JP3994633B2

JP3994633B2 - 放電灯点灯装置

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Publication number: JP3994633B2
Application number: JP2000156957A
Authority: JP
Inventors: 武志鴨井; 直樹小松; 務塩見; サン・イーヤン; 健史強力; 博市新堀
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2000-05-26
Filing date: 2000-05-26
Publication date: 2007-10-24
Anticipated expiration: 2020-05-26
Also published as: JP2001338789A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、始動性が高い放電灯点灯装置に係り、特に高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）の始動性を向上し、かつ各部品に対するストレスを低減した放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば特開昭６３−１５０８９５号公報に記載されている従来の放電灯点灯装置は、高周波動作用の第１と第２のトランジスタ、低周波動作用の第３と第４のトランジスタ、これら第１から第４までのトランジスタのオン／オフ制御用の制御回路、および高圧パルス電圧発生用のイグナイタを備え、一定周期で極性が反転する矩形波状の交流電圧をインダクタを介して放電灯に印加する。
【０００３】
上記の装置における制御回路は、第１と第２の基準電圧Ｖｒ１、Ｖｒ２がそれぞれ印加される第１と第２のコンパレータと、コンデンサおよび抵抗よりなる時定数回路にて設定される所定周波数のクロック信号を発振する発振回路と、各コンパレータの出力により反転される第１のフリップフロップと、一定周期のパルス信号を出力するタイマ回路と、フリップフロップ出力（高周波信号ｆｈ）およびタイマ回路出力（低周波信号ｆ１）に基づいて二対の各トランジスタの制御信号を形成するドライブ回路とで構成されている。
【０００４】
ドライブ回路は、第２のフリップフロップと、第１乃至第４のアンド回路と、第５と第６のトランジスタと、および第１と第２のパルストランスとで形成されている。
【０００５】
イグナイタは、双方向性３端子サイリスタ（トライアック）、双方向性２端子スイッチ（スイッチ）、第３のパルストランスなどにより構成され、放電灯の始動時にトライアックがオン／オフされることにより第３のパルストランスの２次巻線に誘起される始動用の高圧パルス電圧が第１のコンデンサを介して放電灯に印加するようになっている。
【０００６】
この放電灯点灯装置の動作について説明すると、発振回路の出力が第２のコンパレータにて第２の基準電圧Ｖｒ２と比較され、発振回路出力が第２の基準電圧よりも大きくなると、第２のコンパレータ出力がハイレベルになり、第１のフリップフロップがセットされてその出力が高レベルになる。この瞬間より第１と第３のトランジスタのいずれか一方がオンして電流が流れ、電流検出抵抗の両端には電流に応じた電圧Ｖｄｔが発生する。この電圧Ｖｄｔと第１の基準電圧Ｖｒ１とが第１のコンパレータにて比較され、Ｖｄｔ＞Ｖｒ１になった時点で第１のコンパレータ出力が高レベルになって第１のフリップフロップがリセットされる。
【０００７】
第１のフリップフロップから出力される高周波信号ｆｈは高周波スイッチング動作のタイミング信号としてドライブ回路に入力される。一方、タイマ回路から出力される低周波信号ｆ１は低周波スイッチング動作のタイミング信号としてドライブ回路に入力され、その極性反転周波数の２倍の周波数に設定される。
【０００８】
ドライブ回路では、低周波信号ｆ１を第２のフリップフロップと、第３と第４のアンド回路によって分周して第３と第４のトランジスタのオン制御信号を形成して出力するとともに、高周波信号ｆｈによって第１と第２のアンド回路の出力を適宜高レベルにして、第５、第６のトランジスタおよび第２、第３のパルストランスを介して第１、第２のトランジスタのオン／オフ制御信号を出力する。したがって、フルブリッジ構成のインバータから出力されインダクタを介して放電灯に印加される交流電圧は、一定周期で極性が反転し、高周波でチョップされた電圧となる。
【０００９】
イグナイタでは、第２のコンデンサが極性反転前に充電されていて、極性反転後には抵抗を介して第３のコンデンサが充電されるようになっており、トライアックは、第１、第２の抵抗および第４のコンデンサによって決まる時定数に応じて導通する。すなわち、第４のコンデンサの両端電圧がスイッチの応答電圧に達したときにスイッチが導通してトライアックがトリガされる。このようにしてトライアックが導通すると、第２、第３のコンデンサが直列に接続されてその充電電荷が第１のトランスの１次巻線を介して放電し、その２次巻線に始動用の高圧パルス電圧が発生して放電灯に印加される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記の公知放電灯点灯装置では、放電灯に印加される交流電圧の極性反転周期が始動時（放電開始時）も定常点灯時も同一周期（スイッチング周波数が１００〜２００Ｈｚ）になっているので、始動時に高圧パルス電圧が印加されて放電灯が始動しかけても、すぐに逆極性電圧が印加されることになり、放電が維持され難くなって定常点灯にスムーズに移行できず、始動特性が悪いという問題があった。
【００１１】
上記の公知装置において一つの改善策として提案されている制御回路は、上記制御回路の構成に加えて第３のフリップフロップおよびこの周辺に接続される各素子をさらに備え、放電灯が始動していない無負荷時において、第１のコンパレータの出力を常に低レベルに設定して周辺のコンデンサに電荷が蓄えられないようにし、トランジスタがオフして、第３のフリップフロップの出力が低レベルになったときに第３の抵抗が挿入され、交流電圧の極性反転周期を充分長く（例えば、１０Ｈｚ以下に設定）するようになっている。したがってこの放電灯点灯装置では、高圧パルス電圧の印加によって放電しかかった場合において、同一極性の電圧が充分長く印加されることによって、安定な放電に容易に移行でき、始動特性が改善される。しかしながらこのような改善策としての制御回路を備える放電灯点灯装置では、始動時全般に亘って交流電圧の極性反転周期が長いために放電灯に印加される高圧パルス電圧の間隔が長くなってしまい、始動時間が長くなるという問題があった。
【００１２】
他の解決策としては、ＬＣ共振電圧によって高圧パルス電圧を発生させるものがあり、例えば、第１と第４のトランジスタの組と第２、第３のトランジスタの組をそれぞれ交互に５０％のオンデューティでオン／オフさせると、ＬＣ共振によるレベルの等しい連続する高圧パルス電圧を放電灯に印加させることが可能になる。しかしながら、この方式では、放電灯に印加される電圧にＤＣ成分が含まれていないことから、絶縁破壊後のアーク放電にスムーズに移行するために必要なエネルギーが得られない問題がある。
【００１３】
また、高圧パルス電圧を得るためにスイッチング周波数をＬＣ共振周波数付近に設定すればよいが、この場合は大きな共振電流を流す必要があり、コイル、コンデンサおよびスイッチング素子などに大きなストレスがかかるという問題が生じる。
