JPH0765979A

JPH0765979A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0765979A
Application number: JP21197993A
Authority: JP
Inventors: Nariyuki Yamauchi; 得志山内; Yoshifumi Kuroki; 芳文黒木; Hiroshi Mitsuyasu; 啓光安; Katsuyuki Kiyozumi; 克行清積; Akio Okude; 章雄奥出
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-08-26
Filing date: 1993-08-26
Publication date: 1995-03-10
Anticipated expiration: 2017-07-22
Also published as: JP3304534B2

Abstract

(57)【要約】【目的】電力損失が少なく、トランスを別設せずに制御
電源を供給できるような放電灯点灯装置を提供する。ま
た、調光を行うときに周波数が高くなるにつれて制御電
源への電流の供給を多くできるような回路方式を提供す
る。【構成】直流電力を高周波電力に変換するインバータ回
路４と、放電灯２を含み限流素子としてインダクタＬ₁
を用いる負荷回路とから構成される放電灯点灯装置にお
いて、前記インダクタＬ₁ の２次巻線からインバータ回
路４の制御回路３の電源を供給する。スイッチング素子
Ｑ₁ としてはＦＥＴを用いることが好ましい。スイッチ
ング素子Ｑ₂ がオンするときに、インバータ回路４の制
御回路３の電源に電流が供給されるようにインダクタＬ
₁ の２次巻線の極性を設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は放電灯をインバータ回路
により高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】従来の放電灯点灯装置の回路図を図１８
に示した。この回路では、主電源としての交流電源ＡＣ
をダイオードブリッジＤＢにより整流し、整流された電
圧をＤＣ−ＤＣコンバータ回路６により直流電圧に変換
する。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路６から出力さ
れる平滑された直流電圧を高周波インバータ回路４に入
力して、高周波電圧に変換して、放電灯を含む負荷回路
５に高周波電圧を供給することにより、放電灯を高周波
点灯させている。ここで、高周波インバータ回路４の発
振を制御するための制御回路３に電源を供給するため
に、図１８の回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路６の
直流出力電圧を抵抗Ｒ₃ により降圧し、この抵抗Ｒ₃ を
介して平滑コンデンサＣ₃ に制御電源用の電流を供給
し、ツェナーダイオードＺＤ₁ により平滑コンデンサＣ
₃ の電圧を安定させて、制御電源Ｖｃｃを制御回路３に
供給している。この電源供給方式では、簡易な構成で制
御電源Ｖｃｃを確保できるという利点を有する反面、抵
抗Ｒ₃ での電力損失が大きく、ＤＣ−ＤＣコンバータ回
路６の出力電圧の変動があれば、制御電源Ｖｃｃの電圧
低下及び電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ₁ での電
流消費による損失が大きくなる。また、制御回路３の消
費電流に変化があった場合、制御電源Ｖｃｃの電圧低下
及び電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ₁ での電流消
費が大きくなる。

【０００３】次に、図１９に示した回路は他の従来例を
示している。この装置では、直流電源ＤＣにスイッチン
グ素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列回路を接続し、スイッチング素
子Ｑ ₁ ，Ｑ₂ を交互にオン／オフさせて、直流電源ＤＣ
を高周波矩形波電圧に変換する直列インバータ回路を用
いている。一方のスイッチング素子Ｑ₂ には、バラスト
用のインダクタＬ₁ と、直流カット用のコンデンサＣ₂
を介して、放電灯２が接続されている。放電灯２のフィ
ラメントの非電源側端子間には、予熱用のコンデンサＣ
₁ が並列的に接続されている。コンデンサＣ₁ とインダ
クタＬ₁ は直列共振回路を構成している。スイッチング
素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は制御回路３の出力により高周波で交互
にオン／オフさせる。

