JP2697857B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は調光可能な放電灯点灯装置に関するものであ
る。

［従来の技術］ インバータ点灯装置で、調光を行なう手段としては、
従来より、 インバータスイッチング周波数を可変させる方法
（実公昭59−61500号公報） インバータへの入力電圧を変化させる方法（特公昭
51−16767号公報） インピーダンス可変による調光方式（特公昭58−73
996号公報） 放電灯への電流を周期的に断続する方法（特公昭59
−27498号公報） 等がある。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、従来例には下記のような問題点がある。

上記の場合 インバータスイッチイング周波数を変化させ調光を行
なうため、広域の周波数帯域で電波雑音の対策が必要と
なり、雑音防止フィルターの設計等が複雑でコストアッ
プとなる。

上記の場合 入力電圧制御用トライアックへのラッシュ電流が大き
く、その低域限流用部品を必要とする。

上記の場合 制御可能な可変チョーク（可飽和リアクトル）を必要
とし、且つチョークでのロス（発熱）が大きい。

上記の場合 周期的にランプ電流を断つため、再点灯時、周期ごと
にランプ再起動電圧が必要となる。

本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、
インバータスイッチング周波数を変えることなく調光制
御を行ない、また、更に可変チョーク必要をとせず、ま
た、ランプ電流の休止区間を設けないで、連続調光可能
な放電灯点灯装置を提供することを目的としたものであ
る。

［課題を解決するための手段］ 本発明は、放電灯に対して同一動作周波数で且つ同期
動作する他励式の複数のインバータ回路を備えたインバ
ータ部と、複数のインバータ回路の出力間に配されたイ
ンピーダンス要素と、これらインバータ回路の動作の切
り替えを連続的な時分割制御を行ない放電灯へ連続的な
電力制御を行なう制御手段とを備えたものである。

［作用］ インバータ回路の出力間のインピーダンス要素を介し
て放電灯を点灯させた場合と、上記インピーダンス要素
を介さずに放電灯を点灯させた場合とで、インピーダン
ス要素の有無により放電灯へのランプ電流の値が変わり
放電灯の調光を行なうようにし、また、インバータ回路
の動作の切り替えを連続的な時分割制御を行なって、放
電灯への電力制御を連続的に行なうようにしたものであ
る。

［発明の開示］ 第２図は本発明の実施例の概略構成を示し、交流電源
ACはダイオードブリッジDBで整流され、コンデンサC₃で
平滑されてインバータ部Ｉに入力される。インバータ部
Ｉは２組のインバータ回路1a,1bと、これらインバータ
回路1a,1bで共有された電源用コンデンサC₁よりなり、
各インバータ回路1a,1bはハーフブリッジ型のインバー
タを構成する。

インバータ回路1aは直列に接続したスイッチ素子S₁,S
₂と、夫々のスイッチ素子S₁,S₂に並列に接続したダイオ
ードD₁,D₂とから構成され、またインバータ回路1bも同
様に直列に接続したスイッチ素子S₃,S₄と、夫々のスイ
ッチ素子S₃,S₄に並列に接続したダイオードD₃,D₄とから
構成され、スイッチ素子S₁,S₂の中点とS₃,S₄の中点とを
チョークCH₁を介して接続してある。

これらインバータ回路1a,1bの負荷は放電灯４とコン
デンサC₂との並列回路と、この並列回路に直列接続した
チョークCH₂との直列回路からなる。

次のこの回路の調光動作を説明する。

まずインバータ回路1bが動作し、インバータ回路1aが
動作を停止している場合を考えると、第２図のインバー
タ部Ｉの回路は第３図（ａ）に示す回路となり、通常の
ハーフブリッジ型のインバータ回路を構成する。

ここで放電灯４が点灯していない状態での負荷回路部
のインーダンスZ₀₂は （但し、ωx;インバータ回路1bの発振角周波数 L₂;チョークCH₂のインダクタンス） となり、放電灯４の不点灯時の共振周波数f₀₂は で求まる。但し厳密には放電灯４のフイラメントH₁,H₂
の抵抗分が入るが無視している。

さて放電灯４が点灯すると、負荷インピーダンスZ₂は （但し、Rla;放電灯４の点灯時のランプインピーダン
ス） となる。

次にインバータ回路1aがインバータ動作をしている場
合（インバータ回路1bが動作を停止し、スイッチ素子
S₃,S₄がオフ状態）にはインバータ部Ｉは第３図（ｂ）
に示すような回路構成となる。