【００１４】
本発明は、かかる事由に鑑み、ＬＣ共振で得られる高圧パルス電圧で放電灯を好適に始動点灯させるとともに、アーク放電にスムーズに移行させるために必要なエネルギーを放電灯に供給して始動性を向上させ、しかもコイル、コンデンサ、スイッチング素子等のような構成部品にかかるコストを低減させる放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、一対の出力端子を有する直流電力供給用の直流電源回路と、直流電源回路の出力端子と並列接続される直列接続の少なくとも第１および第２のスイッチング素子を含み、直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換する極性反転回路と、インダクタ、コンデンサおよびこのコンデンサに並列接続の放電灯で成る負荷共振回路と、極性反転回路の第１および第２のスイッチング素子を交互にオン／オフさせて負荷共振回路の放電灯に印加する電圧を制御する制御回路とを備える。そして、制御回路はオン期間が第１のスイッチング素子より第２のスイッチング素子の方が長くなる第１期間及び短くなる第２期間を交互に生成するように第１および第２のスイッチング素子を交互に高周波動作でオン／オフさせて放電灯に矩形波状の低周波電圧を印加するとともに、放電灯の始動点灯モードにおいて負荷共振回路からの共振パルスにＤＣ成分を重畳し、各スイッチング素子のスイッチング周波数を連続的に変化させて放電灯に高電圧を印加する制御を行う。
【００１６】
これにより、ＬＣ共振で得られる高圧パルス電圧で放電灯を好適に始動点灯させるとともに、アーク放電にスムーズに移行させるために必要なエネルギーを放電灯に供給して始動性を向上させ、しかもコイル、コンデンサ、スイッチング素子等のような構成部品にかかるコストを低減させる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図示例とともに説明する。
【００１８】
図１は本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置の概略ブロック図である。本実施の形態に係る放電等点灯装置は、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に変換して一対の出力端子に供給する直流電源回路１Ａと、望ましくはそれぞれ直流電源回路１Ａの出力端子と並列に接続された直列接続の第１と第２のコンデンサおよび第１と第の２スイッチング素子を含んで直流電源回路１Ａからの直流電力を交流電力に変換する極性反転回路３Ａと、望ましくはインダクタとコンデンサの直列接続およびこのコンデンサに並列接続して極性反転回路３Ａからの交流電力を受ける放電灯を含む負荷共振回路２Ａと、極性反転回路の各スイッチング素子を交互にオン／オフさせて放電灯に供給される電圧を制御する制御回路５Ａとよりなる。
【００１９】
制御回路５Ａは、第１のスイッチング素子のオン期間よりも第２のスイッチング素子のオン期間が長くなる第１期間と、第１のスイッチング素子のオン期間よりも第２のスイッチング素子のオン期間が短くなる第２期間とを生成させるように両スイッチング素子を交互に高周波でオン／オフ動作させることにより、スイッチング素子のデューティをアンバランスに制御し、オン／オフ周波数を変化させ、放電灯に矩形波状の低周波電圧を印加する。つまり、制御回路５Ａは、第１と第２の各期間の少なくとも一方において各スイッチング素子の周波数を変化させて放電灯に高電圧を印加する。
【００２０】
この構成では、スイッチング周波数が変化するので、インダクタおよびコンデンサによるＬＣ共振がピークになった時点で極大となる高圧パルス電圧が放電灯に印加するようになる。これにより、放電灯が好適に始動点灯するようになる。また、オン期間が第１のスイッチング素子より第２のスイッチング素子の方が長くなる第１期間および短くなる第２期間を交互に生成するように、第１および第２のスイッチング素子が交互に高周波動作でオン／オフするので、放電灯に矩形波状の低周波電圧を印加するようになり、アーク放電にスムーズに移行させ得るエネルギーが放電灯に供給される。この結果、ＬＣ共振で得られる高圧パルス電圧で放電灯を好適に始動し、点灯させることができるとともに、アーク放電にスムーズに移行させるために必要なエネルギーを放電灯に供給して始動性を向上させることが可能になる。
【００２１】
図２は図１に示す第１の実施の形態の放電灯点灯装置の具体的な回路図である。図２に示す放電灯点灯装置は、昇圧チョッパ回路１１Ａを有する直流電力供給用の直流電源１Ａと、インダクタＬ１、このインダクタＬ１と直列接続されるコンデンサＣ１、およびこのコンデンサＣ１と並列接続される直列接続の放電灯（高輝度放電灯）Ｌａおよび抵抗Ｒ１により成る負荷共振回路２Ａと、直流電源１Ａからの直流電力を交流電力に変換して負荷共振回路２Ａに供給する極性反転回路３Ａと、昇圧チョッパ回路１１Ａ用の制御回路４Ａと、極性反転回路３Ａ用の制御回路５Ａとにより構成されている。
【００２２】
この装置の各部についてさらに詳述すると、直流電源１Ａは、交流電源ＡＣから交流電力を取り込んで整流を行う整流器ＤＢ、および昇圧チョッパ回路１１Ａにより構成され、この昇圧チョッパ回路１１Ａは、整流器ＤＢの高電位側出力端と一端が接続されるインダクタＬ１１と、このインダクタＬ１１の他端および整流器ＤＢの低電位側出力端とそれぞれドレインおよびソースが接続される例えばＦＥＴでなるスイッチング素子Ｑ１１と、インダクタＬ１１の他端とアノードが接続されるダイオードＤ１１とを備えている。ただし、スイッチング素子Ｑ１１は、ソース・サブストレートが接続され、ドレインおよびソースにそれぞれカソードおよびアノードが接続される寄生ダイオードＤ１２を有する構造になっている。
【００２３】
極性反転回路３Ａは、直流電源１Ａの出力と並列接続される直列接続のダイオードＤ３、例えばＦＥＴでなる第１のスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ４およびＦＥＴでなる第２のスイッチング素子Ｑ２と、ダイオードＤ３および第１のスイッチング素子Ｑ１と並列接続されるダイオードＤ５と、ダイオードＤ４および第２のスイッチング素子Ｑ２と並列接続されるダイオードＤ６と、直流電流１Ａの出力と並列接続される直列接続の第１、第２のコンデンサＣＥ１、ＣＥ２とを備える。ただし、第１、第の２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ１１と同様、寄生ダイオードＤ１、Ｄ２をそれぞれ有する。
【００２４】
昇圧チョッパ回路用の制御回路４Ａは、昇圧チョッパ回路１１Ａの出力電圧を検出する出力電圧検出回路４１、およびこの検出信号を受けてスイッチング素子Ｑ１１を駆動するための駆動回路４２を備え、スイッチング素子Ｑ１１に対して、オン／オフ用の制御信号の生成および出力を行ってオン／オフ制御を行うものである。また、例えば、従来と同様に、昇圧チョッパ回路１１Ａの出力電圧をモニタしながらそのスイッチング素子Ｑ１１のオン／オフ制御を行って整流器ＤＢの出力電圧を所定レベルに昇圧させる制御が行われる。
【００２５】