【０００４】このようなインバータ点灯装置において、
制御回路３に供給される制御電源Ｖｃｃについて説明す
る。図１９の回路では、抵抗Ｒ₄ とツェナーダイオード
ＺＤ ₂ の直列回路を直流電源ＤＣに接続し、ツェナーダ
イオードＺＤ₂ のカソードをトランジスタＱ₃ のベース
に接続し、トランジスタＱ₃ のコレクタを抵抗Ｒ₅ を介
して直流電源ＤＣの正極に接続し、トランジスタＱ₃ の
エミッタをコンデンサＣ₃ に接続している。電源投入時
において、制御電源Ｖｃｃが無いときは、抵抗Ｒ₅ とト
ランジスタＱ₃ を通じて制御電源Ｖｃｃへ電流が供給さ
れて、平滑用コンデンサＣ₃ の電位が上昇する。これに
より、制御回路３が動作を開始し、スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ が動作を開始する。スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ
₂ が高周波で交互にオン／オフを繰り返すと、スイッチ
ング素子Ｑ₂ と並列に接続されたトランスＴ₁ の１次巻
線側に直流カット用のコンデンサＣ₄ を介して高周波の
矩形波電圧が印加される。トランスＴ₁ の２次巻線側に
は巻数比に応じた電圧の矩形波電圧が発生し、逆流防止
用ダイオードＤ₃ を通じて制御電源Ｖｃｃへ電流を供給
する。ツェナーダイオードＺＤ₁ のツェナー電圧をツェ
ナーダイオードＺＤ ₂ のツェナー電圧よりも高く設定し
ておけば、トランスＴ₁ の２次巻線から電流が供給され
て制御電源ＶｃｃがツェナーダイオードＺＤ₁ のツェナ
ー電圧に達すると、トランジスタＱ₃ がオフされて、制
御電源Ｖｃｃの供給はトランスＴ₁ からのみとなる。イ
ンバータ回路が発振動作している間はトランスＴ₁ から
制御電源Ｖｃｃに電流が供給される。

【０００５】この電源供給方式では、図１８の方式に比
べて、電力損失が小さいという利点があるが、その反
面、実装面積が増大し、コストアップを招き、重量が増
加するという問題がある。さらに、スイッチング素子Ｑ
₁ ，Ｑ₂ としてＦＥＴを用いた場合、その両端電圧Ｖｄ
ｓ、ドレイン電流Ｉｄ、ゲート電流Ｉｇは図２０
（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようになり、スイッチ・
オン時にＦＥＴのゲートに電流が流れ込む。これはＦＥ
Ｔのゲート入力特性が容量性を示すからである。ここ
で、ＦＥＴのゲートに流れる電流の実効値は、スイッチ
ングの周波数が高くなる程、増加する。スイッチング周
波数を増加させて放電灯を調光する電子安定器では、放
電灯を調光するに従い、ＦＥＴのゲートの消費電流が増
えることになる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、電力損失が少なく、トランスを別設せずに制御電源
を供給できるような放電灯点灯装置を提供することにあ
る。また、本発明の他の目的とするところは、調光を行
うときに周波数が高くなるにつれて制御電源への電流の
供給を多くできるような回路方式を提供することにあ
る。本発明のさらに他の目的とするところは、調光度の
深い調光用安定器であって、調光を行うときに周波数が
高くなる放電灯点灯装置において、高周波のスイッチン
グ素子としてＦＥＴを用いる場合に、周波数が高くなっ
てもＦＥＴの制御電源を確保できるようにすることにあ
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電力
を高周波電力に変換するインバータ回路４と、放電灯２
を含み限流素子としてインダクタＬ₁ を用いる負荷回路
とから構成される放電灯点灯装置において、前記インダ
クタＬ₁ の２次巻線からインバータ回路４の制御回路３
の電源を供給する手段を備えるものである。ここで、イ
ンバータ回路４のスイッチング素子Ｑ₁としては、ＦＥ
Ｔを用いることが好ましい。また、スイッチング素子Ｑ
₂ がオンするときに、インバータ回路４の制御回路３の
電源に電流が供給されるように前記インダクタＬ₁ の２
次巻線の極性を設定することが好ましい。

【０００８】

【作用】本発明では、インバータ回路４から出力される
高周波電力を限流素子としてのインダクタＬ₁ を介して
放電灯２に印加して放電灯２を高周波点灯させる放電灯
点灯装置において、このインダクタＬ₁ の２次巻線から
インバータ回路４の制御回路３の電源を供給するように
したので、トランスを別設する必要がなくなる。また、
第２のスイッチング素子Ｑ₂ がオンするときに、インバ
ータ回路４の制御回路３の電源に電流が供給されるよう
に前記インダクタＬ₁ の２次巻線の極性を設定すると、
第２のスイッチング素子Ｑ₂ が電流を消費するときに、
その電源となる電流を供給できるので、第２のスイッチ
ング素子Ｑ₂ の動作が安定するという作用がある。本発
明のさらに詳しい構成及び作用については、以下に述べ
る実施例の説明において一層明らかとされる。