まず放電灯４の不点灯時ではインバータ回路1aより見
たインピーダンスZ₀₁は （但し、L₁;チョークCH₁のインダクタンス） で、回路共振周波数f₀₁は となり、放電灯４の点灯時の負荷インピーダンスZ₁は となる。

式、式を比較すると明らかなように、発振周波数
f_X（ω_Ｘ＝２πf_X）のものではインダクタンスL₁の効果
により、 ｜₁|＞｜₂|となり、 インバータ回路1aの動作時の放電灯４への電流Ila
₁と、インバータ回路1bの動作時の放電灯４への電流Ila
₂とは Ila₁＜Ila₂ の関係となる。

つまりインバータ回路1aの動作か、インバータ回路1b
の動作かによって、放電灯４への供給電力が制御できて
放電灯４の調光ができる。第４図はこの場合、つまり夫
々インバータ回路1a,1bが動作した場合のランプ電圧と
ランプ電流波形を示している。

次にインバータ回路1aとインバータ回路1bとの動作切
替はインバータ回路1aと、インバータ回路1bとの動作を
同期させ、インバータ回路1a,1bの切換えをい行うこと
によってスムーズに行なえる。

第５図はインバータ回路1a,1bの動作切換を示すタイ
ムチャートであって、このタイムチャートによりインバ
ータ回路1a,1bの切換え動作を説明する。

まずインバータ回路1aが動作中で、第５図（ａ）に示
すスイッチ素子S₁がオンの時、第２図に示す回路におい
て、直流電源＋極→スイッチ素子S₁→チョークCH₁→コ
ンデンサC₁→チョークCH₂→放電灯４及びコンデンサC₂
の並列回路→直流電源−極と電流が流れる。スイッチ素
子S₂はスイッチ素子S₁と交互にオンオフするもので、ス
イッチ素子S₂がオンの時にはスイッチ素子S₁のオン時に
コンデンサC₁にチャージされた電荷がコンデンサC₁→チ
ョークCH₁→スイッチ素子S₂→放電灯４及びコンデンサC
₂→チョークCH₂→コンデンサC₁と放電される。

而して第５図のt₀のポイントで第３図（ｂ）に示すよ
うにスイッチ素子S₁と並列関係にあるスイッチ素子S₄を
オンさせてインバータ回路1aから1bに切換えが行なわれ
るとスイッチ素子S₂のオン時のループがコンデンサC₁→
インバータ回路1bのスイッチ素子S₄→放電灯４及びコン
デンサC₂の並列回路→チョークCH₂→コンデンサC₁とな
りコンデンサC₁の放電に何等問題を生じさせない。また
チョークCH₁に流れていた電流を急にカットするために
生じる過渡応答はダンパー用のタイオードD₄,D₁及び電
源を介してスルーするためスイッチ素子へのストレスは
無い［電源電圧（コンデンサC₃の両端電圧分）のストレ
ス印加は免れないが］。

以上によりインバータ回路1,1bの切換えがスムーズに
行なえるのである。

ところで、本発明では上記インバータ回路1a,1bの動
作を一定周期毎に切換え、その比率を変えることにより
放電灯４への負荷電流を連続的に制御することにより連
続調光を行なうようにしている。

次にこの連続調光時の動作を第６図に示すタイムチャ
ートにより説明する。

まずインバータ回路1aが連続動作しているとき出力電
力をW₁、インバータ回路1bが連続動作しているときの出
力電力をW₂とし、繰り返し周期をＴとし、更に繰り返し
周期Ｔの中でインバータ回路1aが動作する時間をt₁、イ
ンバータ回路1bが動作する時間をt₂とすると、周期Ｔで
のインバータ回路1a,1bの動作の時分割制御による出力
電力Woutは となる。Ｔ＝t₁＋t₂よりt₁＝Ｔ−t₂ となる。よってt₂の連続制御によって出力電力Woutの連
続制御が可能となり、インバータ回路1a,1bの周波数、
入力振幅を変化させることなく調光制御ができる。この
場合可変チョークは不要でありランプ電流の休止区間も
無い。

上記の説明の中で、出力電力を最小にするには、t₂＝
０とすればよい。すなわち、インバータ回路1aのみの動
作であれば、Woutを最小にできることになる。この最小
の出力電力Woutのレベルは、式で決まる。今、式の
チョークCH₁を大きな値としたとき、出力電力は小さな
レベルまで落とすことができる。しかし、出力電力を絞
りすぎた場合、放電灯４の点灯維持が困難となってく
る。つまり、放電灯４が立ち消えを起こす。これを回避
するため、周期Ｔの毎サイクルごとにインバータ回路1b
を放電灯４が点灯維持を続けることができる最小時間だ
け駆動してやれば良いことになる。すなわち、もし放電
灯４が立ち消えを起こした時でも、インバータ回路1bに
よって再起動が可能となり、点灯を維持する。

