JP2793259B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータの発振周波数を変えることによ
り放電灯を調光点灯する放電灯点灯装置に関するもので
ある。

［従来の技術］ 放電灯点灯装置としては、インバータを用いて放電灯
を高周波点灯し、且つインバータの発振周波数を変えて
放電灯を調光点灯するようにしたものがある。ところ
で、このように放電灯を調光点灯する場合には、放電灯
のフィラメントを十分に予熱する必要がある。

従来のインバータを用いた放電灯点灯装置を第５図に
示す。この放電灯点灯装置では、交流電源ACを整流平滑
して直流電源を作成する電源部Ｉと、電源部Ｉの出力を
高周波に変換するハーフブリッジ構成のインバータから
なる高周波変換部IIと、高周波変換部IIの高周波出力に
接続された放電灯ｌを含む負荷回路IVとで構成してあ
る。なお、上記電源部Ｉと高周波変換部IIとで高周波電
源IIIが構成されている。上記電源部Ｉはダイオードブ
リッジDBとコンデンサC₁とで構成してあり、高周波変換
部IIはトランジスタQ₁,Q₂、ダイオードD₁,D₂、コンデン
サC₂、トランジスタQ₁,Q₂を駆動するドライブ回路１、
及びこのドライブ回路１の動作を制御する発振回路２と
で構成してあり、負荷回路IVはチョークコイルL₁及びコ
ンデンサC₃からなる共振回路と放電灯ｌで構成してあ
る。

この放電灯点灯装置の高周波電源IIIから供給される
高周波電流は、チョークコイルL₁を介して放電灯ｌに流
れると共に、チョークコイルL₁を介して、放電灯ｌのフ
ィラメントf₁、コンデンサC₃、フィラメントf₂の経路で
流れる。ここで、コンデンサC₃を通して流れる電流がフ
ィラメントf₁,f₂の予熱電流となる。

この放電灯点灯装置において、可変抵抗VR₁を調整し
て発振回路２の発振を変化させると、コンデンサC₃の両
端電圧は第６図の実線に示すようになる。ここで、放電
灯ｌが不点灯の状態でのチョークコイルL₁とコンデンサ
C₃とからなる共振回路の共振周波数f₀は、 となる。但し、フィラメントf₁,f₂の抵抗分は無視して
ある。なお、放電灯ｌが点灯した場合のコンデンサC₃の
両端電圧は第６図の破線で示すようになる。

今、第６図に示す周波数f₁で放電灯ｌを定格点灯し、
この周波数よりも高周波電源IIIの動作周波数を高くす
ると、放電灯ｌは調光状態となる。そして、このように
放電灯ｌが調光状態になると、放電灯ｌのインピーダン
スは高くなり、第７図に示すようにコンデンサC₃を介し
て流れる予熱電流が多くなってくる。しかし、さらに高
周波出力の周波数を高くして、放電灯ｌを深い調光状態
にしていくと、第７図に示すようにコンデンサC₃を流れ
る電流は減少する。なお、このようにコンデンサC₃を流
れる電流が減少するのは、周波数が上がることにより、
チョークコイルL₁のインピーダンス（＝Z_L1＝ｊωL₁＝j
2πｆL₁）が増加するためである。このために、調光が
深くなると、フィラメントf₁,f₂に流れる予熱電流が減
少して、放電灯ｌを安定に点灯維持することができなく
なるという問題があった。

そこで、上記問題点を解決するために第８図に示す放
電灯点灯装置が提案されている。この放電灯点灯装置に
は、高周波変換部IIの出力に並列にトランスT₁を接続
し、このトランスT₁の２次出力でフィラメントf₁,f₂を
予熱する予熱回路Ｖを設けてある。つまり、高周波変換
部IIの出力電圧は矩形波であり、そのピーク値は高周波
変換部IIの動作周波数に関係なく、ほぼ となるため、この予熱回路Ｖは常時ほぼ一定の予熱電圧
をフィラメントf₁,f₂に加えることができるのである。
なお、この予熱回路Ｖからフィラメントf₁,f₂に加えら
れる予熱電圧の波形は、第９図に示す矩形波となる。