【０００９】

【実施例】本発明の一実施例を図１に示した。図１９の
回路に比べると、制御電源の供給方式が異なり、スイッ
チング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の発振開始後、バラスト用のイン
ダクタＬ₁ を１次巻線としたトランスＴ₁ の２次巻線か
らダイオードＤ₃ を通じて制御電源Ｖｃｃに電流を供給
するものである。電源投入時の動作は図１９の回路と同
じであり、トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の発振動作が開始す
る前は、図１９の回路と同様の抵抗Ｒ₄ ，Ｒ₅ とトラン
ジスタＱ₃ 、ツェナーダイオードＺＤ₂ により構成され
る回路は必要である。発振開始後は、インバータ回路４
のインダクタＬ₁ に流れる電流が、トランスＴ₁ の２次
巻線からダイオードＤ₃ を介してコンデンサＣ₃ に供給
される。電流トランスＴ₁ の１次巻線としてのインダク
タＬ₁には図２に示すような波形の電圧が印加される。
本実施例では、インバータ回路４のバラスト用のインダ
クタＬ₁ と制御電源Ｖｃｃを供給するためのトランスＴ
₁ の１次巻線を単一の巻線としたために、図１９のイン
ダクタＬ₁ と電流トランスＴ₁ を共用でき、コストダウ
ン、重量低減を達成できる。この方式は、バラスト用の
インダクタを用いるインバータ回路であれば、全てのイ
ンバータ回路方式に適用できる。

【００１０】図３は本発明の他の実施例の回路図であ
る。本実施例では、図１の回路と同じ直列インバータ回
路を用いているが、バラスト用のインダクタＬ₁ に帰還
巻線を設けて、抵抗Ｒ₁ を介してスイッチング素子Ｑ₁
の制御電極に駆動信号を帰還させて、自励方式でスイッ
チング素子Ｑ₁ をオン・オフ制御している。本実施例で
は、スイッチング素子Ｑ₁ にＦＥＴを用いており、スイ
ッチング周波数の変化により放電灯２の調光を行う場合
に、周波数が高くなると、ＦＥＴのスイッチング制御用
の電流が増加するようにしている。

【００１１】図３に示した回路の動作周波数と共振周波
数の関係を図４に示す。トランスＴ ₁ の１次巻線として
のバラスト用のインダクタＬ₁ のインダクタンス値とコ
ンデンサＣ₁ による共振周波数をｆ₀ とすると、放電灯
２が点灯する前の先行予熱時には、ｆ₀ ≪ｆとなるよう
な動作周波数ｆでスイッチング動作を行う。放電灯２の
フィラメントを十分に先行予熱した後、図４（ａ）に示
すように、動作周波数ｆを段々と共振周波数ｆ₀ に近付
けて行き、放電灯２への印加電圧を大きくして行く。放
電灯２への印加電圧が始動電圧に達すると、放電灯２は
点灯し、図４（ｂ）に示すように、無負荷時の共振特性
から負荷時の共振特性に遷移する。その後、放電灯２を
調光するために、図４（ｃ）に示すように、インバータ
回路の動作周波数を変化させる。調光度の深い調光を行
う場合には、図４（ｄ）に示すように、インバータ回路
の動作周波数を全点灯時のｆ₁ から△ｆ₁ 増加させてｆ
₂とする。また、放電灯２が点灯した後の負荷回路の共
振周波数は、ランプインピーダンスの増加に伴って、全
点灯時のｆ₀₁ からΔｆ₂ 増加してｆ₀₂となる。

【００１２】図３に示した回路の場合は、単なる周波数
調光方式とは異なり、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のデ
ューティ比の変化により調光させるので、調光時におけ
る周波数の変動幅は少ない。したがって、動作周波数の
変化幅△ｆ₁ と、調光度に応じたランプインピーダンス
の変化による負荷回路の共振周波数の変化幅△ｆ₂ の関
係は、△ｆ₁ ＜△ｆ₂ となる。これにより、調光するに
従って、回路の動作周波数は比較的負荷回路の共振周波
数に近いものとなり、バラスト用のインダクタＬ₁ に流
れる共振電流は増加し、バラスト用のインダクタＬ₁ に
印加される電圧は増加する。そのために、トランスＴ₁
の２次巻線に発生する電圧は調光するに従って大きくな
り、制御電源Ｖｃｃへの供給電流は大きくなって行く。
故に、調光度に応じてスイッチング素子であるＦＥＴの
ゲート消費電流の増加を補うことができる。これによ
り、調光時に制御電源の安定化を図ることができる。

