JP2002117995A - 放電灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 放電灯装置におけるＤＣ／ＤＣ変換回路のス
イッチング素子を、新規な構成でソフトスイッチングで
きるようにする。 【解決手段】 フィルタ回路１１０、ＤＣ／ＤＣ変換回
路１２０、インバータ回路１３０、始動回路１４０、お
よび制御回路１６０を備えた放電灯装置１００におい
て、車載のバッテリ１０からの直流電圧を昇圧するＤＣ
／ＤＣ変換回路１２０として、一次巻線１２１ａ、二次
巻線１２１ｂを有するフライバックトランス１２１と、
一次巻線１２１ａに接続されたＭＯＳトランジスタ１２
２と、ＭＯＳトランジスタ１２２に並列に接続されたコ
ンデンサ１２６とを有して、フライバックトランス１２
１の漏れリアクトルとコンデンサ１２６とにより共振を
発生させるように構成し、ＭＯＳトランジスタ１２２を
制御回路１６０によりＰＦＭ制御して、ＭＯＳトランジ
スタ１２２をソフトスイッチングさせるようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯を点灯する
放電灯装置に関し、特に車両前照灯に用いて好適なるも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図８に、従来の車両用放電灯装置の概略
構成を示す。図において、１０は直流電源としての車載
のバッテリ、２０はランプ点灯スイッチ、３０は車両用
前照灯であるメタルハライドランプ等のランプ（放電
灯）である。

【０００３】放電灯装置１００は、フィルタ回路１１
０、ＤＣ／ＤＣ変換回路１２０、インバータ回路１３
０、始動回路１４０、および制御回路１５０を備えてい
る。

【０００４】フィルタ回路１１０は、コイル１１１とコ
ンデンサ１１２から構成され、雑音防止用として設けら
れている。

【０００５】ＤＣ／ＤＣ変換回路１２０は、バッテリ１
０側に配された一次巻線１２１ａとランプ３０側に配さ
れた二次巻線１２１ｂとを有するフライバックトランス
１２１と、一次巻線１２１ａに接続された半導体スイッ
チング素子としてのＭＯＳトランジスタ（電界効果型ト
ランジスタ）１２２と、二次巻線１２１ｂに接続された
整流用のダイオード１２３および平滑用コンデンサ１２
４とから構成され、バッテリ電圧を昇圧した昇圧電圧を
出力する。すなわち、このＤＣ／ＤＣ変換回路１２０に
おいて、ＭＯＳトランジスタ１２２がオンすると、一次
巻線１２１ａに一次電流が流れて一次巻線１２１ａにエ
ネルギーが蓄えられ、ＭＯＳトランジスタ１２２がオフ
すると、一次巻線１２１ａのエネルギーが二次巻線１２
１ｂに供給される。そして、このような動作を繰り返す
ことにより、ダイオード１２３と平滑用コンデンサ１２
４の接続点から高電圧を出力する。なお、フライバック
トランス１２１は、図に示すように一次巻線１２１ａと
二次巻線１２１ｂとが電気的に導通するように構成され
ている。

【０００６】インバータ回路１３０は、Ｈブリッジ状に
配置された半導体スイッチング素子をなすＭＯＳトラン
ジスタ１３１〜１３４を有し、ランプ３０を交流にて点
灯駆動するために設けられている。ＭＯＳトランジスタ
１３１〜１３４は、図示しないブリッジ駆動回路によっ
て、ＭＯＳトランジスタ１３１、１３４の組とＭＯＳト
ランジスタ１３２、１３３の組が交互にオンオフするよ
うに駆動される。

【０００７】始動回路１４０は、一次巻線１４１ａと二
次巻線１４１ｂを有するトランス１４１と、コンデンサ
１４２と、一方向性半導体素子をなすサイリスタ１４３
から構成され、ランプ３０を点灯始動させる。すなわ
ち、点灯スイッチ２０がオンすると、コンデンサ１４２
が充電され、この後、サイリスタ１４３がオンすると、
コンデンサ１４２が放電し、トランス１４１を通じて、
ランプ３０に高電圧を印加する。その結果、ランプ３０
が電極間で絶縁破壊し点灯する。

【０００８】制御回路１５０は、図中に図示されない検
出回路から出力されるランプ電圧とランプ電流に相当す
る信号（ランプ電力相当信号）に基づいて、点灯初期時
にランプ電力を最大電力（例えば６５Ｗ）に、安定点灯
時にランプ電力を定常電力（例えば３５Ｗ）にするよう
に、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御する。その
結果、点灯初期、過渡状態、安定点灯におけるランプ電
圧、ランプ電流、ランプ電力は図９に示すようになる。