極性反転回路３Ａ用の制御回路５Ａは、ランプ電圧検出用のＶｌａ検出回路５１、ランプ電流検出用のＩｌａ検出回路５２、これら両検出回路からの検出信号を受けてランプ電力を算出するＷｌａ検出回路５３、およびこの算出信号を受けて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する駆動回路５４を備え、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して、オン／オフ用の制御信号の生成および出力を行ってオン／オフ制御を行う。
【００２６】
例えば、放電灯Ｌａが定常状態にある場合には、Ｗｌａ検出回路５３から得られるランプ電力を所定値に調節するためのオンデューティを用いて、図３のＴＭ２１、ＴＭ２２に示すように、期間ＴＭ２１の間、第２のスイッチング素子Ｑ２をオフにしたままで第１のスイッチング素子Ｑ１を数十ｋＨｚの高周波動作でオン／オフさせる一方、次の期間ＴＭ２２中は第１のスイッチング素子Ｑ１をオフにしたままで第２のスイッチング素子Ｑ２を数十ｋＨｚの高周波動作でオン／オフさせる制御が繰り返し行われる。この場合、期間ＴＭ２１、ＴＭ２２により成る周波数は数十〜百Ｈｚの低周波数に設定される。また、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数は一定値に維持される。
【００２７】
一方、上記の定常状態用の制御モードに対して、放電灯Ｌａを始動させて点灯させる始動点灯用の制御モードの場合には、オン期間が第１のスイッチング素子Ｑ１より第２のスイッチング素子Ｑ２の方が長くなる第１期間ＴＭ１２および短くなる第２期間ＴＭ１１を交互に生成するように、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互に高周波動作でオン／オフさせて、放電灯Ｌａに矩形波状の低周波電圧を印加する制御が行われる。この場合、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２により成る周波数は数十〜百Ｈｚの低周波数に設定される。
【００２８】
また、図３の「デューティスイープ」に示すように、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間における開始時点から所定時間Ｔ１かけて、オンデューティ比を連続的に変化、すなわちスイープさせる制御が行われる。このとき、長い方のオン期間、つまりＴＭ１１ではＱ１、ＴＭ１２ではＱ２の各オン期間を所定時間Ｔ１かけて徐々に長くしていくと、ランプ電圧ＶｌａのＤＣ成分が徐々に大きくなっていく。なお、図３の例では、所定時間Ｔ１外のオン期間は、その所定時間Ｔ１内のオン期間よりも長くなっている。
【００２９】
さらに、第１および第２期間の少なくとも一方の期間における第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を変化させて、放電灯Ｌａに高電圧を印加する制御が行われる。すなわち、制御回路５Ａは、図３の「周波数スイープ」に示すように、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間における開始時点から所定時間Ｔ１かけて、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を変化（スイープ）させる制御を行う。このとき、そのスイープ範囲は、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１によるＬＣ共振のピークを含むように設定される。なお、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数のスイープの傾きは同程度であってもよい。
【００３０】
次に、第１の実施の形態の特徴となる制御回路５Ａによる動作について概略を説明する。まず、図３を用いて定常状態用の制御モードによる回路動作について説明すると、期間ＴＭ２１では第２のスイッチング素子Ｑ２をオフにしたままで第１のスイッチング素子Ｑ１を高周波動作でオン／オフさせる一方、期間ＴＭ２２では第１のスイッチング素子Ｑ１をオフにしたままで第２のスイッチング素子Ｑ２を高周波動作でオン／オフさせる制御が繰り返し行われ、これにより、放電灯Ｌａに矩形波状の低周波電圧Ｖｌａが印加されて矩形波状の低周波電流Ｉｌａが流れ、放電灯Ｌａが定常状態で点灯する。
【００３１】
次に、始動点灯用の制御モードによる回路動作について説明すると、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間が第１のスイッチング素子Ｑ１より長くなる期間ＴＭ１２および短くなる期間ＴＭ１１を交互に生成するように第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互に高周波動作でオン／オフさせる制御が行われ、これにより、放電灯Ｌａに矩形波状の低周波電圧が印加され、ランプ電圧Ｖｌａに含まれるＤＣ成分によってアーク放電に移行するのに必要なエネルギーが放電灯Ｌａに十分に供給されることになる。
【００３２】
また、このとき、図３に示すように、期間ＴＭ１１，ＴＭ１２の各期間における開始時期から所定時間Ｔ１にかけて、オンデューティ比をＤ１１からＤ１２に変化させる制御が行われ、これにより、ランプ電圧ＶｌａのＤＣ成分が徐々に大きくなる。ただし、オンデューティ比Ｄ１２は、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間における開始時点でＤ１１に戻される。
【００３３】
さらに、図３に示すように、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間における開始時点から所定時間Ｔ１にかけて、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆ１１からｆ１２に変化させる制御が行われ、これにより、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１によるＬＣ共振がピークになった時点で極大となる高圧パルス電圧がランプ電圧Ｖｌａに重畳されるので、放電灯Ｌａは絶縁破壊に至って好適に始動点灯することになる。また、スイッチング周波数をスイープさせることにより、部品定数がばらついても極大となる高圧パルス電圧を放電灯Ｌａに印加することが可能になる。ただし、スイッチング周波数ｆ１２は、期間Ｔ１１、Ｔ１２の各期間における開始時点でｆ１１に戻される。
【００３４】
以上、第１の実施の形態によれば、ＬＣ共振回路で得られる高圧パルス電圧で放電灯を好適に始動点灯させることができるとともに、アーク放電にスムーズに移行させるために必要となるエネルギーを放電灯に供給して始動性を向上させることが可能になる。
【００３５】
なお、第１の実施の形態にあっては、始動点灯用の制御モード時に、図３に示すように、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が低い方から高い方にスイープする構成になっているが、これに限らず、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が高い方から低い方にスイープする構成でもよい。要するに、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２用の制御回路が、図４に示すように、第１および第２期間の少なくとも一方の期間における両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を低い方および高い方のどちらか一方に変化させる構成であればよく、これにより、放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖｌａのピーク電圧および電圧成長過程を安定させることが可能になる。