これについて更に詳しく説明する。式、式の回路
共振周波数をf₀₁,f₀₂とし、インバータ部Ｉの動作スイ
ッチング周波数をfxとすると、放電灯４の不点時のコン
デンサC₂の両端電圧は第７図に示すようになる。すなわ
ち、fxのポイントでは、インバータ回路1bの場合の方が
インバータ回路1aよりコンデンサC₂の両端に高い電圧が
印加されることが判る。このインバータ回路1bの電圧を
放電灯４が起動できるレベルに設計しておくことで、も
し、放電灯４が立ち消えしても放電灯４はインバータ回
路1bの期間で再起動を行なうのである。

第１図は本実施例の具体回路を示しており、この回路
ではインバータ回路1a,1bの電源をダイオードD₅,D₆、コ
ンデンサC₄,C₅、抵抗R₁、R₂からなる倍電圧電源回路に
より直流電源を得るもので、スイッチ素子S₁〜S₄とし
て、MOS−FETを用いて、各スイッチ素子S₁〜S₄のスイッ
チング動作を駆動トランスT₁〜T₄の出力で制御するよう
になっている。コンデンサ₆,C₇及びチョークCH₃は雑音
防止フィルターを構成している。

放電灯４を連続的に時分割制御して調光を行なう制御
手段である制御回路７は基本クロック（周波数fx）を発
生させる汎用スイッチングレギュレータ用ICからなる発
振回路7aと、電源トランスT₅、安定化電源素子IC₁等か
らなる電源部7bと、連続調光を行なうための時分割制御
7cと、上記スイッチ素子S₁〜S₄にドライブ信号を与える
ためのドライブ部7dとから構成されている。時分割制御
部7cは時定数C₈とR₃とで定まる周期Ｔで三角波を発生す
る三角波発生回路IC₂と、三角波と時分割制御圧（抵抗R
₄と可変抵抗器VR₁とで定められる）とを比較して時分割
制御信号を作成するコンパレータIC₃と、コンパレータI
C₃より出力される信号を反転してドライブ部7dのアンド
ゲートIC₄、IC₅に与えるインバータIC₆と、更に反転し
てドライブ部7dのアンドゲートIC₇,IC₈に与えるインバ
ータIC₉等から構成される。ドライブ部7dは発振回路7a
の基準クロックとその反転したクロックとを夫々アンド
ゲートIC₄及びIC₇とIC₅及びIC₈に入力し、他に入力する
上記時分割制御信号と入力クロックとが“H"の時に対応
するMOS−FETからなるスイッチ素子S₁,S₂、S₃,S₄をオン
させるようになっている。抵抗R₅,R₆は可変抵抗器VR₁で
設定される電圧が小さくなり過ぎて、インバータ回路1b
の最小駆動時間を割ることがないように、つまり放電灯
４が立ち消えしないように時分割制御用電圧の最小値を
保証するための分圧回路を構成している。

而してこの実施例回路では時分割制御部7cの可変抵抗
器VR₁を段々と小さくすると第８図（ａ）のイ線で示す
ように時分割制御電圧VR₁・Vcc/（VR₁＋R₄）は低下し、
その結果三角波と比較するコンパレータIC₃（及びイン
バータIC₉）の出力は第８図（ｂ）のように、またイン
バータIC₆の出力は第８図（ｃ）のようになり、その結
果インバータIC₉の出力が“H"の時にインバータ回路1b
のスイッチ素子S₃,S₄のゲートに駆動トランスT₃,T₄を通
じてドライブ部7dより与えられてインバータ回路1bが動
作し、またインバータIC₆の出力が“H"の時にインバー
タ回路1aのスイッチ素子S₁,S₂のゲートに駆動トランスT
₁,T₂を通じてドライブ部7dより与えられてインバータ回
路1aが動作する。

このようにしてインバータ回路1b,1aが時間t₂,t₁で交
互に動作し連続調光が上述のように為される。尚第８図
（ａ）の破線イ′はR₅・Vcc/（R₅＋R₆）で定まる時分割
制御電圧であり、インバータ回路1bの最小駆動時間を保
証し、放電灯４の立ち消えを防止する。