【０００９】上記した構成において、その作動の概要を
説明する。

【００１０】点灯スイッチ２０がオンし、制御回路１５
０がＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御すると、フ
ライバックトランス１２１の作動によって、バッテリ電
圧を昇圧した電圧がＤＣ／ＤＣ変換回路１２０から出力
される。このＤＣ／ＤＣ変換回路１２０から出力された
高電圧は、インバータ回路１３０を介して始動回路１４
０のコンデンサ１４２に供給され、コンデンサ１４２が
充電される。この後、サイリスタ１４３がオンすると、
コンデンサ１４２が放電し、トランス１４１を通じて、
ランプ３０に高電圧が印加される。その結果、ランプ３
０が点灯開始する。

【００１１】この点灯開始後、トランジスタ１３１〜１
３４が対角線の関係で交互にオンオフ（すなわち、トラ
ンジスタ１３１、１３４の組とトランジスタ１３２、１
３３の組が交互にオンオフ）し、ランプ３０に印加され
る電圧の極性が交互に反転する。また、制御回路１５０
は、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号に基づい
て、点灯開始時にはランプ電力が最大電力に、安定点灯
時にはランプ電力が定常電力になるように、ＭＯＳトラ
ンジスタ１２２をＰＷＭ制御する。このような制御によ
って、ランプ３０は、点灯初期の状態からから過渡状態
を経て安定点灯の状態に移行していく。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】図１０に、フライバッ
クトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形
を示す。上記したＰＷＭ制御によれば、デューティサイ
クルＴ２は一定で、オン期間（ＭＯＳトランジスタ１２
２をオンにする期間）Ｔ１が可変となる。この図１０の
波形からわかるように、ＭＯＳトランジスタ１２２のス
イッチングに伴って電流波形と電圧波形がある値のとこ
ろで交差し、スイッチング損失が生じている。すなわ
ち、従来の放電灯装置では、ＭＯＳトランジスタ１２２
をハードスイッチングする構成になっている。

【００１３】このスイッチング損失を低減するために
は、共振を利用してＭＯＳトランジスタ１２２をソフト
スイッチングすることが考えられる。特開平９−８１２
３１２３号公報には、スイッチング電源装置のＤＣ／Ｄ
Ｃ変換回路において、フライバックトランスの一次巻線
に接続されたＭＯＳトランジスタに並列にコンデンサを
設け、そのコンデンサと一次巻線とにより共振を発生さ
せて、ソフトスイッチングを行うものが開示されてい
る。この技術を図８に示すＤＣ／ＤＣ変換回路１２０に
適用すると、図１１に示すように、ＭＯＳトランジスタ
１２２に並列にコンデンサ１２５を設け、フライバック
トランス１２１の一次巻線１２１ａと、ＭＯＳトランジ
スタ１２２に並列に接続されたコンデンサ１２５とによ
り共振を発生させて、ソフトスイッチングを行う構成と
することができる。

【００１４】このように構成された放電灯装置におい
て、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＷＭ制御すると、Ｍ
ＯＳトランジスタ１２２の両端電圧Ｖ（ｓ）および電流
ｉ（ｓ）は、図１３に示すように変化する。電圧Ｖ
（ｓ）が共振によって低下し０Ｖ以下になると、ＭＯＳ
トランジスタ１２２の寄生ダイオード１２２ａに電流が
流れる。このときＭＯＳトランジスタ１２２をターンオ
ンすれば、ゼロ電圧スイッチングが実現でき、ターンオ
ン損失を低減することができる。なお、ＭＯＳトランジ
スタ１２２のターンオフ時の損失は、コンデンサスナバ
を利用したソフトスイッチングによって低減することが
できる。このコンデンサスナバを利用したソフトスイッ
チングについて簡単に説明する。図１２（ａ）におい
て、スイッチがオンし通電している状態から、オフする
場合を考える。オフした瞬間、それまで流れていた電流
によりコンデンサが充電される。これにより、コンデン
サが接続されていない場合（ハードスイッチング）と比
較して、スイッチ両端の印加電圧のｄＶ／ｄｔが低減さ
れ、図１２（ｂ）に示すように、電流波形と電圧波形の
重なりが低減され、スイッチング損失も低減されること
になる。このようなスイッチングをスナバスイッチング
（この場合はＣスナバスイッチング）という。