【００３６】
また、上記記載ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２としてＦＥＴ、特にＭＯＳＦＥＴが使用されるものとしたが、トランジスタを使用してもよい。
【００３７】
図５は本発明の第２の実施形態の放電灯点灯装置における周波数スイープの説明図で、この場合、放電灯点灯装置は、直流電源１Ａ、負荷共振回路２Ａ、極性反転回路３Ａおよび各回路２Ａ、３Ａの制御回路４Ａ、５Ａを図２の第１の実施の形態と同様に備えているが、第１の実施の形態との相違点として、この実施形態における極性反転回路用の制御回路５Ｂは、始動点灯用の制御モード時において、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の少なくとも一方の期間における第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を低い方に変化させる制御を行う以外は第１の実施の形態の制御回路５Ａと同様に構成される。すなわち、この制御回路５Ｂは、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間における開始時点から所定時間Ｔ１にかけて、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を高い方ｆ１２から低い方ｆ１１に変化、つまりスイープさせる制御を行う。
【００３８】
次に、制御回路５Ｂによってスイッチング周波数を低い方にスイープさせる理由を図５を用いて説明する。放電灯Ｌａが絶縁破壊すると、負荷共振回路２Ａにおける共振カーブは、放電灯不点灯時の共振カーブＡ１（ピークはｆｏ）から放電灯絶縁破壊後の共振カーブＡ２に変化する。そこで、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を低い方に変化させると、放電灯Ｌａが絶縁破壊したあとの共振カーブＡ２における共振周波数のピーク（ｆo’）にそのスイッチング周波数が近づくためにアーク放電に好適なより大きなエネルギーを得ることが可能になり、これにより、放電灯Ｌａをより安定的にアーク放電に移行させることができる。
【００３９】
図６は本発明の第３の実施の形態の放電灯点灯装置における周波数スイープの説明図で、始動時の期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の少なくとも一方の期間における第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を複数回変化させて、放電灯Ｌａに高電圧を印加する制御が行われる。この場合、極性反転回路用の制御回路５Ｃは、図６に示すように、始動時の期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各々において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆ_ＨＦを複数回、例えば図示のように３回、変化（スイープ）させる制御を行う。このとき、そのスイッチング周波数のスイープ範囲は、負荷共振回路２ＡのインダクタＬ１およびコンデンサＣ１によるＬＣ共振のピークを含むように設定される。
【００４０】
なお、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティについては、第１の実施の形態と同様にしてスイッチング周波数のスイープとともにスイープされる構成でもよく、あるいはスイッチング周波数のスイープ時のみ、別の一定値に変更される構成でもよい。
【００４１】
次に、本第３の実施の形態の特徴となる制御回路５Ｃによる動作について概略を説明する。まず、定常状態用の制御モードによる回路動作について説明すると、点灯時の期間ＴＭ２１の間、第２のスイッチング素子Ｑ２をオフしたままで第１のスイッチング素子Ｑ１を高周波動作でオン／オフさせる一方、期間ＴＭ２２の間、第１のスイッチング素子Ｑ１をオフにしたままで第２のスイッチング素子Ｑ２を高周波動作でオン／オフさせる制御が繰り返され、これにより、放電灯Ｌａに矩形波状の低周波電圧Ｖｌａが印加されて矩形波状の低周波電流Ｉｌａが流れ、放電灯Ｌａが定常状態で点灯する。
【００４２】
次に、始動点灯用の制御モードによる回路動作について説明すると、第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間が第１のスイッチング素子Ｑ１より長くなる期間ＴＭ１２および短くなる期間ＴＭ１１を交互に生成するように、両スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互に高周波動作でオン／オフさせる制御が行われ、これにより、放電灯Ｌａに矩形波状の低周波電圧が印加して、ランプ電圧Ｖｌａに含まれるＤＣ成分によってアーク放電に移行するのに必要なエネルギーが放電灯Ｌａに十分に供給されることになる。
【００４３】
また、このとき、図６に示すように、期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間において、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆ１１からｆ１２に複数回変化させる制御が行われ、これにより、スイッチング周波数のスイープ毎に、負荷共振回路２ＡのインダクタＬ１およびコンデンサＣ１によるＬＣ共振がピークになった時点で極大となる高圧パルス電圧がランプ電圧Ｖｌａに重畳されるので、放電灯Ｌａは絶縁破壊に至って好適に始動点灯することになる。また、スイッチング周波数をスイープさせることにより、部品定数がばらついても極大となる高圧パルス電圧を放電灯Ｌａに印加することが可能になる。
【００４４】
以上、第３の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の効果を奏することが可能になるほか、第１の実施の形態よりも好適に放電灯Ｌａを始動点灯させることが可能になる。また、定常状態用の制御モード時における矩形波電圧発生用の発振器の出力を周波数スイープ動作の発生タイミングに使用すれば回路を簡単に構成することができる。
【００４５】
図７は本発明の第４の実施の形態における放電灯点灯装置の極性反転回路用の制御回路による周波数スイープの説明図である。この場合、放電灯点灯装置は、直流電源回路、負荷共振回路、極性反転回路、直流電源回路用の制御回路、および極性反転回路用制御回路を第３の実施の形態と同様に備えているほか、第３の実施の形態との相違点として、極性反転回路用の制御回路５Ｄは、Ｖｌａ検出回路、Ｉｌａ検出回路および駆動回路を備えているほか、始動点灯用の制御モード時において、図７に示すように始動時の期間ＴＭ１１、ＴＭ１２の各期間における第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数のスイープ毎に、より小さい一定値へのデューティの変更制御を行う以外は第３の実施の形態の制御回路５Ｃと同様に動作する制御回路５Ｄを備えている。
【００４６】