上記実施例では、インバータ回路1a,1bの時分割制御
により調光制御を実施したが、この時分割制御にさらに
入力電圧の振幅制御を加えると、放電灯４を深いレベル
までスムーズに調光することができる。

上記実施例の時分割制御のみの調光でより深い調光を
実施するにはチョークCH₁のインダクタンスL₁の値をか
なり大きくする必要があるが、インダクタンスL₁を大き
くすると、インバータ回路1aの動作時に放電灯４が立ち
消えする問題がある。つまり第９図に示すようにランプ
電流Ilaに休止区間txが生じ、インバータ回路1aの動作
は放電灯４の点灯に関係しないものとなる。

これを解決するようにしたのが第９図に示す実施例
で、インバータ部Ｉに入力電圧制御を加え、上記時分割
制御と複合化したものである。入力電圧制御としてはチ
ョッパ回路を使用し、入力力率の改善を図っている。こ
の実施例ではインバータ部Ｉの入力電圧の振幅制御を行
なうようにしたもので、図示するように交流電源ACを全
波整流するダイオードブリッジDBの出力端に直列接続し
たチョークCH₄と、該チョークCH₄を介してダイオードブ
リッジDBの出力端に並列接続したMOSーFETからなるスイ
ッチ素子S₅と、ダイオードD₅を介してスイッチ素子S₅に
並列接続したコンデンサC₉及び抵抗R₁₀とからなるチョ
ッパ回路８を設け、このチョッパ回路８の出力電圧を時
分割制御部7dの時分割制御電圧の電源としても使用す
る。このチョッパ回路８はスイッチ素子S₅を第11図に示
すチョッパ制御回路９により制御して、スイッチ素子S₅
のオン時にチョークCH₄に磁気エネルギを蓄積させ、オ
フ時に蓄積された前記磁気エネルギをコンデンサC₉に充
電させることにより、インバータ部Ｉの電源として機能
するようになっている。

チョッパ制御回路９は汎用のPWMスイッチング用ICか
らなるスイッチ制御回路IC₉等から構成され、スイッチ
制御回路ICの時定数回路の可変抵抗器VR₂を可変する
と、その抵抗値変換によりスイッチ素子S₅のスイッチン
グ幅が変化して、チョッパ回路８の出力電圧、つまりイ
ンバータ部Ｉの入力電圧Vinを第12図に示すように所定
の最小値から100％の範囲で可変することができ、この
可変に応じて時分割制御におけるインバータ回路1bの動
作時間t₂と、インバータ部Ｉの出力電力Woutの変化を示
しており、この図から明らかに出力電力Woutは入力電圧
Vinの変化分と、インバータ回路1a,1bの時分割変化分と
の相乗効果を受けて変化し、深い調光を行いたい場合で
もチョークCH₁のインダクタンスL₁の値を大きくする必
要が無い。つまりインバータ回路1aの動作時での放電灯
４の点灯休止区間が存在しなくなる。但し、更に深い調
光レベルの調光を行う場合にはインバータ回路1aの動作
時において放電灯４の点灯休止状態となる。

ここで注意しなければならないのは入力電圧Vinの最
小値であり、入力電圧Vinが低下してもコンデンサC₂の
両端電圧がランプ起動電圧以上を確保できる値に設定す
る必要がある。ここで、１つのインバータ回路1aあるい
は1bのみの入力電圧を可変させると、入力電圧Vinの最
小値まで入力電圧Vinを下げなければ、深い調光ができ
ない。このとき、放電灯４が立ち消えすると再点灯がで
きない。本実施例の場合、２つのインバータ回路1a,1b
を有しているため、Vin最小値は十分確保できる。

尚、第13図（ａ）はインバータ回路1aの動作時の要部
回路図を示し、同図（ｂ）はインバータ回路1bの動作時
の要部回路図を示している。ここで、第14図に示すよう
に、インバータ回路1aの動作時の立ち消えする入力電圧
をVin₁とし、インバータ回路1bの動作時の立ち消えする
入力電圧をVin₂とすると、Vin₁＞Vin₂となる。深い調光
時はインバータ回路1aの動作が多いが、上記のように立
ち消えの防止はインバータ回路1bの動作で点灯維持が可
能である。尚、第14図において、破線が本実施例の場合
を示している。

以上のように本実施例では入力電圧制御とインバータ
回路1a,1bの時分割制御とを同時の行うことにより、深
い調光レベルまでスムーズに調光できるものである。ま
た、１つのインバータ回路のみで入力電圧を可変させる
と、深い調光まで達成するには、入力電圧を放電灯点灯
維持電圧以下になるまで入力電圧を下げる必要がある。
この場合、入力電圧変動が大きく、放電灯が立ち消えす
る。しかし、上述のように本実施例による構成により、
入力電圧の変動を小さくすることができ、放電灯の再始
動に必要な入力電圧を確保できるものである。