ところで、フィラメントf₁,f₂に加わるストレスを緩
和するためには、始動時にフィラメントf₁,f₂に加わえ
る予熱電圧を高くすると良いことが知られている。つま
り、始動時に予熱電圧を高くすると、フィラメントf₁,f
₂の温度が高くなると共に、フィラメントf₁,f₂に局部的
放電が発生し、これにより放電灯ｌの始動が容易にな
り、放電灯ｌの始動時にストレスが加わらないのであ
る。しかしながら、第８図の放電灯点灯装置では第９図
に示すように常時一定の予熱電圧をフィラメントf₁,f₂
に与えられるようにしてあるため、例えば始動時の放電
灯ｌへのストレスを低減するために、フィラメントf₁,f
₂に局部放電が発生する程度に予熱電圧を与えると、点
灯中の予熱電圧が高くなり過ぎて、却って放電灯ｌの寿
命を短くするという問題が起こる。逆に、点灯中にフィ
ラメントf₁,f₂に適当な予熱電圧が与えられるようにす
ると、始動時にフィラメントf₁,f₂に局部放電が発生せ
ず、始動時に放電灯ｌに加わるストレスが大きくなり、
放電灯ｌの寿命が短くなる。

そこで、上記点をさらに改良した放電灯点灯装置を第
10図に示す。この放電灯点灯装置は、特願昭61-296697
号で提案されたものである。この放電灯点灯装置は、第
８図の予熱回路ＶのトランスＴの１次側にコンデンサC₄
を直列に接続し、予熱回路Ｖに共振特性を持たせたもの
である。この予熱回路Ｖの共振周波数は、第11図の一点
鎖線で示すように、高周波変換部IIの最高動作周波数f₂
よりも高く（図中のf₀′で示す。）設定してある。

この放電灯点灯装置では、高周波変換部IIの動作周波
数が高くなり、放電灯ｌの調光状態が深くなると、高周
波変換部IIの動作周波数が予熱回路Ｖの共振周波数f₀′
に近付き、トランスＴの１次巻線とコンデンサC₄との直
列回路の両端に発生する電圧が高くなり、フィラメント
f₁,f₂に印加される予熱電圧が高くなる。つまりは、調
光度が深くなるに従って、予熱量が増加するようにして
ある。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、上記放電灯点灯装置でも以下のような問題
がある。

高周波変換部IIを最高動作周波数（f₂）で動作させた
場合にフィラメントf₁,f₂に印加される予熱電圧で、フ
ィラメントf₁,f₂の近傍に局部的放電が発生しないとき
には、始動時の適正な予熱電圧を得るために、高周波変
換部IIの動作周波数をさらに高くし、予熱回路Ｖの共振
周波数f₀′に近付ける必要がある。この場合には、高周
波変換部IIのトランジスタQ₁,Q₂に流れる予熱回路Ｖの
進相共振電流が増加し、トランジスタQ₁,Q₂のストレス
が大きくなる。

最高動作周波数（f₂）での予熱電圧でフィラメント
f₁,f₂の近傍に局部放電が発生するようにした場合、深
い調光状態で上述したように予熱電圧が高すぎ放電灯ｌ
の寿命が短くなり、また放電灯ｌの管両端の発光が目立
ってしまう。

最高動作周波数f₂の付近で放電灯ｌが不点状態（例え
ば、放電灯ｌが外される等）となったとき、チョークコ
イルL₁とコンデンサC₃からなる共振回路は遅相状態であ
り、トランジスタQ₁,Q₂へのストレスは殆ど問題になら
ないが、予熱回路Ｖは進相状態にあり、しかも最高動作
周波数f₂は予熱回路Ｖの共振周波数に近いため、トラン
ジスタQ₁,Q₂へのストレスが大きくなる。

そこで、上記問題が起こらないさらに他の放電灯点灯
装置としては、第12図に示すものがある。この放電灯点
灯装置では、放電灯ｌのフィラメントf₁,f₂の非電源側
にスイッチSW₁を設け、このスイッチSW₁を先行予熱時に
短絡して、フィラメントf₁,f₂を充分に予熱するように
してある。しかし、スイッチSW₁には放電灯ｌの始動時
に高電圧が印加されるため、このスイッチSW₁としては
耐圧の非常に高いものを必要とする。

