡＮＤゲートＧ１の出力側は再び１となる。フェーズｔｃで要求されていたＡＮＤゲートＧ１の阻止はフリップフロップの出力側Ｑ２からＡＮＤゲートＧ１の入力側Ｇ１Ｅ３への出力により解除される。

比較器Ｋ２の出力信号は付加的にローパスＡＶ１へ供給され、これによりローパスＡＶ１の出力電圧は調光器で生じる位相角に比例する。ローパスＡＶ１の出力側の平滑化信号はインバータＩＮＶに対する制御回路の出力側ＤＬに送出され、これにより所望の光電流が得られる。

比較器Ｋ３によりランプＣＦＬが調光器で駆動されているか否かが検出される。全電源電圧がランプＣＦＬに印加されていればローパスＡＶ１の出力電圧は最大となる。このときローパスＡＶ１の出力電圧は設定された閾値電圧ＤＣ３よりも大きくなるので、比較器の出力は０となる。比較器Ｋ３の出力信号はＡＮＤゲートＧ１の入力側Ｇ１Ｅ２に印加されるため、この信号が存在するときＡＮＤゲートＧ１の出力Ｇ１Ａは確実に０となり、トランジスタＴ１はＡＮＤゲートＧ１ひいては出力側ＧＤによりターンオンされない。

ランプが調光器で駆動されているときは１００％の輝度が設定されていても最小位相角が発生する。これによりローパスＡＶ１の出力電圧は設定値ＤＣ３を下回って低下し、比較器Ｋ３の出力側は１となる。こうしてランプＣＦＬが調光器によって駆動されるとき、ＡＮＤゲートＧ１の阻止は比較器Ｋ３の出力により解除される。

前述のランプＣＦＬの調光方法をさらに改善するために、位相角が設定値よりも大きくなるときにコンデンサＣ２の電圧の設定最大値Ｕ＿ＣＶＳｍａｘを緩慢に低減する。この場合コンデンサＣ２がダイオードＤ２を介して電源回路網からの直接に充電されることが確実に回避されるように考慮しなければならない。いずれの駆動状態においてもコンデンサＣ２の電圧は電源電圧の瞬時値よりも大きくなければならない。

この手法に相応する制御回路の実施例が図６に示されている。図５に示されている回路の構成との相違点は、比較器Ｋ４に一定の基準値ＤＣ４が供給されず、位相角に依存する電圧が供給されることである（図７を参照）。

減算器ＳＵＢでは、位相角が設定値より大きくなるとき、基準値ＤＣ４によって設定されるコンデンサＣ２の電圧の最大値から位相角に依存する値が減算される。このために信号ＤＬが使用される。なぜならローパスＡＶ１の出力電圧は位相角が増大するにつれて低下するからである。

図７には位相角が９０°より大きくコンデンサＣ２の電圧が低減される場合の減算器ＳＵＢの出力電圧が位相角に依存して示されている。

比較器Ｋ４に供給される最大電圧Ｕ＿ＣＶＳｍａｘに対する基準値Ｕ_ＳＵＢがどの位相角で低減されるかは、電圧ＤＣ４およびＵ（ＤＬ）の変化によって定められる。分圧比Ｒ６／Ｒ７によりコンデンサＣ２の実際の最大電圧を調整することができる。例えば信号ＤＣ４が低減されれば、位相角が９０°より大きくなってはじめて電圧Ｕ_ＳＵＢが低減される。

上述の回路装置は本発明の方法を技術的に実現するための実施例の１つである。前述の方法を適用可能であればもちろん他の回路装置を使用することもできる。

本発明によれば時間素子を調光器のパワースイッチの非導通状態においても（つまり負荷に電源電圧がかかっていないときにも）動作させることができる。これは電力供給のない場合に本来の負荷が時間素子に対して存在しないと見なせることを意味する。負荷内の本発明の回路装置は低オームの電流路となっている。調光器のパワースイッチの点弧過程は時間抵抗ＴＲおよび時間コンデンサＴＣ（図１を参照）によってのみ定義される。したがって位相シフトが発生して点弧時点が電源電圧の半波のいずれかの方向へずれ、ランプに望ましくないフリッカ現象が生じることが回避される。

本発明によればアップコンバータには分離型のインタフェース回路を前置接続することができる。このインタフェース回路は、トランジスタＴ１およびチョークＬ１がフェーズｔａで橋絡され、負荷が電源端子に対して短絡されるように構成されている。これによりＴｒｉａｃが点弧されない場合、電流路はチョークＬ１およびトランジスタＴ１および抵抗Ｒ４を介さずに時間素子の充電に用いられる。こうして負荷または前置接続された電子機器の障害、ひいてはこれに起因する望ましくないフリッカ現象が回避される。