【００１３】ここで、図３の回路において、スイッチン
グ素子Ｑ₁ にＦＥＴを使用する場合、ＦＥＴは電圧駆動
であるので、バイポーラトランジスタに比べて消費電流
を低減させることができるという利点がある。また、自
励駆動の場合にバイポーラトランジスタを用いると、キ
ャリア走行時間やキャリア消滅時間の関係でストレージ
タイムが発生し、ベース電流が零になってからスイッチ
動作がオフするまでの時間がスイッチング素子のばらつ
きにより大幅に異なり、出力のばらつき幅が大きくなる
が、バイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを用いる
と、ストレージタイムの影響が極小となる。そして、自
励巻線に発生する電圧は図２の場合と同様であり、電圧
減少時の傾きが大きいので、ＦＥＴのターンオフ電圧の
ばらつきによる出力変化への影響はほとんどない。した
がって、スイッチング素子Ｑ₁ としてＦＥＴを用いる
と、素子のばらつきによる出力変化を抑えることができ
る。

【００１４】また、図３の回路において、トランスＴ₁
の極性を図５の黒丸で示したように設定すると、トラン
スＴ₁ の２次巻線に発生する電圧は、制御回路３により
駆動されるスイッチング素子Ｑ₂ がオンするときに正と
なり、制御電源Ｖｃｃに電流を供給できる。したがっ
て、制御電源Ｖｃｃが消費されるスイッチング素子Ｑ₂
のオン時に、制御電源Ｖｃｃへの電流を供給できるの
で、制御電源Ｖｃｃの安定化を図れる。

【００１５】次に、ハーフブリッジ式インバータ回路に
おいて、広範囲にわたる入力電圧に対して応用可能な発
振同期信号の検出回路について説明する。図６に自励他
制ハーフブリッジ式インバータ回路を示す。主電源とし
ての交流電源ＡＣは電源スイッチＳＷを介してダイオー
ドブリッジＤＢの交流入力端子に接続されている。ダイ
オードブリッジＤＢの直流出力端子には、平滑用のコン
デンサＣ₅ が並列接続されている。この平滑用のコンデ
ンサＣ₅ に得られる直流電圧は、インバータ回路４のス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列回路に印加されてい
る。各スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ には、それぞれダイ
オードＤ₁ ，Ｄ₂ が逆並列接続されている。一方のスイ
ッチング素子Ｑ₂ の両端には、バラスト用のインダクタ
Ｌ₁ と直流カット用のコンデンサＣ₂ を介して放電灯２
が接続されている。放電灯２のフィラメントの非電源側
端子間には、予熱用のコンデンサＣ₁ が並列接続されて
いる。このコンデンサＣ₁ とインダクタＬ₁ は直列共振
回路を構成している。また、インダクタＬ₁ の２次巻線
は、抵抗Ｒ₁ を介して他方のスイッチング素子Ｑ₁ の制
御電極に接続されており、このスイッチング素子Ｑ₁ は
自励駆動される。また、スイッチング素子Ｑ₂ は制御回
路３により他励駆動される。

【００１６】図６のハーフブリッジ式インバータ回路に
おける制御回路３からは、矩形波信号が出力される。制
御回路３の出力がＨｉｇｈレベルの区間にスイッチング
素子Ｑ₂ がオン、スイッチング素子Ｑ₁ がオフとなり、
制御回路３の出力がＬｏｗレベルの区間には、スイッチ
ング素子Ｑ₂ がオフ、スイッチング素子Ｑ₁ がオンとな
る動作を繰り返し、発振を行う。スイッチング素子Ｑ₂
のオン区間は制御回路３にて設定されるタイマー時間に
より決定され、それによりスイッチング素子Ｑ ₂ がオフ
するタイミングを受けてスイッチング素子Ｑ₁ がオンす
る。しかしながら、図６の回路だけでは発振が継続しな
い。なぜなら、スイッチング素子Ｑ₂ がオンするタイミ
ングの情報を、制御回路３に伝達する手段が無いためで
あり、発振の状態を検出する手段として、例えば、図７
又は図８に示した回路が一般に使われていた。

【００１７】図７の回路は、発振動作により放電灯２に
流れる電流を供給するトランスＴ₁の巻線を利用し、電
流トランス結合方式により負荷電流を検出し、抵抗Ｒ₆
とツェナーダイオードＺＤ₃ により得られた基準電圧と
比較し、電圧比較器ＣＰより同期信号を検出する方式で
あり、図８の回路は、発振用のスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂ の接続点の電位を抵抗Ｒ₇ ，Ｒ₈ により分圧し、基
準電圧と比較して同期信号を検出する方式である。とこ
ろが、図７の回路においては、温度変化に対して電流ト
ランスＴ₁ の特性変化が大きく、また、電流トランスＴ
₁ の巻線が３巻線となり、コスト高となる。一方、図８
の回路では、インバータ回路の電源電圧が一定であれば
問題ないが、インバータ回路の電源電圧の変動範囲が広
い場合、入力電圧をＶ₁ 、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂
の接続点の電圧を分圧した検出電圧をＶ₂ 、基準電圧を
Ｖ₃ とすると、これらの電圧の関係は、図９のようにな
る。図中、入力電圧Ｖ₁ がＶａの範囲では、スイッチン
グ素子Ｑ₂ がオンしても、検出電圧Ｖ₂₁が基準電圧Ｖ₃
より低いため、スイッチング素子Ｑ₂ がオンしたと見な
されず、発振が継続しない。また、入力電圧Ｖ₁ がＶｂ
の範囲では、スイッチング素子Ｑ₂ がオフしたときにス
イッチング素子Ｑ₁ もオフで、破線で示した検出電圧Ｖ
₂₂が基準電圧Ｖ₃ よりも高く、スイッチング素子Ｑ₂ が
オンしたときと同じと判断されてしまい、これも発振が
継続しない。