ここで、上記のようにデューティを変更する理由を説明すれば、放電灯Ｌａは高輝度放電灯であるので、放電灯Ｌａにまず高電圧を印加して放電灯を開始させ、次でアーク放電が起こった時点で十分な量の電力を供給して放電を安定な状態に移行させることが望ましい。
【００４７】
ところで、スイッチング周波数のスイープ期間において、高電圧を一層高くするには、デューティを０．５に近づける必要があるが、このようにデューティを０．５に近づけるほど、放電灯Ｌａに印加する電圧に含まれるＤＣ成分は逆に減少する。このように、ＤＣ成分が減少した状態でアーク放電が起こると、放電を安定な状態に移行させるのに十分な電力が放電灯Ｌａに供給されなくなり、場合によっては放電灯Ｌａが立ち消えてしまう。
【００４８】
そこで、スイッチング周波数のスイープ期間中には、０．５に近くなるようにデューティを小さくして放電灯Ｌａに一層高い高圧パルス電圧が印加するようにし、そのスイープ期間外では、デューティを０．５よりも大きくして放電灯Ｌａに放電を安定な状態に移行させるのに十分な量の電力を放電灯Ｌａに供給するようにする。
【００４９】
以上、第４の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の効果を奏することが可能になる。
【００５０】
図８、９、１０はそれぞれ本発明の第５、６、７の実施の形態を示す。図８の第５の実施の形態の放電灯点灯装置は、交流電源ＡＣの交流電力を所定の直流電圧に変換する昇圧部８１（ＡＣ／ＤＣ変換器）と、昇圧部の出力を放電灯に供給する電力として安定化し、放電灯の点灯電圧、電流を適正に制御する降圧部８２（ＤＣ／ＤＣ変換器）と、降圧部８２の直流出力を低周波の矩形波に変換して放電灯に与えるとともに、放電灯の始動時にＤＣ成分を含んだ高周波の高電圧を発生するインバータ・始動回路８３（ＤＣ／ＡＣ変換器）とからなる。
【００５１】
図９の第６の実施の形態の装置は、交流電源ＡＣの交流電力を直流に変換するとともに、放電灯への供給電力を安定化し、放電灯の点灯電圧、電流を適正に制御する電力制御部９１（ＡＣ／ＤＣ変換器）と、電力制御部９１の直流出力を低周波の矩形波に変換して放電灯に与えるとともに、放電灯の始動時にＤＣ成分を含んだ高周波の高電圧を発生するインバータ・始動回路９２（ＤＣ／ＡＣ変換器）とからなる。
【００５２】
図１０の第７の実施の形態の装置は、交流電源ＡＣの交流電力を所定の直流電圧に変換する昇圧部１０１（ＡＣ／ＤＣ変換器）と、昇圧部の出力電圧を放電灯へ供給電力として安定化し、放電灯の点灯電圧、電流を適正に制御するとともに、昇圧部出力を放電灯に与える低周波の矩形波に変換し、放電灯の始動時にＤＣ成分を含んだ高周波の高電圧を発生する電力制御・インバータ・始動回路１０２（ＤＣ／ＡＣ変換器）とからなる。
【００５３】
各第５乃至第７の実施の形態において交流電源ＡＣと昇圧部８１、１０１は、ＤＣ電源と置き換えてもよく、また、昇圧部及び電力制御部９１は交流電源ＡＣからの入力電流歪の増加を抑制し、力率を高く保つ機能を有していてもよい。また、インバータ・始動回路８３、９２及び電力制御・インバータ・始動回路１０２はそれぞれ少なくとも一対のインダクタとコンデンサの直列接続でなる共振回路を備えており、コンデンサの両端に放電灯Ｌａが接続される。
【００５４】
これら第５乃至第７の実施の形態の各装置の動作において、放電灯の始動時には、共振回路の共振周波数近傍の高周波で、周波数を変化しながら、点灯動作が行われる。これにより、共振回路のインダクタとコンデンサのばらつきによって共振周波数が変化しても、周波数を変化しながら点灯動作が行われるため、始動のための共振電圧を確実に発生させることが可能であり、また、共振周波数で回路動作が固定されないため、共振電圧の発生時に流れる大きな共振電流の発生期間が短縮され、各構成要素にかかるストレスを低減することが可能となる。
【００５５】
また、インバータ・始動回路８３及び電力制御・インバータ・始動回路１０２は、始動時には上記の共振による高電圧にＤＣ成分を重畳するように動作する。例えば、ブリッジ型のインバータにおいて高周波で動作するスイッチング素子のデューティをアンバランスにすることにより、コンデンサ両端にはデューティ比に応じたＤＣ成分が発生し、放電灯両端にはＤＣ成分が重畳された共振電圧が発生する。これにより、共振電圧により、放電灯が絶縁破壊し、始動した後、このＤＣ成分によりグロー放電からアーク放電への移行が容易となり、放電灯の始動性が改善される。
【００５６】
上述した各実施の形態では、極性反転回路とインバータ回路のスイッチング素子をハーフブリッジ構成で示してあるが、本発明においてインバータをフルブリッジ構成とすることも可能である。
【００５７】
図１１に示す第８の実施の形態ではスイッチング素子をフルブリッジ構成としたインバータ回路を含む極性反転回路１１３Ａが用いられ、回路１１３Ａは直流電源回路１１１Ａの出力端に夫々例えばＭＯＳＦＥＴからなる第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、第３、第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路とを接続し、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点と第３、第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点との間にコンデンサＣ０とインダクタＬ０の直列回路を接続し、コンデンサＣ０に並列に高輝度放電灯Ｌａを接続してなり、極性反転回路用の制御回路１１５Ａはランプ電流検出回路１１４、ランプ電圧検出回路１１３、制御回路１１５、駆動回路１１６を備えている。
【００５８】
而して放電灯Ｌａの無負荷時にあっては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御回路１１５の信号によって駆動回路１１６から出力される駆動信号により図１２の波形Ｑ１〜Ｑ４に示すように、比較的高周波で交互にオン／オフされる。このとき、オン／オフの周波数を、インダクタＬ０、コンデンサＣ０の直列共振周波数の近傍とすることにより、コンデンサＣ０の両端には、図１２に示す高電圧Ｖｌａが発生し、この高電圧Ｖｌａにより放電灯Ｌａを絶縁破壊させて始動させる。無負荷状態が継続されると、上述の無負荷時の動作が間欠的に行われる。
【００５９】
次に放電灯Ｌａが始動し定常状態になると、第１、第３のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が高周波でスイッチングする期間が比較的低周波で交互に繰り返され、また第１のスイッチング素子Ｑ１が高周波でスイッチングしている期間には第４のスイッチング素子Ｑ４が、また第３のスイッチング素子Ｑ３が高周波でスイッチングしている期間には第２のスイッチング素子Ｑ２がオンすることになる。その結果、放電灯Ｌａには各極性において、直流成分に高周波のリップル成分が重畳されたランプ電流Ｉｌａが流れ、それが、低周波で交番されることにより、略矩形波の電圧で放電灯は点灯される。
【００６０】
また、放電灯Ｌａには、ランプ電圧検出回路１１３とランプ電流検出回路１１４からの信号に従って制御回路１１５により各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングが制御されることにより、適切な出力が供給される。
【００６１】