尚、各実施例において、インバータ回路1a,1b間のイ
ンピーダンス素子をインダクタンスとしているがこれは
１例であり、例えば、コンデンサや抵抗を用いても良
い。

上記各実施例はハーフブリッジのインバータ回路1a,1
bを用いているが、他励式のインバータ回路であれば、
第15図のようにスイッチ素子S₁₁,S₁₂を各インバータ回
路1a,1bで１個ずつ用いたインバータ回路を用いてもよ
い。図中T₀は昇圧トランス、CH₁₀は限流用チョーク、L
₁₀はインダクタンス、Ｅは駆動用電源である。また、第
16図に示すようにトランスを用いない方式でも良い。

或いは第17図に示すようにハーフブリッジ式インバー
タ回路1aと、フルブリッジ式インバータ回路1bとを組み
合わせても良い。S₂₁〜S₂₆はスイッチ素子であり、L₂₀
はインバータ回路1a,1bを接続するインダクタンスであ
る。また第18図及び第19図に示すようなその他の形式の
他励式インバータ回路1a、1bを組み合わせても良い。
尚、図中S₃₁,S₃₂、S₄₁,S₄₂は夫々スイッチ素子であり、
L₃₀、L₄₀は夫々インバータ回路1a,1bを接続するインダ
クタンスである。

また、第15図乃至第19図のインバータ回路において、
インピーダンス素子としてインダクタンスを用いている
が、上記と同様にコンデンサや抵抗を用いても良い。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、放電灯に対して同一動作周波
数で且つ同期動作する他励式の複数のインバータ回路を
備えたインバータ部と、複数のインバータ回路の出力間
に配されたインピーダンス要素と、これらインバータ回
路の動作の切り替えを連続的な時分割制御を行ない放電
灯へ連続的な電力制御を行なう制御手段とを備えたもの
であるから、インバータ回路の出力間のインピーダンス
要素を介して放電灯を点灯させた場合と、上記インピー
ダンス要素を介さずに放電灯を点灯させた場合とで、イ
ンピーダンス要素の有無により放電灯へのランプ電流の
値が変わり放電灯の調光を行なうようにし、また、イン
バータ回路の動作の切り替えを連続的な時分割制御を行
なって、放電灯への電力制御を連続的に行なうことで、
放電灯の調光を可能とすることができるものであり、従
って、インバータ回路を連続的に時分割制御しているこ
とで、インバータ回路の動作周波数を一定とすることが
できて、従来のようにインバータスイッチング周波数を
変化させる必要がなく、そのため、雑音対策が容易であ
り、また、従来のように制御可能な可変チョークを要せ
ず、更に、調光を深くした場合でも、１つのインバータ
回路の動作期間を所定時間設けておくことで、放電灯の
立ち消え防止のための再点弧電圧を得ることができて、
立ち消えを防止することができる効果を奏するものであ
る。また、調光のためのインピーダンス要素の切り替え
をスムーズに行なうことができ、切り替え時のインバー
タ回路の素子へのストレスを低減できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の具体回路図、第２図は同上
の概略回路図、第３図（ａ）（ｂ）は動作説明図、第４
図は同上の動作波形図、第５図は同上の動作波形図、第
６図は同上の動作説明用タイムチャート、第７図は同上
の放電灯に並列接続してあるコンデンサの両端電圧とイ
ンバータ回路の動作周波数の関係特性図、第８図は同上
の動作波形図、第９図は同上の動作波形図、第10図は本
発明の別の実施例の具体回路図、第11図は同上のチョッ
パ制御回路の具体回路図、第12図は同上の動作説明図、
第13図（ａ）（ｂ）は夫々同上の要部回路図、第14図は
同上の動作説明図、第15図乃至第19図は本発明の他の実
施例の概略回路図である。 1a,1b……インバータ回路、４……放電灯、７……制御
回路、Ｉ……インバータ部。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】放電灯に対して同一動作周波数で且つ同期
   動作する他励式の複数のインバータ回路を備えたインバ
   ータ部と、複数のインバータ回路の出力間に配されたイ
   ンピーダンス要素と、これらインバータ回路の動作の切
   り替えを連続的な時分割制御を行ない放電灯へ連続的な
   電力制御を行なう制御手段とを備えて成る放電灯点灯装
   置。