JP2697856B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は調光可能な放電灯点灯装置に関するものであ
る。

［従来の技術］ 放電灯を調光するインバータ式の放電灯点灯装置とし
ては第12図に示すようにインバータ回路１の出力と放電
灯２との間に直列（或いは並列）にインピーダンス要素
Ｚ（或いはＺ′）を挿入し、インピーダンス要素Ｚ（或
はＺ′）に並列（直列）に接続したスイッチ要素SW
₁（或いはSW₂）をオン／オフすることにより、放電灯２
への供給電力を制御する点灯装置がある。

第13図はこの従来例の具体回路を示しており、インバ
ータ回路１はコンデンサC₁,C₂、チョークコイルCH₁から
なる雑音防止回路を介して接続した交流電源ACをダイオ
ードブリッジからなる全波整流器DBで整流し更にコンデ
ンサC₃で平滑して得られる直流で動作するもので、所謂
フッシュプル式の自励インバータ回路を構成しており、
定電流用チョークコイルCH₂と、起動抵抗R₁と、ベース
抵抗R₂,R₃、スイッチング用トランジスタQ₁,Q₂、発振ト
ランスOTと、発振トランスOTの巻線n₁,n₂とで共振回路
を構成するコンデンサC₄等で構成され、巻線n₃で昇圧し
た高周波電圧を負荷である放電灯２に印加して始動さ
せ、発振トランスOTのリーケジインダクタンスにより点
灯を維持するようになっている。尚発振トランスOTの巻
線n₄はトランジスタQ₁,Q₂への帰還信号を作るための帰
還巻線であり、巻線n₅はトランジスタQ₁,Q₂のベース電
源用で、出力はダイオードD₁で整流され、コンデンサC₅
で平滑される。抵抗R₄は限流用抵抗である。

又チョークコイルCH₃は第12図に於けるインピーダン
ス要素Ｚに対応するもので、予熱トランスT₁,T₂の１次
巻線を介して放電灯２に直列に接続されている。スイッ
チSWは第12図のスイッチ要素SW₁に相当するもので、チ
ョークコイルCH₃と予熱トランスT₁,T₂の１次巻線との直
列回路に並列接続してある。

第14図は別の従来例の概略構成を示しており、この従
来例はインバータ回路１の周波数を周波数変換器４で変
化させるもので、例えばインピーダンス要素Ｚをインダ
クタンスＬとし、インバータ回路１の発振周波数をｆと
すると、 |Z|＝２πfLとなり、このインピーダンス要素Ｚの値
が周波数ｆにより変化することとなり、放電灯２への電
力供給を変化できるのである。

第15図はこの従来例の具体回路を示し、この従来例の
インバータ回路１は交流電源ACをダイオードD₂,D₃で倍
電圧整流してコンデンサC₆,C₇で平滑して得られた直流
で動作するようになっており、所謂ハーフブリッジの他
励式インバータ回路を構成し、放電灯２にはインピーダ
ンス要素Ｚに相当するチョークコイルCH₄と、コンデン
サC₉よりなる直列共振回路で昇圧した電圧を印加して始
動させ、始動後はチョークコイルCH₄のインダクタンスL
₄で限流された状態で点灯を維持する。

インバータ回路１の発振周波数は周波数変換器と発振
制御回路とを兼ねた制御回路３により可変されるように
なっており、この制御回路３はスイッチングレギュレー
タ等に用いる汎用ICからなる発振回路3a（例えばμPC49
4）と、周辺の出力用回路素子のインバータIC₂,IC₃、MO
S−FETQ₅,Q₆等とからなり、発振回路3aの時定数回路を
コンデンサC₀とともに構成する可変抵抗VRを変化させる
ことにより発振周波数を変えることができるようになっ
ている。尚図中、Q₃,Q₄はインバータ回路１のスイッチ
ング用MOS−FET、T₃,T₄はMOS−FETQ₃,Q₄にゲート信号と
して制御回路３の出力を与えるための駆動トランスであ
り、一次側端子a,b,cは制御回路３の出力端子a,b,cに対
応する。