さらにまた、先行予熱時のみに高い予熱電圧を得る方
法として、第13図に示すように、第10図のトランスT₁の
１次巻線とコンデンサC₄との直列回路に可飽和リアクト
ルT₃を挿入したものがある。この場合、放電灯ｌの始動
時に可飽和リアクトルT₃の１次側（ｃ−ｄ端）に直流電
流を流す。すると、トランスT₁の１次巻線とコンデンサ
C₄との間に接続された２次側のインダクタンスが低下
し、トランスT₁の１次側に流れる共振電流が増加し、そ
の結果放電灯ｌのフィラメントf₁,f₂への予熱電流が増
加する。しかし、この場合にはトランスT₁の１次巻線と
可飽和リアクトルT₃の２次巻線とコンデンサC₄で形成さ
れる直列回路のインダクタンス分が低下し、大きな進相
電流がトランジスタQ₁,Q₂に流れ、トランジスタQ₁,Q₂の
ストレスが大きくなる問題がある。

つまりは、従来の放電灯点灯装置では先行予熱時にフ
ィラメントf₁,f₂に印加する予熱電圧を高くした場合、
高周波電源IIIのスイッチング素子及び予熱制御素子に
大きなストレスが加わる問題があった。

本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その
目的とするところは、先行予熱時にフィラメントに印加
する予熱電圧を高くした場合にも、高周波電源のスイッ
チング素子及び予熱制御素子に大きなストレスが加わら
ない放電灯点灯装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は高周波電源の出
力に１次側が並列に接続されたトランスと、トランスの
２つの２次出力に夫々直列に接続されたインダクタンス
分を制御可能なインダクタンス素子と、先行予熱時にイ
ンダクタンス素子のインダクタンス分を小さくすると共
に、点灯時にインダクタンス分を大きくするようにイン
ダクタンス素子を制御する制御手段とで予熱回路を構成
してある。

［作用］ 本発明は、上述のように高周波電源の出力に１次側が
並列に接続されたトランスと、トランスの２つの２次出
力に夫々直列に接続されたインダクタンス分を制御可能
なインダクタンス素子と、先行予熱時にインダクタンス
素子のインダクタンス分を小さくすると共に、点灯時に
インダクタンス分を大きくするようにインダクタンス素
子を制御する制御手段とで予熱回路を構成することによ
り、始動時にインダクタンス素子のインダクタンス分を
小さくして、フィラメントに高い予熱電圧を印加するこ
とができるようにし、放電灯の始動特性を高めるように
し、また放電灯の点灯時にはインダクタンス素子のイン
ダクタンス分を大きくして、フィラメントに印加される
予熱電圧を始動時よりも低くすることができるように
し、さらにインダクタンス素子で予熱電圧を制御するこ
とで予熱回路に進相電流が流れないようにして、高周波
電源のスイッチング素子にストレスが加わらないように
し、さらにまた予熱回路の出力を制御して予熱電圧を制
御することにより、放電灯の始動時の高電圧が加わるこ
ともないようにしたものである。

［実施例１］ 第１図及び第２図に本発明の一実施例を示す。なお、
第１図に本実施例の負荷回路IV及び予熱回路Ｖを示し、
第２図に全体構成を示す具体回路を示す。本実施例で
は、第１図に示すように、トランスT₁の２次出力に夫々
トランスT₄,T₅の１次側を直列に接続し、このトランスT
₄,T₅の２次側にスイッチ手段SW₂,SW₃を接続してある。
トランスT₄,T₅はコア最大磁束密度がBmのもので、スイ
ッチ手段SW₂,SW₃がオンされて２次側に短絡電流が流れ
たときに、コアにコア最大磁束密度Bm以上の磁束が印加
されてコアは飽和し、トランスT₄,T₅はトランスとして
の機能をなくす。このときには、トランスT₄,T₅の１次
巻線による電圧降下がなくなり、ほぼトランスT₁の２次
側に誘起される電圧がフィラメントf₁,f₂に印加され
る。逆に、スイッチ手段SW₂,SW₃をオフしたときには、
トランスT₄,T₅による電圧降下が生じ、フィラメントf₁,
f₂にはトランスＴの２次電圧よりも低い電圧が印加され
ることになる。従って、フィラメントf₁,f₂に充分な予
熱電圧を印加して先行予熱を行う必要があるときには、
スイッチ手段SW₂,SW₃をオンにし、この先行予熱時ほど
に予熱電圧を高くする必要のない点灯時にはスイッチ手
段SW₂,SW₃をオフすれば良いことになる。