【００１８】そこで、簡単な構成で広範囲の入力電圧に
対して、発振の同期信号を得るために、図１０に示すよ
うな回路を用いることが考えられる。この回路は、昇圧
型のチョッパー回路とインバータ回路を組み合わせた放
電灯点灯装置である。昇圧型のチョッパー回路は、ダイ
オードブリッジＤＢの直流出力端子に、インダクタＬ ₃
とスイッチング素子Ｑ₄ を直列に接続し、スイッチング
素子Ｑ₄ の両端にダイオードＤ₄ を介して平滑用のコン
デンサＣ₅ を接続したものであり、スイッチング素子Ｑ
₄ が高周波でオン・オフ動作を繰り返すことにより、イ
ンダクタＬ₃ の両端に電圧を誘起させて、この電圧をダ
イオードブリッジＤＢの出力電圧と重畳させて、ダイオ
ードＤ₄ を介してコンデンサＣ₅ に充電するものであ
り、交流電源ＡＣからの入力電流の高調波歪を低減する
手段として広く用いられている。平滑コンデンサＣ₅ に
得られる電圧は、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂により分圧されて、チ
ョッパー制御回路７にフィードバックされて、所定の出
力電圧が得られるようにスイッチング素子Ｑ₄ のオン・
オフ動作が制御される。昇圧チョッパー回路の出力電圧
は４００Ｖ前後に設定することが多く、また、チョッパ
ー回路が動作していないときには、商用電源電圧を全波
整流した電圧がインバータ回路に入力される。つまり、
商用電源が１００Ｖの場合、インバータ回路の入力電圧
Ｖ₁ は１４１Ｖ〜４００Ｖの範囲で変化することにな
る。このように広い範囲で変化する入力電圧Ｖ₁ に対し
て、この電圧を抵抗Ｒ₉ ，Ｒ₁₀で分圧して得られる電圧
Ｖ₄ を基準電圧として電圧比較器ＣＰに入力し、スイッ
チング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の接続点の電圧を抵抗Ｒ₇ ，Ｒ₈
で分圧して得られた電圧Ｖ₂ と比較する。入力電圧Ｖ₁
を分圧して得られる基準電圧Ｖ₄ を、図１１に示すよう
に、スイッチング素子Ｑ₂ がオンしたときの電圧Ｖ
₂₁と、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ が共にオフしたとき
の電圧Ｖ₂₂の間となるように設定する。このように設定
すれば、入力電圧Ｖ₁ の変化に対して、電圧比較器ＣＰ
の基準電圧Ｖ₄ は追従動作するものであり、スイッチン
グ素子Ｑ₂ がオンしたときと、スイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ がオフしたときの検出を確実に行える。

【００１９】図１０に示すインバータ装置の電源投入時
からの動作を図１２に示した。電源投入すると、まず、
負荷となる放電灯の有無を判断し、放電灯が無い場合に
は、インバータ回路を発振停止させる。これは、チョッ
パー回路の発振等による高電圧がランプソケットに出力
されることを防止し、感電等のトラブルを防ぐためであ
る。また、放電灯が有る場合は、インバータ回路を起動
して、インバータ回路が発振したことを確認した上で、
チョッパー回路を起動させようとするものである。チョ
ッパー回路よりもインバータ回路の方を先に発振開始さ
せる目的は、インバータ回路が起動された瞬間のトラン
ジスタへのストレスを低減するためである。以上のよう
に簡単な構成で、広範囲の入力電圧に対して、自励他制
式ハーフブリッジインバータ回路の発振同期信号を得る
ことができる。