［発明が解決しようとする課題］ ところで上述した従来例には次のような問題がある。

つまり第12図従来例では例えばインダクタンスＬから
なるインピーダンス要素Ｚを放電灯２に直列に挿入して
いる場合には、スイッチ要素SW₁をオフからオンに切り
換える場合、オフ状態でインピーダンス要素Ｚに流れて
いた電流ｉが急にスイッチ要素SW₁を介して流れるた
め、インダクタンスＬに蓄積されていた1/2Li²なるエネ
ルギーがスイッチ要素SW₁を介して急激に放出される。
つまりスイッチ要素SW₁に過大なストレスが印加され
る。

一方スイッチ要素SW₁をオンからオフに切り換える場
合には放電灯２に流れていた最大供給の電流がインピー
ダンス要素Ｚに制限され、その制限された電流が流れる
状態へ移行する。

ここでスイッチ要素SW₁が機械接点から構成されてい
る場合、微少な開きから徐々に大きく開離されるため、
いままでスイッチ要素SW₁により短絡されていたインピ
ーダンス要素Ｚはインダクタンスよりなるため、過渡時
にインピーダンスが非常に大きなものとなる。つまり接
点間には過大な電圧が過渡時に印加されるということに
なる。

従って接点間の距離が微小な時には過大電圧が印加さ
れると、接点間にアーク放電が発生し、接点を傷めると
いう問題がある。また電流が高周波である場合、アーク
放電の発生確率が高く接続時間も長いため、特に接点を
傷め易い。

更にまたスイッチ要素SW₁としてトランジスタ等の半
導体スイッチを用いた場合には半導体スイッチの動作過
渡時にスイッチ両端に過大な電圧が印加され、素子破壊
を招くという恐れがある。

このような問題点を回避するためには放電灯２へのイ
ンバータ回路１からの電力供給を切り換え時に停止させ
インピーダンス要素Ｚ（Ｚ′）及び放電灯２での蓄積エ
ネルギが充分に低くなる程度）、その後スイッチ要素SW
₁（SW₂）を動作させ、再度放電灯２へインバータ回路１
からの高周波電力を印加するような方法をとることも提
案されているが、この場合も切り換え時に放電灯２が一
度オフ状態を通過するため、放電灯２の電力切り換えが
スムーズでないという問題がある。第13図の具体回路で
はスイッチSWのストレスを低減するために交流電源ACを
一旦オフ状態にして切り換えを行っている。

またインピーダンス要素Ｚ（Ｚ′）に流れる電流或い
は電圧位相を検出してスイッチ要素SW₁（SW₂）を切り換
え、スイッチ要素SW₁（SW₂）のストレスを低減すること
も可能であるが、その電流、電圧位相の検出とスイッチ
要素SW₁（SW₂）の制御、動作が非常に複雑となるという
問題がある。

本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その
目的とするところは調光のためのインピーダンス要素の
切り換えをスムーズに行い、そのインピーダンス要素の
切り換え素子へのストレスを低減し、更にインバータ回
路の発振周波数を変えることなく調光制御が行える放電
灯装置を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明は同一動作周波数で他励式の複数のインバータ
回路を備え、順次後段のインバータ回路の出力をインピ
ーダンス要素を介して前段のインバータ回路の出力に接
続し、これらインバータ回路の動作を切り換えることに
より、インバータ部から放電灯への供給電力を制御する
ものである。

［作用］ 而して本発明放電灯点灯装置では複数のインバータ回
路を切り換えてインバータ回路の出力に直列挿入される
インピーダンス要素により放電灯の電力制御を行うの
で、切り換えポイントを注意することなく調光切り換え
を行うことができるのである。