インタフェース回路を使用した回路装置の実施例が図８に示されている。

本発明のインタフェース回路は図８に示されている実施例では抵抗Ｒ１〜Ｒ３，ダイオードＤ３，抵抗Ｒ８〜Ｒ１０，およびトランジスタＴ２，Ｔ３から形成されている。トランジスタＴ２のスイッチング区間は平滑化コンデンサＣ１に並列に、かつデカップリングダイオードＤ３に直列に延在している。第１のトランジスタＴ２は負荷の給電入力側を短時間だけ閉鎖する。第２のトランジスタＴ３は第１のトランジスタＴ２のオンオフに用いられるため、そのコレクタが抵抗Ｒ９を介して第１のトランジスタＴ２のベースに接続されている。第２のトランジスタＴ３のスイッチング区間は抵抗Ｒ９および第１のトランジスタＴ２の制御区間から成る直列回路に並列に延在している。ここでは第２のトランジスタＴ３が第１のトランジスタＴ２をオンオフする。このように一方のトランジスタは他方のトランジスタのターンオンによってターンオフされる。

回路の機能は次のようになっている。トランジスタＴ２は本発明によればフェーズｔａのあいだだけオンとなり、オン状態でブリッジ整流器ＧＬを介して２つの電源入力端子のあいだを短絡させる。ダイオードＤ３のフォワード動作により、トランジスタＴ２のオン状態でコンデンサＣ２まで短絡されてしまうことは阻止される。トランジスタＴ２をブリッジ整流器ＧＬの出力側に配置することにより、負荷であるランプＣＦＬの入力インピーダンスは交流電源電圧ＶＳの正の半波でも負の半波でも最小値すなわち短絡の値まで低減される。

抵抗Ｒ１〜Ｒ３により回路の瞬時の入力電圧のシミュレーション値が形成され、これが抵抗Ｒ１０を介してトランジスタＴ３のベースへ印加される。

抵抗Ｒ１，Ｒ２を本発明にしたがって電源側に接続することにより、場合によって生じるフィルタキャパシタンスまたは寄生容量に無関係に、電源入力電圧のゼロ交差（極性反転）の確実な検出が保証される。

トランジスタＴ２はトランジスタＴ３のオフのあいだ抵抗Ｒ８，Ｒ９を介してオンとなる。トランジスタＴ３が抵抗Ｒ３での充分に大きな正の電圧降下により抵抗Ｒ１０を介してオンとなる場合、トランジスタＴ２は図３の時点ｔ２でオフとなる。ここで抵抗Ｒ９，Ｒ１０はトランジスタＴ２，Ｔ３の切り換え特性の改善に寄与する。

トランジスタＴ３の反転機能により、トランジスタＴ２はつねに図３のフェーズｔａのあいだ、つまり電源電圧ＶＳの瞬時値が調光器を介して印加され、調光器内にスイッチング素子として設けられたＴｒｉａｃが非導通状態であるあいだ、オンとなる。調光器内のＴｒｉａｃが点弧されて（図３の時点ｔ２）これにより交流電源電圧ＶＳの瞬時値が負荷であるランプＣＦＬへ印加されると、ただちにトランジスタＴ２はオフとなり、コンデンサＣ１がダイオードＤ３を介してランプＣＦＬの入力電圧のピーク値へ充電される。

位相ゲーティング調光器でのランプ駆動用回路装置を示す図である。 本発明の方法を実現する回路装置の第１の実施例を示す図である。 ａ）位相ゲーティング調光器によって調製される定格電圧の特性、ｂ）ランプにかかる電圧の特性、ｃ）アップコンバータでスイッチとして駆動制御されるトランジスタの制御入力側の電圧の特性の時間関数を示すグラフである。 図３のパラメータの別の時間特性を示すグラフである。 本発明の方法を実現する回路装置の第２の実施例を示す図である。 本発明の方法を実現する回路装置の第３の実施例を示す図である。 電力消費を制御するために位相ゲーティング調光器で発生した位相角の関数としてランプで使用される出力電圧の特性を示したグラフである。 インタフェース回路を統合した本発明の回路装置を示す図である。

符号の説明

ＣＦＬ ランプ
ＶＳ 電源交流電圧
ＴＣ 時間コンデンサ
ＴＲ 時間抵抗
Ｆ 保護素子
Ｃ キャパシタンス
Ｌ インダクタンス
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ７ 抵抗
Ｌ１ チョーク
ＧＬ 整流器
Ｔ１ トランジスタ
ＩＮＶ インバータ回路
ＢＣＣ 制御回路

Claims (9)