【００１５】上記のように構成した場合、ターンオン損
失、ターンオフ損失を低減することができるが、図１３
に示すように、寄生ダイオードの導通期間が長く、これ
によって損失が生じてしまう。このダイオード導通期間
は、例えば、フライバックトランス１２１の一次巻線１
２１ａのインダクタンスＬを変えることにより変化させ
ることができるが、放電灯装置として適正に作動させる
場合には、自ずと一次巻線１２１ａのインダクタンスＬ
の取り得る値の範囲が決まり、その範囲内で上記したダ
イオード導通期間による損失を所望値以下に低減するこ
とはできなかった。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、放電灯装置に
おけるＤＣ／ＤＣ変換回路のスイッチング素子を、新規
な構成でソフトスイッチングできるようにすることを目
的とする。

【００１７】このため、請求項１に記載の発明では、直
流電源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変
換回路（１２０）において、直流電源（１０）側に配さ
れた一次巻線（１２１ａ）と放電灯（３０）側に配され
た二次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトラン
ス（１２１）と、一次巻線（１２１ａ）に接続された半
導体スイッチング素子（１２２）と、半導体スイッチン
グ素子（１２２）に並列に接続されたコンデンサ（１２
６）とを有して、フライバックトランス（１２１）の漏
れリアクトルとコンデンサ（１２６）とにより共振を発
生させるように構成し、半導体スイッチング素子（１２
２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御して、半導
体スイッチング素子（１２２）をゼロ電圧スイッチング
させるようにしたことを特徴としている。

【００１８】また、請求項２に記載の発明では、直流電
源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回
路（１２０）において、直流電源（１０）側に配された
一次巻線（１２１ａ）と放電灯（３０）側に配された二
次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス
（１２１）と、一次巻線（１２１ａ）に接続された半導
体スイッチング素子（１２２）と、一次巻線（１２１
ａ）に並列に接続されたコンデンサ（１２６）とを有し
て、フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトル
とコンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるよう
に構成し、半導体スイッチング素子（１２２）を制御回
路（１６０）によりＰＦＭ制御して、半導体スイッチン
グ素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるように
したことを特徴としている。

【００１９】請求項１または２に記載の発明において、
フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルのイ
ンダクタンスとコンデンサ（１２６）の容量を、請求項
３に記載の発明のように、ゼロ電圧スイッチングを可能
とするとともにＰＦＭ制御におけるスイッチング周波数
を設定された一定値にする条件を満たし、その条件を満
たす中で漏れリアクトルのインダクタンスが最も小さく
なるように、それぞれ設定するのが好ましい。

【００２０】また、請求項４に記載の発明のように、制
御回路（１６０）において、放電灯の電力に相当する信
号に基づいて放電灯の電力が瞬時低下する状態を検出し
たとき、半導体スイッチング素子のオフ期間を長くする
ようにすれば、電力の瞬時低下時においてもゼロ電圧ス
イッチングを行うことができる。

【００２１】また、請求項５に記載の発明では、直流電
源（１０）からの直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣ変換回
路（１２０）において、直流電源（１０）側に配された
一次巻線（１２１ａ）と放電灯（３０）側に配された二
次巻線（１２１ｂ）とを有するフライバックトランス
（１２１）と、一次巻線（１２１ａ）に接続された半導
体スイッチング素子（１２２）と、一端が二次巻線（１
２１ｂ）とダイオード（１２３）との接続点に接続され
他端が直流電源（１０）の負極側に接続されたコンデン
サ（１２６）とを有して、フライバックトランス（１２
１）の漏れリアクトルとコンデンサ（１２６）とにより
共振を発生させるように構成し、半導体スイッチング素
子（１２２）を制御回路（１６０）によりＰＦＭ制御し
て、半導体スイッチング素子（１２２）をゼロ電流スイ
ッチングさせるようにしたことを特徴としている。

【００２２】この場合、請求項６に記載の発明のよう
に、制御回路（１６０）において、放電灯の電力に相当
する信号に基づいて放電灯の電力が瞬時低下する状態を
検出したとき、半導体スイッチング素子のオフ期間を長
くするようにすれば、電力の瞬時低下時においてもゼロ
電流スイッチングを行うことができる。

【００２３】なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述
する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すも
のである。

【００２４】

【発明の実施の形態】（第１実施形態）図１に、本発明
の第１実施形態に係る車両用放電灯装置の構成を示す。
図８に示すものと同一符号を付した部分は、同一もしく
は均等なものを示している。