［実施例］ 第１図は本発明の実施例の概略構成を示し、インバー
タ部Ｉを２組のインバータ回路1a,1bと、これらインバ
ータ回路1a,1bで共有された電源用コンデンサC₈等から
なり、各インバータ回路1a,1bはハーフブリッジ型のイ
ンバータを構成する。インバータ回路1aは直列に接続し
たスイッチ素子S₁,S₂と、夫々のスイッチ素子S₁,S₂に並
列に接続したダイオードD₄,D₅とから構成され、またイ
ンバータ回路1bも同様に直列に接続したスイッチ素子
S₃,S₄と、夫々のスイッチ素子Ｓ_3,4に並列に接続したダ
イオードD₅,D₆とから構成され、スイッチ素子S₁,S₂の中
点とS₃,S₄の中点とをチョークコイルCH₅を介して接続し
てある。

これらインバータ回路1a,1bの負荷は放電灯２とコン
デンサC₉との並列回路と、この並列回路に直列接続した
チョークコイルCH₄との直列回路からなる。インバータ
回路1a,1bは交流電源ACを全波波整流器DBで整流し、コ
ンデンサC₁₀で平滑して得られる直流を電源とする。

次のこの回路の動作を説明する。

まずインバータ回路1bが動作し、インバータ回路1aが
動作を停止している場合を考えると、第１図のインバー
タ部Ｉの回路は第２図（ａ）に示す回路となり、通常の
ハーフブリッジ型のインバータ回路を構成する。

ここで放電灯２が点灯していない状態での負荷回路部
のインピーダンスZ₀₂は （但し、ω_X;インバータ回路1bの発振角周波数 L₄;チョークコイルCH₄のインダクタンス） となり、放電灯２の不点灯時の共振周波数f₀₂は で求まる。但し厳密には放電灯２のフイラメントの抵抗
分が入るが無視する。

さて放電灯２が点灯すると、負荷インピーダンスZ₂は （但し、Rla;放電灯２の点灯時のランプインピーダン
ス） となる。

次にインバータ回路1aが動作している場合（インバー
タ回路1bが動作を停止し、スイッチ素子S₃,S₄がオフ状
態）にはインバータ部Ｉは第２図（ｂ）に示すような回
路構成のなる。

まず放電灯２の不点灯時ではインバータ回路1aより見
たインピーダンスZ₀₁は （但し、L₅;チョークコイルCH₅のインダクタンス） で、回路共振周波数f₀₁は となり、放電灯２の点灯時の負荷インピーダンスZ₁は となる。

式、式を比較すると明らかなように、発振周波数
f_X（ω_Ｘ＝２πf_X）のものではインダクタンスL₅の効果
により、 |Z₁|＞|Z₂|となり、 インバータ回路1aの動作時の放電灯２への電流Ila
₁と、インバータ回路1bの動作時の放電灯２への電流Ila
₂とは Ila₁＜Ila₂ 関係となる。

つまりインバータ回路1aの動作か、インバータ回路1b
の動作かによって、放電灯２への供給電力が制御できて
放電灯２の調光ができる。

次にインバータ回路1aとインバータ回路1bとの動作切
り換えはインバータ回路1aと、インバータ回路1bとの動
作を同期させ、インバータ回路1a,1bの切り換えを行う
ことによってスムーズに行える。