1. 少なくとも交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）と直列接続されて、交流電源（ＶＳ）に接続されるように構成された調整回路であって、
   前記調整回路は少なくとも整流器（ＧＬ）を有し、
   前記整流器の入力（〜，〜）は前記交流スイッチの一端および前記交流電源の一端と結合され、
   前記整流器の出力（＋，−）には、少なくともスイッチ（Ｔ１）が並列接続され、かつ、容量性負荷（Ｃ２）とダイオード（Ｄ１）との直列回路がさらに並列接続され、
   ただし、前記ダイオード（Ｄ１）の向きは前記スイッチ（Ｔ１）がオンしたときに前記容量性負荷（Ｃ２）の放電を阻止する向きである、
   調整回路であって、
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）がオフしているときは、前記スイッチ（Ｔ１）がオンすることにより、前記整流器（ＧＬ）の出力が短絡され、
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）がオンしたときに、前記スイッチ（Ｔ１）がオフに切り換わることにより、前記ダイオード（Ｄ１）を介して前記容量性負荷（Ｃ２）を充電する
   ことを特徴とする調整回路。
2. 前記スイッチ（Ｔ１）は前記整流器（ＧＬ）の入力電圧（ＵＤＡＳ）に依存してオンオフされる、請求項１記載の調整回路。
3. 前記整流器（ＧＬ）と前記容量性負荷（Ｃ２）とのあいだにアップコンバータが設けられている、請求項１または２記載の調整回路。
4. 前記整流器（ＧＬ）の出力の一端（＋）と、前記ダイオード（Ｄ１）および前記スイッチ（Ｔ１）の接続点とのあいだに、チョーク（Ｌ１）が配置されており、前記アップコンバータが前記チョーク（Ｌ１），前記スイッチ（Ｔ１）、前記ダイオード（Ｄ１）および前記容量性負荷（Ｃ２）から構成される、請求項１から３までのいずれか１項記載の調整回路。
5. 前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）がオンしているあいだ、前記スイッチ（Ｔ１）がオンオフを繰り返して、前記容量性負荷（Ｃ２）の電圧を所定の最大値（Ｕ＿Ｃ２ｍａｘ）まで昇圧充電する、請求項４記載の調整回路。
6. 前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）が半導体スイッチであって、前記スイッチ（Ｔ１）がオンオフを繰り返しているあいだ、前記半導体スイッチに流れる平均電流が該半導体スイッチのホールド電流以上である、請求項５記載の調整回路。
7. 前記請求項１から６までのいずれか１項記載の調整回路を有しており、前記容量性負荷（Ｃ２）の両端にインバータ（ＩＮＶ）の入力が接続され、前記インバータの出力に交流ランプ（ＣＦＬ）が接続されている
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）が半導体スイッチであって、抵抗（ＴＲ）およびコンデンサ（ＴＣ）から形成される直列回路と前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）とが並列接続されており、前記コンデンサ（ＴＣ）の充電電圧に依存して前記交流スイッチが位相制御される
   ことを特徴とするランプ用の電気点灯装置。
8. 少なくとも交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）と直列接続されて、交流電源（ＶＳ）に接続されるように構成された調整回路であって、
   前記調整回路は少なくとも整流器（ＧＬ）を有し、
   前記整流器の入力（〜，〜）は前記交流スイッチの一端および前記交流電源の一端と結合され、
   前記整流器の出力（＋，−）には、少なくともスイッチ（Ｔ１）が並列接続され、かつ、容量性負荷（Ｃ２）とダイオード（Ｄ１）との直列回路がさらに並列接続され、
   ただし、前記ダイオード（Ｄ１）の向きは前記スイッチ（Ｔ１）がオンしたときに前記容量性負荷（Ｃ２）の放電を阻止する向きである、
   調整回路であって、
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）がオフしているときは、前記スイッチ（Ｔ１）がオンすることにより、前記整流器（ＧＬ）の出力が短絡され、
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）がオンしたときに、前記スイッチ（Ｔ１）がオフに切り換わることにより、前記ダイオード（Ｄ１）を介して前記容量性負荷（Ｃ２）を充電し、
   前記整流器（ＧＬ）の出力の一端（＋）と、前記ダイオード（Ｄ１）および前記スイッチ（Ｔ１）の接続点とのあいだに、チョーク（Ｌ１）が配置されており、前記アップコンバータが前記チョーク（Ｌ１），前記スイッチ（Ｔ１）、前記ダイオード（Ｄ１）および前記容量性負荷（Ｃ２）から構成され、
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）がオンしているあいだ、前記スイッチ（Ｔ１）がオンオフを繰り返して、前記容量性負荷（Ｃ２）の電圧を所定の最大値（Ｕ＿Ｃ２ｍａｘ）まで昇圧充電し、
   前記交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）が半導体スイッチであって、前記スイッチ（Ｔ１）がオンオフを繰り返しているあいだ、前記半導体スイッチに流れる平均電流が該半導体スイッチのホールド電流以上であり、
   前記交流スイッチのオン期間の長さが設定された最小値を下回る場合には、前記容量性負荷（Ｃ２）の電圧を前記所定の最大値より低い電圧まで充電する
   ことを特徴とする調整回路。
9. 少なくとも交流スイッチ（Ｔｒｉａｃ）と直列接続されて、交流電源（ＶＳ）に接続されるように構成された調整回路の制御方法であって、
   前記調整回路は少なくとも整流器（ＧＬ）を有し、
   前記整流器の入力（〜，〜）は前記交流スイッチの一端および前記交流電源の一端に、それぞれ接続され、
   前記整流器の出力（＋，−）には負荷が結合されている
   調整回路の制御方法であって、
   前記負荷は、前記交流スイッチがオフのときは短絡され、前記交流スイッチがオンに切り換わると容量性負荷となる
   ことを特徴とする調整回路の制御方法。

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