ここで第８の実施の形態も上述の各実施の形態と同様に、放電灯Ｌａが絶縁破壊を生じ、始動した後、定常状態に移行する放電の不安定な時期において、ランプ電流Ｉｌａを多く流してアーク放電への移行を容易にし、始動性が向上される。この始動後の動作は上述の各実施の形態と同様であるから説明は省略する。
【００６２】
一方、図１３の第９の実施の形態では図１１のインバータ回路のスイッチング素子のフルブリッジ構成における第３、第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を直列接続のコンデンサＣ０１、Ｃ０２で置き換えており、更に、ＬＣ共振回路には直列接続のインダクタＬ１とコンデンサＣ１の両端にコンデンサＣ２を、インダクタＬ１とコンデンサＣ２の接続点と第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点との間にインダクタＬ２を挿入して二重のＬＣ共振回路を構成する。
【００６３】
放電灯Ｌａとして高輝度放電灯を用いる場合、通常は蛍光灯のように数十ｋＨｚの高周波点灯は行われない。これはこのような高周波領域では音響的共鳴現象が生じて放電が不安定になる可能性があるためで、従って高輝度放電灯の場合は低周波の矩形波状の電圧、電流による点灯が行われる。しかし、その場合も上述の実施の形態におけるように定常点灯時の第１又は第２のスイッチング素子の高周波のスイッチングによってランプ電流に高周波成分が重畳され、特にこの高周波成分が大きくなると上述のような音響的共鳴現象が生じる恐れがある。従って本第９の実施の形態では二重の共振回路をなすインダクタＬ２とコンデンサＣ２によってこの高周波成分を除去するローパスフィルタを構成し、高周波成分を除去して音響的共鳴現象の発生を防止することが可能となる。
【００６４】
上述した各実施の形態では放電灯に供給される電力の制御を極性反転回路のインバータ回路部分で行っているが、図１４に示す第１０の実施の形態のように電力制御部分とインバータ回路部分とを分離してもよい。その場合、電力制御部分は降圧チョッパ回路として構成され、ランプ電圧検出手段（Ｖｌａ検出回路）とランプ電流検出手段（Ｉｌａ検出回路）の検出値によってランプ電力検出回路（Ｗｌａ検出回路）が適正なランプ電力値を設定し、これに沿って駆動回路がインバータ部分の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を制御する。これによって得られた出力がインバータ回路部分で低周波の矩形波に変換され、放電灯Ｌａに印加される。インバータ回路部分における各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図１５の波形図に示すように動作し、上述の各実施の形態と同様にＤＣ成分を重畳した共振電圧が発生し、この共振電圧によって放電灯Ｌａが始動される。
【００６５】
上述の各実施の形態ではまた、始動時と点灯時の切り替わりについては特に明記していないが、ランプ電流検出手段またはランプ電圧検出手段によって放電灯の点灯を検出し、それによって動作の切り替えを行うか、または、電源投入後の一定期間は始動動作を継続した後、動作を切り替えて点灯動作を行うことができる。
【００６６】
図１６は第１の実施の形態において放電灯の始動直後にランプ電流を増加して始動性の向上を得るように制御回路を構成した第１１の実施の形態の動作を説明する波形図である。図１６（ａ）は無負荷状態において、放電灯Ｌａに無負荷時の共振電圧を間欠的に印加する無負荷間欠動作状態（I）と、定常動作状態（II）とを示しており、無負荷間欠動作状態（I）では、図１６（ｂ）、１６（ｃ）で示すようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が高周波でスイッチングしている動作を間欠的とするように制御されており、そのときの放電灯Ｌａの両端に印加される電圧１６（ｄ）に示すように高電圧となっている。
【００６７】
このとき制御回路５Ａは放電灯Ｌａに流すランプ電流Ｉｌａの指示値を図１６（ｅ）に示すように通常点灯時に流す電流値Ｉ２より大きい電流値Ｉ１としている。放電灯Ｌａが無負荷時の共振電圧により絶縁破壊を生じて始動すると、放電灯Ｌａには、直流電源回路１Ａから極性反転回路３Ａのインバータ回路部を通じてエネルギーが供給され、図１６（ｆ）に示すようにランプ電流Ｉｌａが流れ始める。ランプ電流検出回路５２は、このランプ電流Ｉｌａの流れ始めを検出し、放電灯Ｌａの始動を検出する。つまり、ランプ電流検出回路５２は、点灯判別手段を兼ねる。
【００６８】
ランプ電流検出回路５２は始動を検出すると、検出信号を図１６（ｇ）に示すように出力し、制御回路５Ａはその検出信号を受けて、一定期間τ、ランプ電流検出回路５２とランプ電圧検出回路５１とからの検出信号により決まる通常の電流値Ｉ１よりも大きな電流値Ｉ２の電流が流れるように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作を制御する。これにより、放電灯Ｌａが絶縁破壊を生じ、始動した後、定常状態に移行する放電の不安定な時期にランプ電流Ｉｌａを多く流すことができ、アーク放電への移行が容易となり、始動性の向上を図ることができる。
【００６９】
上記一定期間τが過ぎると、制御回路５Ａはランプ電流検出回路５２とランプ電圧検出回路５１とからの検出信号により決まる電流値Ｉ１を流すようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作を制御する。
【００７０】
図１７は第１２の実施の形態の動作を示す波形図で、本実施の形態の装置は第１の実施の形態の回路構成に加えて始動電圧を間欠的に印加する手段を有するとともに、制御回路５Ａは放電灯の始動直後に間欠始動電圧印加手段を停止し、放電灯の始動を継続する。
【００７１】
今、図１７（ａ）に示す無負荷状態での動作過程（Ｉ）において、放電灯Ｌａが図１７（ｄ）に示す無負荷時の共振電圧による高電圧で絶縁破壊を生じて始動したとすると、放電灯Ｌａには、直流電源回路１Ａよりエネルギーが供給され、ランプ電流Ｉｌａが図１７（ｆ）に示すように流れ始める。ランプ電流検出回路５１がこのランプ電流Ｉｌａの流れ始めを検出して放電灯Ｌａの始動を検出すると図１７（ｇ）に示す検出信号を出力し、この検出信号を受けた制御回路５Ａは一定期間τスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作を図１７（ｂ）、１７（ｃ）に示すように無負荷時と同様なスイッチング動作とし、かつ無負荷時の間欠動作を停止して連続動作とする制御を行う。そして一定期間τが過ぎると、定常動作に制御が移行する。
【００７２】
これにより、放電灯Ｌａの始動直後の不安定な状態から安定な点灯状態であるアーク放電への移行が容易となり、また安定な点灯状態の動作過程（III）に移行した後、定常状態のスイッチングに移行するため、確実な始動が可能である。しかも、放電灯Ｌａが絶縁破壊した後、間欠動作を停止し、連続動作とするため、間欠発振動作による放電灯Ｌａの立ち消えも防止でき、始動性の向上を図ることが可能である。図１７（ｅ）は制御回路５Ａが指示するランプ電流Ｉｌａの値を示す。
【００７３】
ところで、絶縁破壊後、無負荷連続動作の過程（II）において、万一放電灯Ｌａが立ち消えして、ランプ電流Ｉｌａが図１８（ｆ）の「ａ」で示すように流れなくなり、ランプ検出回路５１の検出信号が図１８（ｇ）に示すように出力されなくなっても、無負荷動作の連続継続により、放電灯Ｌａの両端には図１８（ｄ）に示すように共振電圧による高電圧が印加されるため、再度絶縁破壊が起きて、放電灯Ｌａを始動させることが可能であり、確実な始動を確保することができる。なお、図１８（ａ）〜（ｇ）は図１７（ａ）〜（ｇ）に対応するタイミングチャートを示す。