【００２５】この実施形態において、図８に示すものと
相違するところは、ＤＣ／ＤＣ変換回路１２０におい
て、半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳトランジ
スタ）１２２に並列にコンデンサ１２６を設け、フライ
バックトランス１２１の漏れリアクトル（図中には明示
されない）とコンデンサ１２６とにより共振を発生させ
るようにし、かつＭＯＳトランジスタ１２２を制御回路
１６０によってＰＦＭ(Pulse Frequency Modulation)制
御するようにしたことである。

【００２６】なお、制御回路１６０には、図８に示す従
来のものと同様、ランプ電圧とランプ電流に相当する信
号が入力され、制御回路１６０は、ランプ電圧とランプ
電流に相当する信号に基づいて、ランプ電力を所望の値
にするように、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御
する。この制御回路１６０の具体的な構成については後
述する。

【００２７】図２に、ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦ
Ｍ制御したときのフライバックトランス１２１の一次側
の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形を示す。ＰＦＭ制御におい
てはＭＯＳトランジスタ１２２をスイッチングするため
のスイッチング周波数ｆＳＷが変化するが、スイッチン
グ周期（１／ｆＳＷ）においてＭＯＳトランジスタ１２
２をオフする期間は一定（固定）となっている。フライ
バックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１が、共振によ
って低下し０Ｖ以下になると、ＭＯＳトランジスタ１２
２の寄生ダイオードに電流が流れる。このときＭＯＳト
ランジスタ１２２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチ
ングを行う。このゼロ電圧スイッチングによってターン
オン損失を低減することができる。なお、ＭＯＳトラン
ジスタ１２２のターンオフ時の損失は、図１１に示すも
のと同様、コンデンサスナバを利用したソフトスイッチ
ングによって低減することができる。

【００２８】ここで、上記したゼロ電圧スイッチングを
実現するためには、フライバックトランス１２１の漏れ
リアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の
容量Ｃｒをどのような値にするかが問題となる。この点
について発明者等が行った検討について以下説明する。

【００２９】図３に、フライバックトランス１２１の漏
れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６
の容量Ｃｒについてシュミレーションを行った結果を示
す。漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ
１２６の容量Ｃｒが、図中の領域（Ａ）における関係に
あれば、ソフトスイッチングを行うことができる。この
領域（Ａ）は、コンデンサ１２６の容量Ｃｒの下限値
と、ダイオード導通期間ｔｚｖｓの下限値で規定され
る。

【００３０】ここで、コンデンサ１２６の容量Ｃｒの下
限値は、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生容量との関係
で設定される。また、ダイオード導通期間ｔｚｖｓは、
ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生ダイオードに電流が流
れる期間であるが、その期間中にＭＯＳトランジスタ１
２２をターンオンさせるためには、ダイオード導通期間
ｔｚｖｓを確保する必要がある。しかし、ダイオード導
通期間ｔｚｖｓが長すぎるとそれによる損失が大きくな
ってしまう。そこで、放電灯装置の回路パラメータのば
らつき等を考慮し、ダイオード導通期間ｔｚｖｓ中にＭ
ＯＳトランジスタ１２２を確実にターンオンできる最小
の時間を、ダイオード導通期間ｔｚｖｓの下限値として
設定している。

【００３１】また、放電灯装置として適正に動作させる
ためにスイッチング周波数（一定値）ｆｓｗが設定され
ており、そのスイッチング周波数ｆｓｗを得るために
は、漏れリアクトルのインダクタンスＬｒとコンデンサ
１２６の容量Ｃｒが、図中の曲線（Ｂ）の関係を満たす
必要がある。

【００３２】また、漏れリアクトルのインダクタンスＬ
ｒが小さいほど、ＤＣ／ＤＣ変換回路損失が小さくな
る。

【００３３】従って、以上の検討から、漏れリアクトル
のインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒ
を、図中の（Ｃ）点の値に設定すれば、ソフトスイッチ
ングが実現でき、かつＤＣ／ＤＣ変換回路損失を最小と
することができる。

【００３４】次に、そのような漏れリアクトルのインダ
クタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒを用いて、
ＰＦＭ制御を行う場合のスイッチング周波数ｆｓｗとラ
ンプ電力Ｐｏｕｔの関係について検討を行った。図４
に、その検討結果を示す。この図からわかるように、ス
イッチング周波数ｆｓｗが小さいときにランプ電力Ｐｏ
ｕｔを大きくすることができ、スイッチング周波数ｆｓ
ｗが大きいときにランプ電力Ｐｏｕｔを小さくすること
ができる。従って、図５（ａ）のようなランプ最適電力
曲線を得るためには、ランプ電力に応じて、図５（ｂ）
に示すようにスイッチング周波数ｆｓｗを変化させれば
よい。