【００２０】さて、高周波動作させるインバータ回路の
前段に、直流電源を平滑化させるためにアルミ電解コン
デンサを用いる場合、アルミ電解コンデンサの周波数特
性により、周波数の増加に伴って容量が減り、ｔａｎδ
（誘電正接）が増加する。これにより、高周波動作時に
アルミ電解コンデンサのインピーダンスは増加し、イン
バータ回路への充放電電流は流れにくくなる。そこで、
アルミ電解コンデンサと並列にフィルムコンデンサを接
続する。フィルムコンデンサの周波数特性は、周波数が
増加しても容量とｔａｎδは比較的安定した特性とな
る。したがって、インバータ回路を高周波で動作させた
場合には、充放電電流は主にフィルムコンデンサを通っ
て流れ、低インピーダンスのループを導通することにな
り、回路動作への影響は少なくなる。

【００２１】さらに、プリント基板への実装時等には前
記フィルムコンデンサをインバータ回路の近傍に実装す
ると、安定したインバータ回路の動作を行える。つま
り、プリント基板のパターンにはラインインピーダンス
が存在するが、アルミ電解コンデンサの周波数特性の影
響を少なくするために、アルミ電解コンデンサと並列に
フィルムコンデンサを設けて、直流電源への充電電流を
流れやすくするが、プリント基板のラインインピーダン
スの影響を考慮し、フィルムコンデンサをインバータ回
路の近傍へ実装することにより、ラインインピーダンス
による充放電電流への影響が少なくなる。これにより、
安定したインバータ回路の動作を行える。

【００２２】ところで、放電灯の点灯始動時において、
放電灯に印加する電圧の基本振幅にパルス状の電圧を加
えて、特に低光束調光点灯始動において、ピーク値が高
い電圧を加えながら、実効値を低くし、良好な始動を実
現できる。また、低光束調光点灯時において、点灯維持
のために放電灯に印加する電圧の基本振幅にパルス電圧
を加え、ピーク値が高く実効値の低い電圧により、安定
な低光束点灯維持が行えることはよく知られている。し
かしながら、これらの方式においては、放電灯の光出力
を低くするために、パルス電圧の印加周波数は数百Ｈｚ
から数ＫＨｚとなり、人間の可聴周波数域となる。低光
束調光点灯時には、放電灯の印加電圧の実効値を下げる
ために、基本振幅とパルス電圧のピーク値との差は大き
くなり、放電灯のバラストとして用いられるインダクタ
がパルス電圧の印加周期で振動し、騒音を発生してしま
うという問題が生じる。商用周波数の交流を高周波に変
換して放電灯を高周波点灯するインバータ点灯装置にお
いては、可聴域を越えた周波数で回路動作をさせること
により、騒音が出ないという長所を持つことから、上記
のような騒音の発生は非常に重要な問題となる。

【００２３】そこで、前記の騒音発生を防止するため
に、図１３と図１４に示すように、バラスト用のインダ
クタを複数個に分割した放電灯点灯装置を用いる方法が
ある。騒音の発生は、パルス状電圧のピーク値と基本振
幅の差が急激に変化することにより、磁性体（コア）に
磁わい（磁気ひずみ）を生じ、その磁気弾性エネルギー
によりコアが振動する（磁わい振動）ことによるもので
ある。この磁気弾性エネルギーは磁化の強さにより変化
するので、コアの磁化を弱めてやれば振動は弱くなり、
騒音は減る。ところが、回路定数としてインダクタンス
成分は必要であるので、インダクタが１個ではコアの磁
化を弱めることができない。そこで、インダクタを複数
に分割し、インダクタの１個あたりに生じる磁化を弱め
ることにより騒音を下げることができる。

【００２４】図１３の回路では、インバータ回路４より
出力された電圧をインダクタＬ₁ ，Ｌ₂ を介して放電灯
２とコンデンサＣ₁ の並列回路に印加している。インダ
クタＬ₁ ，Ｌ₂ には、インバータ回路４より出力される
電圧から放電灯２に印加されるランプ電圧を差し引いた
電圧が印加される。したがって、インダクタ１個あたり
に発生する磁界の強さを１個のインダクタを用いる場合
に比べて弱めることができ、騒音を低減できる。また、
図１４に示すように、放電灯２を挟むようにインダクタ
Ｌ₁ ，Ｌ₂ を挿入すれば、放電灯２の両端電位は安定
し、放電灯２から発せられる輻射ノイズが低減されると
いう効果を生む。