第２図に本実施例の具体回路を示す。この第２図にお
ける発振回路２は、高周波変換部IIの動作周波数を決定
する信号を発生する発振部と、放電灯ｌを点灯する際に
フィラメントf₁,f₂を先行予熱する時間を決定するタイ
マ部と、先行予熱の終了後に高周波変換部IIの動作周波
数を一時的に第６図における周波数f₁近くに変化させて
放電灯ｌに始動電圧を印加させる制御部と、上記各部に
電源を供給する電源部とで構成してある。上記発振部は
汎用スイッチングレギュレータ用IC（例えば、μPC49
4）３で構成してあり、このIC3の発振周波数はコンデン
サC₁₅、抵抗R₁₇及び可変抵抗VR₁により決定され、可変
抵抗VR₁を調整して発振周波数が変化するようになって
いる。また、タイマ部はタイマIC4で構成してあり、こ
のIC4のタイマ時間はコンデンサC₉と抵抗R₃,R₄で決定さ
れ、トランジスタQ₃、コンデンサC₈及び抵抗R₁,R₂で構
成されたパルス回路で、交流電源ACの投入時にトリガパ
ルスを作成して、IC4の限時動作を開始させるようにな
っている。ここで、このタイマIC4の限時動作期間にはI
C4の出力（３番ピン）でトランジスタQ₆をオンにして可
変抵抗VR₁の両端を短絡し、IC3の発振周波数を第６図の
最高動作周波数f₂にし、これにより放電灯ｌに印加され
る電圧が始動電圧以下になるようにし、先行予熱を行う
ようにしてある。さらに、制御部もタイマIC5で構成さ
れ、このIC5により高周波変換部IIの動作周波数を一時
的にf₁にする時間は、コンデンサC₁₂と抵抗R₁₀,R₁₁で決
まり、トランジスタQ₄,Q₅、コンデンサC₁₁、抵抗R₇〜R₉
からなるパルス回路でIC4のタイムアップ時にIC5をトリ
ガして限時動作を開始させる。このIC5の出力（３番ピ
ン）はトリガパルスの印加後の設定時間だけハイレベル
となる。このとき、IC5の出力に接続されたトランジス
タQ₇がオンとなり、トランジスタQ₈がオフとなることに
より、可変抵抗VR₁の抵抗値を引き上げ、IC3の発振周波
数をf₁に下げる。そして、上記IC5の設定時間が経過す
ると、トランジスタQ₇がオフとなり、トランジスタQ₈が
オンとなることにより、可変抵抗VR₁の抵抗値を引き下
げ、IC3の発振周波数を可変抵抗VR₁で設定した所望の調
光状態が得られる周波数に上げる。さらに、電源部は商
用電源ACをトランスT₀で降圧し、ダイオードブリッジDB
₀及びコンデンサC₇で整流平滑した電圧をツエナダイオ
ードZD₁で定電圧化して各部の電源を作成しており、こ
の電源はドライブ回路１にも供給される。