第３図はインバータ回路1a,1bの動作切り換えを示す
タイムチャートであって、このタイムチャートによりイ
ンバータ回路1a,1bの切り換え動作を説明する。

まずインバータ回路1aが動作中で、第３図（ａ）に示
すスイッチ素子S₁がオンの時、直流電源＋極→スイッチ
素子S₁→チョークコイルCH₅→コンデンサC₈→チョーク
コイルCH₄→放電灯２及びコンデンサC₉の並列回路→直
流電源−極と電流が流れる。スイッチ素子S₂は第３図
（ｂ）に示すようにスイッチ素子S₁と交互にオンオフす
るもので、スイッチ素子S₂がオンの時にはスイッチ素子
S₁のオン時にコンデンサC₈にチャージされた電荷がコン
デンサC₈→チョークコイルCH₅→スイッチ素子S₂→放電
灯２及びコンデンサC₉→チョークコイルCH₄→コンデン
サC₈と放電される。而して第３図のt₀のポイントで第３
図（ｄ）に示すようにスイッチ素子S₁と並列関係にある
スイッチ素子S₄をオンさせてインバータ回路1aから1bに
切り換えが行なわれるとスイッチ素子_２のオン時のルー
プがコンデンサC₈→インバータ回路1bのスイッチ素子S₄
→放電灯２及びコンデンサC₉の並列回路→チョークコイ
ルCH₄→コンデンサC₈となりコンデンサC₈の放電に何等
問題を生じさせない。またチョークコイルCH₅に流れて
いた電流を急にカットするために生じる過渡応答はダン
パー用のタイオードーD₆,D₃及び電源を介してスルーす
るためスイッチ素子へのストレスは無い［電源電圧（コ
ンデンサC₁₀の両端電圧分）のストレス印加は免れない
が］。第３図（ｃ）はスイッチ素子S₃の動作を示す。

以上によりインバータ回路1a,1bの切り換えがスムー
ズに行えるのである。勿論上記切り換え時点t₀で両イン
バータ回路1a,1bのスイッチ素子S₂,SW₄が同時にオンす
る期間を持つ切り換える場合でも勿論良い。

また上記実施例ではインバータ回路1bの動作時にはイ
ンバータ回路1aの動作を停止させているが、両インバー
タ回路1a,1b間にはチョークコイルCH₅からなるインピー
ダンス要素があるから、インバータ回路1bの動作時には
インバータ回路1aも動作させても良く、この場合インバ
ータ回路1bが優先されて、放電灯２を含む負荷回路に電
力を供給する。

第４図（ａ）（ｂ）は第１図のインバータ回路1a,1b
の動作時のランプ電圧、ランプ電流の概略波形を示して
いる。また第５図は式，の時の放電灯２の不点時の
コンデンサC₉の両端電圧を示し、fxはインバータ遅相動
作の場合である。。

第６図は本実施例の具体回路を示しており、第15図と
同様に倍電圧回路により直流電源を得るもので、スイッ
チ素子S₁〜S₄として、MOSーFETを用いて、各スイッチ素
子S₁〜S₄のスイッチング動作を駆動トランスT₃〜T₆の出
力で制御するようになっている。

制御回路３は第15図回路と同様に基本クロック（周波
数fx）を汎用スイッチングレギュレータ用ICからなる発
振回路3aにて発生させるようになっている。

今調光制御用スイッチSW₀がオンされると、つまり電
源回路3bに接続されたときアンドゲートIC₄,IC₅が動作
し、発振回路3aの基本クロックが夫々MOS−FETQ₅,Q₆の
ゲートに与えられて、これらMOS−FETQ₅,Q₆をオンオフ
させて駆動トランスT₃,T₄の１次側にパルス電流を流
し、この駆動トランスT₃,T₄の２次側にて発生するパル
ス電圧により各スイッチ素子S₁,S₂をオンオフさせる。
一方MOS−FETQ₅,Q₆のゲートに入力する基本クロックは
互いに逆相であり、従ってインバータ回路1aのスイッチ
素子S₁,S₂は交互にオンオフし、インバータ回路1aによ
り放電灯２が調光点灯する。

ここでアンドゲートIC₆,IC₇はインバータIC₈により一
入力が“L"と設定されるため、発振回路3aからの基本ク
ロックをMOS−FETQ₇,Q₈のゲートへ通過させることがで
きず、インバータ回路1b側の駆動トランスT₅,T₆からは
スイッチ素子S₃,S₄のゲートに与えるパルス信号が発生
しない。従ってインバータ回路1bは動作しない。