【００７４】
図１９は第１３の実施の形態の動作を示す波形図で、本実施の形態の装置は第１２の実施の形態と同様に間欠始動電圧印加手段を有し、制御回路５Ａは始動直後に間欠始動電圧印加手段を停止して放電灯の始動を継続し、ランプ電流を増加する。
【００７５】
今、図１９（ａ）に示す無負荷状態での動作過程（Ｉ）において、放電灯Ｌａが図１９（ｄ）に示す無負荷時の共振電圧による高電圧Ｖｌａで絶縁破壊を生じ、始動したとすると、放電灯Ｌａには、直流電源回路１Ａよりエネルギーが供給され、ランプ電流Ｉｌａが図１０（ｆ）に示すように流れ始める。ランプ電流検出回路５２が、このランプ電流Ｉｌａの流れ始めを検出して放電灯Ｌａの始動を検出すると図１９（ｇ）に示す検出信号を出力し、この検出信号を受けた制御回路５Ａは一定期間τ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作を図１９（ｂ）、１９（ｃ）に示すように無負荷時と同様なスイッチング動作とし、かつ無負荷時の間欠動作を停止して連続動作とする制御を行うとともに、この時のランプ電流Ｉｌａの値を、図１９（ｅ）に示すようにランプ電流検出回路５２とランプ電圧検出回路５１からの信号により決まる電流値Ｉ２よりも大きな値Ｉ１の電流が流れるようスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを制御する。そして一定期間τが過ぎると、定常動作に制御が移行する。
【００７６】
これにより、放電灯Ｌａの始動直後の不安定な状態から安定な点灯状態であるアーク放電への移行が容易となり、また安定な点灯状態の動作過程（III）に移行した後、定常状態のスイッチングに移行するため、確実な始動が可能である。しかも、放電灯Ｌａが絶縁破壊した後、間欠動作を停止し、連続動作とするため、間欠発振動作による放電灯Ｌａの立ち消えも防止でき、始動性の向上を図ることが可能である。
【００７７】
図２０は第１４の実施の形態の装置の動作を示す波形図で、本装置は第１３の実施の形態の回路とほぼ同じ構成を有し、制御回路５Ａは始動直後に間欠始動電圧印加手段を停止して放電灯の始動を継続し、ランプ電流を増加するが、始動後の動作が下記のように第１３の実施の形態とは相違する。
【００７８】
今、図２０（ａ）に示す無負荷状態での動作過程（Ｉ）において、放電灯Ｌａが図２０（ｄ）に示す無負荷時の共振電圧による高電圧で絶縁破壊を生じ、始動したとすると、放電灯Ｌａには、直流電源回路１Ａからエネルギーが供給され、ランプ電流Ｉｌａが図２０（ｆ）に示すように流れ始める。ランプ電流検出回路５２がこのランプ電流Ｉｌａの流れ始めを検出して放電灯Ｌａの始動を検出すると、図２０（ｇ）に示す検出信号を出力し、この検出信号を受けた制御回路５Ａは一定期間τ中、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作を図２０（ｂ）、２０（ｃ）に示すように無負荷時と同様なスイッチング動作とし、かつ無負荷時の間欠動作を停止して連続動作とする制御を行うとともに、この時のランプ電流Ｉｌａの値を図２０（ｅ）に示すようにランプ電流検出回路５２とランプ電圧検出回路５１からの検出信号で決まる電流値Ｉ２よりも大きな値Ｉ１の電流が流れるようスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングを制御する。そして立ち消えずに一定期間τが過ぎると、定常動作に制御が移行する。
【００７９】
ところで絶縁破壊後、無負荷連続動作過程（II）において、万一放電灯Ｌａが立ち消えして図２０（ｆ）の「ａ」で示すようにランプ電流Ｉｌａが流れなくなり、ランプ電流検出回路５２から検出信号が出力されなくなっても、無負荷動作が連続して継続しているため、すぐに、放電灯Ｌａの両端に、共振電圧による高電圧を図２０（ｄ）に示すように発生させ、放電灯Ｌａを再始動させる。ここで本実施の形態では、再度、放電灯Ｌａが始動した時点より、再度一定期間τの間上記の無負荷動作の連続動作を繰り返し、無負荷連続動作過程（III）を延長する。
【００８０】
これにより、放電灯Ｌａの始動直後の不安定な状態から安定な点灯状態であるアーク放電への移行が容易となり、また、安定な点灯状態に移行した後、定常状態のスイッチングに移行するため、確実な始動が可能である。しかも、放電灯Ｌａが絶縁破壊した後、間欠動作を停止し、連続動作とするため、間欠発振動作による放電灯Ｌａの立ち消えも防止でき、始動性の向上を図ることが可能である。
【００８１】
また、始動過程において、万一、放電灯Ｌａが立ち消えした場合においても、すぐに始動の為の電圧を印加できるとともに、再始動後も安定な点灯状態に移行するため、より確実に始動を行うことが可能である。
【００８２】
なお、本発明の放電灯点灯装置は、上述したもののみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
【００８３】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明の請求項に記載の放電灯点灯装置によれば、ＬＣ共振で得られる高圧パルス電圧で放電灯を好適に始動点灯させるとともに、アーク放電にスムーズに移行させるために必要なエネルギーを放電灯に供給して始動性を向上させ、しかもコイル、コンデンサ、スイッチング素子等のような構成部品にかかるコストを低減させることが可能になるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置の概略ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置における始動時と点灯時における各部の信号波形図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る放電灯点灯装置におけるスイッチング周波数のスイープ方向についての説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る放電灯点灯装置におけるスイッチング周波数のスイープ方向についての説明図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る放電灯点灯装置において極性反転回路に対する制御回路による周波数スイープの説明図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係る放電灯点灯装置において極性反転回路に対する制御回路による周波数スイープの説明図である。
【図８】本発明の第５の実施の形態に係る放電灯点灯装置の概略ブロック図である。
【図９】本発明の第６の実施の形態に係る放電灯点灯装置の概略ブロック図である。
【図１０】本発明の第７の実施の形態に係る放電灯点灯装置の概略ブロック図である。
【図１１】本発明の第８の実施の形態に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図１２】本発明の第８の実施の形態に係る放電灯点灯装置における各部の信号波形である。
【図１３】本発明の第９の実施の形態に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図１４】本発明の第１０の実施の形態に係る放電灯点灯装置の回路図である。