次に、上記発振回路２の出力に応じてトランジスタ
Q₁,Q₂のスイッチングを制御するドライブ回路１につい
て説明する。このドライブ回路１はIC3の出力（８番ピ
ンと11番ピン）とで夫々トランジスタQ₁,Q₂のオン，オ
フを制御するようにしてある。そして、IC3の11番ピン
の出力を受けてトランジスタQ₁のオン，オフを制御する
ドライブ部を、インバータI₁、トランジスタQ₉,Q₁₀、ト
ランスT₂、ダイオードD₃、コンデンサC₁₆、抵抗R₂₃,R₂₄
で構成してある。また、IC3の８番ピンの出力を受けて
トランジスタQ₂のオン，オフを制御するドライブ部を、
インバータゲートI₂、ダイオードD₄、抵抗R₂₅,R₂₆で構
成してある。ここで、トランジスタQ₁側にトランスT₂を
用いてあるのは、トランジスタQ₂のソース側の電位が高
周波変換部IIのグランド電位と異なるためである。

この具体回路では、スイッチ手段SW₂,SW₃としてトラ
ンジスタQ₁₁,Q₁₂を用いてあり、タイマIC4の出力でトラ
ンジスタQ₁₁,Q₁₂の導通を制御するようにしてある。タ
イマIC4の出力は上述したように先行予熱期間だけハイ
レベルになり、その後はローレベルとなるので、上述し
たように先行予熱期間はトランジスタQ₁₁,Q₁₂をオンし
て、フィラメントf₁,f₂を充分に予熱でき、先行予熱期
間後はフィラメントf₁,f₂に印加される予熱電圧を下げ
ることができる。なお、トランジスタQ₁₁,Q₁₂の代わり
にリレー等を用いても良い。

［実施例２］ 第３図に本発明の他の実施例を示す。本実施例では、
トランスT₄,T₅を第１の実施例と同様に先行予熱期間に
予熱電圧を増加させるために用いると共に、このトラン
スT₄,T₅の２次出力から放電灯ｌの着脱状態を検出する
不点状態検出回路に用いたものである。

本実施例では、放電灯ｌが正常に接続されておれば、
トランスT₄,T₅の２次側に電圧が誘起され、逆に放電灯
ｌが外されたり、あるいはフィラメントf₁,f₂が断線し
たりしたときには、フィラメントf₁,f₂に予熱電流が流
れなくなり、トランスT₄,T₅の２次側に電圧が誘起され
なくなる点を利用して、放電灯ｌの不点状態を検出する
ようにしたものである。なお、本実施例ではトランス
T₄,T₅の２次側に誘起される電圧を、ダイオードD₅,D₆及
びコンデンサC₁₇,C₁₈で整流平滑し、この整流平滑電圧
をコンパレータCP₁,CP₂で基準電圧と比較して、放電灯
ｌの不点状態を検出するようにしてある。なお、コンパ
レータCP₁,CP₂の基準電圧は電源部の出力電圧を抵抗
R₂₈,R₂₉で分圧して得ている。このコンパレータCP₁,CP₂
の出力は可変抵抗VR₁に並列に接続されたトランジスタQ
₁₃のベースにダイオードD₇,D₈を介して接続してある。

今、放電灯ｌが正常に接続されている場合、トランス
T₄,T₅の２次側に電圧が誘起され、この電圧を整流平滑
した電圧はコンパレータCP₁,CP₂の基準電圧以上になる
ため、コンパレータCP₁,CP₂の出力がローレベルとな
り、このときトランジスタQ₁₃はオフであるので、この
不点状態検出回路は放電灯点灯装置の動作に何等関与し
ない。ここで、放電灯ｌが外されたり、あるいはフィラ
メントf₁,f₂に断線が生じたりすると、トランスT₄,T₅の
２次側に電圧が誘起されなくなり、従ってコンパレータ
CP₁,CP₂の出力がハイレベルにある。よって、トランジ
スタQ₁₃がオンとなって、IC3の発振周波数は最高動作周
波数f₂に上がる。このため、放電灯ｌの両端に印加され
る電圧が低下し、且つ高周波変換部IIのトランジスタ
Q₁,Q₂へのストレスも低下する。