【００２５】このように、バラストとして用いるインダ
クタを複数個に分割した放電灯点灯装置では、１個のイ
ンダクタを用いた場合に比べると、部品コストが高くな
る。また、図１５あるいは図１６に示すように、インバ
ータ回路のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ への帰還巻線や
制御回路３の電源等をインバータ回路の発振出力から取
る方式があるが、図１５の回路では、カレントトランス
ＣＴとインダクタＬ₁として、異なった仕様のコイルを
作成する必要があり、コストが高くなり、図１６の回路
では、カレントトランスとインダクタを共用するため
に、トランスＴ₁が大型化する。

【００２６】まず、図１５の回路は、電流帰還用のカレ
ントトランスＣＴを用いた自励他制式の直列インバータ
回路を用いており、バイポーラトランジスタよりなるス
イッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ とダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ で構
成される直列インバータ回路に、直流カット用のコンデ
ンサＣ₂ を介して、インダクタＬ₁ とコンデンサＣ₁に
よる直列共振回路を接続し、コンデンサＣ₁ と並列に配
された放電灯２を点灯させる放電灯点灯装置である。イ
ンバータのスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のベース電流
は、カレントトランスＣＴの２次巻線ｎ₁ ，ｎ₂ によっ
て供給される。また、制御回路３は、２次巻線ｎ₂ から
得られるタイミングに基づいて、スイッチング素子Ｑ₂
がオンされた後、所定の時間後にトランジスタＱ₃ をオ
ンさせて、スイッチング素子Ｑ₂ のＯＮ時間を制御する
ものであり、これにより、インバータ回路のデューティ
比を変化させて、放電灯２の調光を行うものである。ま
た、カレントトランスＣＴの２次巻線ｎ₃ は、制御回路
３の電源を供給するために用いられている。

【００２７】次に、図１６の回路では、図１５に示した
回路において、インダクタＬ₁ をトランスＴ₁ の１次巻
線のインダクタンス成分で兼用したものであり、部品点
数は少なくなるが、トランスＴ₁ が大型化する。そこ
で、複数個に分割したインダクタのコア材質、形状、巻
数、ピン配置などの仕様を同一にすることにより、異な
った仕様のコイルを作成することで生じるコストを削減
することが考えられる。例えば、図１３や図１４に示し
たように、バラスト用のインダクタを２つの巻線Ｌ₁ と
Ｌ₂ に分割した放電灯点灯装置において、２つの巻線Ｌ
₁ とＬ₂ のコイル仕様を同一にし、異なった仕様のイン
ダクタを製作する必要を無くし、コストの削減を図るこ
とが考えられる。なお、図１３及び図１４では、バラス
ト用のインダクタを２分割としたが、３個以上に分割し
た場合でも同様であることは言うまでもない。

【００２８】また、図１７に示すように、自励他制式の
直列インバータ回路において、バラスト用のインダクタ
を兼ねたカレントトランスＴ₁ ，Ｔ₂ ，Ｔ₃ の１次巻線
を３つの巻線Ｌ₁ ，Ｌ₂ ，Ｌ₃ に分割し、コアの磁化を
低減することにより騒音の発生を抑制し、且つ、これら
にそれぞれ対応する２次巻線ｎ₁ ，ｎ₂ ，ｎ₃ をインバ
ータのスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ への帰還巻線や、制
御回路３の電源供給用の２次巻線として利用する。この
とき、３つのトランスＴ₁ ，Ｔ₂ ，Ｔ₃ のコア材質、形
状、巻数、巻数比等を同一の仕様となるように設計する
ことにより、分割したトランスの製造コストを低減でき
る。また、図１６に示した１個のトランスＴ₁ を用いる
場合に比べて、本実施例における分割した個々のトラン
スＴ₁ ，Ｔ₂ ，Ｔ₃ は小型化するため、器具の薄型化な
ども実現できる。図１７の回路では、インバータ回路に
自励他制式の直列インバータ回路を用いたが、インバー
タ回路方式や制御方式はこれに限らず、１次巻線より複
数の２次巻線を取るものであれば、どのような回路方式
にも適用できる。また、１次巻線の分割個数は必要とさ
れる２次巻線の数に応じて適宜決定すれば良いことは言
うまでもない。

【００２９】なお、図１７の放電灯点灯装置において、
インバータのスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂ への帰還巻線
ｎ₁ ，ｎ₂ を有するトランスＴ₁ ，Ｔ₂ をそれぞれスイ
ッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ にできるだけ近い位置に実装す
れば、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂ のドライブ信号によ
る輻射ノイズを低減することができる。