次に調光制御用スイッチSW₀をオフさせると、上述と
は逆の動作となり、インバータ回路1bのスイッチ素子
S₃,S₄が交互にオンオフし、インバータ回路1bが動作を
開始し、放電灯２は調光点灯から解除される。

この場合調光制御用スイッチSW₀の切り換えのタイミ
ングはインバータ回路1a,1bの動作のタイミングを特に
考慮することなく行え、調光切り換えがスムーズにでき
るのである。

尚第６図中Trは電源回路3b用の降圧トランス、IC₉は
安定化電源用ICであり、また出力端子ａ乃至ｌは駆動ト
ランスT₃乃至T₆の一次側に対応する。

尚上記実施例はハーフブリツジの場合であるが、他励
式のインバータ回路であれば、第７図のようにスイッチ
素子S₁₁,S₁₂を各インバータ回路1a,1bで１個ずつ用いた
インバータ回路を用いてもよい。図中T₀は昇圧トラン
ス、CH₁₀は限流用チョークコイル、L₁₀はインピーダン
ス要素たるインダクタンス、Ｅは駆動用電源である。

或いは第８図のようなチョッパ式のインバータ回路1
a,1bを用いても良い。尚CH₁₁,CH₁₂,CH₁₃はチョークコイ
ル、C₁₁は充電用コンデンサ、S₁₃,S₁₄はスイッチ素子で
ある。

更に第９図に示すようにハーフブリッジ式インバータ
回路1aと、フルブリッジ式インバータ回路1bとを組み合
わせても良い。S₂₁〜S₂₆はスイッチ素子であり、CH₂₀は
インバータ回路1a,1bを接続するインピーダンス要素た
るチョークコイルである。また第10図、第11図に示すよ
うなその他の形式の他励式インバータ回路1a、1bを組み
合わせても良い。尚図中S₃₁,S₃₂、S₄₁,S₄₂は夫々スイッ
チ素子であり、CH₃₀、CH₄₀は夫々インバータ回路1a,1b
を接続するインピーダンス要素を構成するチョークコイ
ルである。

ところで、上記各実施例インバータ回路1a,1b間のイ
ンピーダンス要素Ｚとしてはインダクタンスを用いる
が、例えばコンデンサや抵抗を用いても良い。

［発明の効果］ 本発明は同一動作周波数で他励式の複数のインバータ
回路を備え、順次後段のインバータ回路の出力をインピ
ーダンス要素を介して前段のインバータ回路の出力に接
続し、これらインバータ回路の動作を切り換えることに
より、インバータ部から放電灯への供給電力を制御する
ので、調光切り換えのスイッチ素子へのストレスを考慮
する必要がなく、その為切り換えポイントを注意するこ
となく調光切り換えをスムーズに行うことができ、更に
インバータ回路の動作周波数を変えることなく調光制御
が行うため雑音防止対策が容易に図れるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の概略回路図、第２図（ａ）
（ｂ）は動作説明図、第３図は同上の動作説明用タイム
チャート、第４図は同上のランプ電圧、ランプ電流の波
形図、第５図は同上の放電灯不点灯時における放電灯に
並列接続してあるコンデンサの両端電圧とインバータ回
路の動作周波数の関係特性図、第６図は同上の具体回路
図、第７図乃至第11図は本発明の別の実施例の概略回路
図、第12図は従来例の概略構成図、第13図は同上の具体
回路図、第14図は別の従来例の概略構成図、第15図は同
上の具体回路図である。 1a,1bはインバータ回路、２は放電灯、３は制御回路、C
H₅はチョークコイルである。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】同一動作周波数で他励式の複数のインバー
   タ回路を備え、順次後段のインバータ回路の出力をイン
   ピーダンス要素を介して前段のインバータ回路の出力に
   接続し、これらインバータ回路の動作を切り換えること
   により、インバータ部から放電灯への供給電力を制御す
   ることを特徴とする放電灯点灯装置。