［実施例３］ 第４図に本発明のさらに他の実施例を示す。本実施例
では放電灯ｌのフィラメントf₁,f₂に並列に夫々コンデ
ンサC₁₉,C₂₀を接続したもので、予熱回路Ｖの出力を振
動させるようにしたものである。この場合には矩形波と
実効値が同じでも波高値が高くなり、フィラメントf₁,f
₂にストレスをかけることなく、局部放電を得ることが
できる予熱電圧をかけることができ、上述の実施例より
もさらに広い調光範囲で安定な予熱が行える利点があ
る。さらに、トランスT₄,T₅の１次側のインダクタンス
分とコンデンサC₁₉,C₂₀とからなる回路のインピーダン
スを調整すれば、ランプ電流位相と予熱電流位相とを変
えることができ、フィラメントf₁,f₂でのスポット位置
を２つに制御する所謂ダブルスポット効果が得られる。

なお、上述の説明においては高周波変換部IIとしてハ
ーフブリッジ構成のインバータを用いた場合について説
明したが、高周波変換部IIとしてフルブリッジ構成のイ
ンバータ等を用いても同様の効果が期待できる。また、
上述の説明では高周波変換部IIの動作周波数を変化させ
ることにより調光を行う場合のみについて説明したが、
トランジスタQ₁,Q₂のオンデューティ制御等と複合して
調光を行う場合にも本発明を適用できる。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、高周波電源の出力に１次側が
並列に接続されたトランスと、トランスの２つの２次出
力に夫々直列に接続されたインダクタンス分を制御可能
なインダクタンス素子と、先行予熱時にインダクタンス
素子のインダクタンス分を小さくすると共に、点灯時に
インダクタンス分を大きくするようにインダクタンス素
子を制御する制御手段とで予熱回路を構成してあるの
で、始動時にインダクタンス素子のインダクタンス分を
小さくして、フィラメントに高い予熱電圧を印加するこ
とができ、このため放電灯の始動特性を高めることがで
きる。また、放電灯の点灯時にはインダクタンス素子の
インダクタンス分を大きくして、フィラメントに印加さ
れる予熱電圧を始動時よりも低くすることができる。さ
らに、インダクタンス素子で予熱電圧を制御しているの
で、予熱回路に進相電流が流れず、従って高周波電源の
スイッチング素子にストレスが加わらない。さらにま
た、予熱回路の出力を制御して予熱電圧を制御している
ので、放電灯の始動時の高電圧が加わることもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の負荷回路及び予熱回路を示
す回路図、第２図は同上の具体回路図、第３図は他の実
施例の概略回路図、第４図はさらに他の実施例の概略回
路図、第５図は従来例の回路図、第６図は同上の高周波
変換部の動作周波数に対するコンデンサC₃の電圧波形を
示す説明図、第７図はコンデンサC₃に流れる電流の高周
波変換部の動作周波数に対する特性図、第８図は他の従
来例の回路図、第９図は同上の予熱回路の出力波形図、
第10図はさらに他の従来例の回路図、第11図は同上の予
熱回路の動作説明図、第12図は別の従来例の概略構成を
示す回路図、第13図はさらに別の従来例の負荷回路及び
予熱回路を示す回路図である。 IIIは高周波変換部、IVは負荷回路、Ｖは予熱回路、ｌ
は放電灯、T₁,T₄,T₅はトランス、SW₂,SW₃はスイッチ手
段、L₁はチョークコイル、C₃はコンデンサ、Q₁₁,Q₁₂は
トランジスタ、f₁,f₂はフィラメントである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−149691（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−144898（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−132594（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−208093（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−208094（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−296694（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−59199（ＪＰ，Ｕ) 実開 平２−49098（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H05B 41/24 - 41/42

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】動作周波数を可変自在な高周波電源と、こ
   の高周波電源の出力に共振して放電灯を始動する共振回
   路を備えた負荷回路と、高周波電源の出力から放電灯の
   フィラメントを予熱する予熱電圧を作成してフィラメン
   トに印加する予熱回路とを備え、上記高周波電源の出力
   に１次側が並列に接続されたトランスと、トランスの２
   つの２次出力に夫々直列に接続されたインダクタンス分
   を制御可能なインダクタンス素子と、先行予熱時にイン
   ダクタンス素子のインダクタンス分を小さくすると共
   に、点灯時にインダクタンス分を大きくするようにイン
   ダクタンス素子を制御する制御手段とで上記予熱回路を
   構成した放電灯点灯装置。