【００３０】

【発明の効果】本発明にあっては、インバータ回路から
出力される高周波電力を限流素子としてのインダクタを
介して放電灯に印加して放電灯を高周波点灯させる放電
灯点灯装置において、このインダクタの２次巻線からイ
ンバータ回路の制御回路の電源を供給するようにしたの
で、トランスを別設する必要がなくなるという効果があ
る。また、第２のスイッチング素子がオンするときに、
インバータ回路の制御回路の電源に電流が供給されるよ
うに前記インダクタの２次巻線の極性を設定すると、第
２のスイッチング素子が電流を消費するときに、その電
源となる電流を供給できるので、第２のスイッチング素
子の動作が安定するという効果がある。さらに、一対の
スイッチング素子のうち、一方を自励駆動し、他方を他
励駆動するハーフブリッジ型のインバータ回路におい
て、自励駆動される側のスイッチング素子をＦＥＴで構
成すれば、バイポーラトランジスタを用いる場合に比べ
て、ストレージタイムの影響が極小となり、出力のばら
つきが少なくなると共に、スイッチング周波数の変化に
より放電灯の調光を行う場合に、周波数が高くなると、
ＦＥＴのスイッチング制御用の電流が増加することにな
り、好都合である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の回路図である。

【図２】本発明の一実施例の動作波形図である。

【図３】本発明の他の実施例の回路図である。

【図４】本発明の他の実施例の共振特性を示す説明図で
ある。

【図５】本発明のさらに他の実施例の回路図である。

【図６】従来の放電灯点灯装置の回路図である。

【図７】従来の発振同期信号検出回路の一例を示す回路
図である。

【図８】従来の発振同期信号検出回路の他の一例を示す
回路図である。

【図９】従来の発振同期信号検出回路の動作説明図であ
る。

【図１０】本発明の発振同期信号検出回路の一例を示す
回路図である。

【図１１】本発明の発振同期信号検出回路の動作説明図
である。

【図１２】本発明の放電灯点灯装置の電源投入後の動作
を示す流れ図である。

【図１３】従来の分割バラストを用いた放電灯点灯装置
の回路図である。

【図１４】従来の分割バラストを用いた他の放電灯点灯
装置の回路図である。

【図１５】従来のバラストとトランスを分割した放電灯
点灯装置の回路図である。

【図１６】従来のバラストとトランスを兼用した放電灯
点灯装置の回路図である。

【図１７】本発明のインバータによる放電灯点灯装置の
回路図である。

【図１８】従来の電源供給方式を用いた放電灯点灯装置
の回路図である。

【図１９】従来の他の電源供給方式を用いた放電灯点灯
装置の回路図である。

【図２０】従来のＦＥＴを用いたインバータ式放電灯点
灯装置の動作波形図である。

【符号の説明】

２放電灯３制御回路４インバータ回路ＤＣ直流電源Ｑ₁ スイッチング素子Ｑ₂ スイッチング素子Ｌ₁ インダクタＴ₁ トランスＤ₃ ダイオードＣ₃ コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者清積克行大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者奥出章雄大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流平滑した直流電源から
の電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、放電
灯を含み限流素子としてインダクタを用いる負荷回路と
から構成される放電灯点灯装置において、前記インダク
タの２次巻線からインバータ回路の制御回路の電源を供
給する手段を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記インバータ回路は、前記直流電源
から出力される直流電圧を印加される第１及び第２のス
イッチング素子の直列回路と、負荷電流を帰還させて第
１のスイッチング素子を自励制御する電流帰還手段と、
第２のスイッチング素子の導通区間を減少させて放電灯
の調光を行うように他励制御する制御回路とを備え、イ
ンバータ回路の動作周波数の変動幅を負荷回路の共振周
波数の変動幅よりも小さくしたことを特徴とする請求項
１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】負荷電流の帰還により自励制御される
第１のスイッチング素子としてＦＥＴを用いることを特
徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】第２のスイッチング素子がオンすると
きに、インバータ回路の制御回路の電源に電流が供給さ
れるように前記インダクタの２次巻線の極性を設定した
ことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】前記インバータ回路に入力される直流
電圧を安定化するためのアルミ電解コンデンサと並列に
フィルムコンデンサを接続し、該フィルムコンデンサは
前記インバータ回路の近傍に設けたことを特徴とする請
求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】前記直流電源の出力電圧を分圧して基
準電圧を作成する第１の分圧回路と、前記第１及び第２
のスイッチング素子の接続点の電位を分圧して発振周期
に同期した電圧を検出する第２の分圧回路と、第１及び
第２の分圧回路の出力電圧を入力される電圧比較器とを
備え、第１の分圧回路により作成される基準電圧は、第
１のスイッチング素子のオン時に発生する電圧と、第１
及び第２のスイッチング素子が共にオフした時に発生す
る電圧の間となるように設定したことを特徴とする請求
項１記載の放電灯点灯装置。