【図１５】本発明の第１０の実施の形態に係る放電灯点灯装置の各部の信号波形である。
【図１６】本発明の第１１の実施の形態に係る放電灯点灯装置の各部の信号波形である。
【図１７】本発明の第１２の実施の形態に係る放電灯点灯装置の動作説明用のタイミングチャートである。
【図１８】本発明の第１３の実施の形態に係る放電灯点灯装置の動作説明用のタイミングチャートである。
【図１９】本発明の第１４の実施の形態に係る放電灯点灯装置の動作説明用のタイミングチャートである。
【図２０】本発明の第１５の実施の形態係る放電灯点点灯装置の動作説明用のタイミングチャートである。
【符号の説明】
１Ａ直流電源
２Ａ負荷共振回路
３Ａ極性反転回路
４Ａ制御回路
５Ａ制御回路
１１Ａ昇圧チョッパ回路
Ｌ１インダクタ
Ｃ１コンデンサ
Ｌａ放電灯

Claims

一対の出力端子を有する直流電力供給用の直流電源回路と、直流電源回路の出力端子と並列接続される直列接続の少なくとも第１および第２スイッチング素子を含み、直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換する極性反転回路と、インダクタ、コンデンサおよび放電灯でなり、極性反転回路からの交流電力が供給される負荷共振回路と、極性反転回路の第１、第２スイッチング素子を交互にオン／オフさせて負荷共振回路の放電灯に印加する電圧を制御する制御手段とを備え、制御手段は、第２スイッチング素子のオン期間が第１スイッチング素子より長くなる第１期間および短くなる第２期間を交互に生成させるように第１、第２スイッチング素子を交互に高周波でオン／オフ動作させて放電灯に矩形波状の低周波電圧を印加するとともに、放電灯の始動、点灯モードにおいて負荷共振回路からの共振パルスにＤＣ成分を重畳し、各スイッチング素子のスイッチング周波数を連続的に変化させて放電灯に高電圧を印加する放電灯点灯装置。
制御手段は第１、第２期間の少なくとも一方の開始時点から所定の時間に第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させる請求項１記載の放電灯点灯装置。
制御手段は第１、第２期間の少なくとも一方における第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を複数回変化させる請求項１記載の放電灯点灯装置。
制御手段は第１、第２期間の少なくとも一方における第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数と高い周波数のいずれか一方に変化させる請求項１記載の放電灯点灯装置。
制御手段は第１、第２期間の少なくとも一方における第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数と高い周波数のいずれか一方に変化させる請求項２記載の放電灯点灯装置。
制御手段は第１、第２期間の少なくとも一方における第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数に変化させる請求項１記載の放電灯点灯装置。
制御手段は第１、第２期間の少なくとも一方における第１、第２スイッチング素子のスイッチング周波数を低い周波数に変化させる請求項２記載の放電灯点灯装置。
極性反転回路は第１、第２スイッチング素子と並列に接続した直列接続の第１、第２コンデンサを更に含み、第１、第２スイッチング素子はハーフブリッジ接続である請求項１記載の放電灯点灯装置。
極性反転回路は第１、第２スイッチング素子と並列に接続した直列接続の第３、第４スイッチング素子を更に含み、第１乃至第４スイッチング素子はフルブリッジ接続である請求項１記載の放電灯点灯装置。
負荷共振回路のインダクタとコンデンサは直列に接続されて直列共振回路を構成する請求項１記載の放電灯点灯装置。
負荷共振回路は二つのインダクタと二つのコンデンサを含む二重ＬＣ共振回路でなる請求項１記載の放電灯点灯装置。
極性反転回路は第１、第２スイッチング素子と並列に接続した直列接続の第１、第２コンデンサを含み、負荷共振回路は第１、第２スイッチング素子の接続点と第１、第２コンデンサの接続点との間に接続した直列接続の第１インダクタと第３コンデンサと、第１インダクタと第３コンデンサに並列に接続した第４コンデンサと、第１、第２スイッチング素子の接続点と第１インダクタと第４コンデンサの接続点との間に挿入した第２インダクタと、第３コンデンサに並列に接続した放電灯とでなる二重ＬＣ共振回路でなる請求項１記載の放電灯点灯装置。
極性反転回路は第１、第２スイッチング素子と並列に接続した直列接続の第１、第２コンデンサを含むとともに第１、第２スイッチング素子はハーフブリッジ接続であり、制御回路は第１と第２の期間の少なくとも一方における第１、第２スイッチングのスイッチング周波数を変化させる請求項１記載の放電灯点灯装置。
直流電源回路は交流電源からの交流電力を直流電力に変換する手段を含む請求項１記載の放電灯点灯装置。
直流電源回路は、交流電源に並列接続の整流器と、整流器に並列接続の昇圧チョッパ回路であって整流器の高電位側出力端に一端で接続した第２インダクタ、アノードを第２インダクタの他端に接続した第１ダイオード、第２インダクタの他端と整流器の低電位側出力端とに接続した第３スイッチング素子、第３スイッチング素子に並列に接続した寄生ダイオードを含むものとでなり、極性反転回路は、直流電源回路の出力に並列接続した第２ダイオード、第１スイッチング素子、第３ダイオード、第２スイッチング素子の直列接続と、第２ダイオードおよび第１スイッチング素子と並列接続の第４ダイオード、第３ダイオードおよび第２スイッチング素子と並列接続の第５ダイオード、直流電源回路出力に並列接続した第２、第３コンデンサの直列接続でなり、負荷共振回路は極性反転回路の第１スイッチング素子と第３ダイオードの接続点、第４、第５ダイオードの接続点および第２、第３コンデンサの接続点の間に接続した第１インダクタと第１コンデンサの直列接続と第１コンデンサに並列接続の放電灯でなり、制御手段は昇圧チョッパ回路の出力電圧を検出して第３スイッチング素子のオン／オフ制御により整流器の出力電圧を所定レベルに昇圧する第１の制御回路と、放電灯に供給される電流と電圧を検出して得た放電灯電力により第１、第２スイッチング素子のオン／オフを制御する第２の制御回路とよりなる請求項１記載の放電灯点灯装置。
直流電源回路は、交流電源に並列接続の整流器、整流器の出力端に並列接続の第２コンデンサ、整流器の高電位側出力端に一端を接続した第２インダクタ、アノードを第２インダクタの他端に接続した第１ダイオード、第２インダクタの他端と整流器の低電位側出力端とに接続した第３スイッチング素子、第１ダイオードのカソードを整流器の低電位側出力端とに接続した第３コンデンサでなり、極性反転回路は直流電源回路の出力端に並列接続した第１、第２スイッチング素子の直列接続と第４、第５スイッチング素子の直列接続を含むフルブリッジ回路でなり、負荷共振回路は極性反転回路の第１、第２スイッチング素子の接続点と第４、第５スイッチング素子の接続点との間に接続した第１インダクタと第１コンデンサの直列接続と第１コンデンサに並列接続の放電灯でなり、制御手段は直流電源回路の出力に応じて第３スイッチング素子のオン／オフを制御する第１制御回路と、放電灯に供給される電流と電圧を検出してそれらの検出信号に応じて第１、第２、第４、第５スイッチング素子のオン／オフを制御する第２制御回路とよりなる請求項１記載の放電灯点灯装置。