【００３５】図６に、制御回路１６０の具体的な構成を
示す。この制御回路１６０は、ランプ電圧とランプ電流
に相当する信号からランプ電力を検知する電力検知回路
１６１と、この電力検知回路１６１から出力されるラン
プ電力に応じた電圧を周波数に変換するＶ／Ｆ変換回路
１６２と、Ｖ／Ｆ変換回路１６２から出力される信号に
基づいて、ＭＯＳトランジスタ１２２のゲートに印加す
るゲートパルスを生成するゲートパルス生成回路１６３
と、ゲートパルスをＭＯＳトランジスタ１２２のゲート
に印加するドライバ回路１６４とを備えている。

【００３６】このような構成により、図５（ａ）に示す
ように、点灯初期時にランプ電力を最大電力とし、過渡
状態時にランプ電力を過渡特性に応じた電力にし、安定
点灯時にランプ電力を定常電力にすることができる。

【００３７】ここで、ランプ電力は、ランプ電流が図９
に示すように交互に極性反転することによって、周期的
に低出力状態（ランプ電力が瞬時低下する状態）となる
（図７参照）。このようにランプ電力が低出力状態にな
ると、フライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１
が０Ｖ以下になるタイミングが遅くなる。この場合、そ
れを考慮せずにＰＦＭ制御を行うと、ダイオード導通期
間ｔｚｖｓ中にＭＯＳトランジスタ１２２をターンオン
させることができなくなる。

【００３８】そこで、この実施形態では、制御回路１６
０において、ランプ電圧とランプ電流に相当する信号か
らランプ電力の変動を検知する電力変動検知回路と、こ
の電力検知回路によってランプ電力の変動が検知された
ときにＭＯＳトランジスタ１２２のオフ期間を長くする
信号を出力するオフ期間可変回路とを備え、ゲートパル
ス生成回路は、Ｖ／Ｆ変換回路１６２から出力される信
号とオフ期間可変回路から出力される信号に基づいて、
ＭＯＳトランジスタ１２２のオフ期間を長くするゲート
パルスを生成する。このように構成することによって、
ランプ電力が低出力状態になったときでも、ダイオード
導通期間ｔｚｖｓ中にＭＯＳトランジスタ１２２をター
ンオンさせることができる。 （その他の実施形態）上記した実施形態では、オープン
ループでＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御するも
のを示したが、ＭＯＳトランジスタ１２２の寄生ダイオ
ードに電流が流れている状態を電流検出手段（例えば、
寄生ダイオードに流れる電流を検出する電流センサや、
スイッチ手段両端の電圧を検知する電圧センサ等）で検
出し、それによってゼロ電圧スイッチングを行うように
してもよい。

【００３９】また、上記した実施形態以外に、図１４、
図１５に示すように構成することもできる。

【００４０】図１４に示す実施形態では、コンデンサ１
２６をフライバックトランス１２１の一次巻線１２１ａ
に並列に接続したものであり、その他の構成は第１実施
形態と同じである。この実施形態におけるソフトスイッ
チング方式は、ゼロ電圧スイッチングであり、動作波形
は第１実施形態と全く同じである。この実施形態におけ
るゼロ電圧スイッチングは、スイッチング素子（例え
ば、ＭＯＳトランジスタ）１２２のゼロ電圧状態でスイ
ッチングを行うものである。すなわち、図２において、
スイッチング素子に印加する共振電圧がゼロに到達する
と、寄生ダイオードに電流が流れ始める（期間ｔｚｖ
ｓ）。この期間では、スイッチング素子はゼロ電圧に保
たれるため、この期間にゲート信号をターンオンすれ
ば、ゼロ電圧スイッチングとなる。

【００４１】また、図１５に示す実施形態では、コンデ
ンサ１２６を、その一端がフライバックトランス１２１
の二次巻線１２１ｂとダイオード１２３（リカバリー損
失を低減させるために設けられたもの）との接続点に接
続され、他端が直流電源１０の負極側に接続したもので
あり、その他の構成は第１実施形態と同じである。この
実施形態におけるソフトスイッチング方式は、二次巻線
１２１ｂ側に接続したコンデンサ１２６と漏れリアクト
ルとの共振を利用したゼロ電流スイッチングである。図
１６に、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳトランジス
タ）１２２の電圧、電流波形を示す。ゼロ電流スイッチ
ングは、スイッチング素子に流れる共振電流を利用する
ことにより、スイッチング素子のゼロ電流状態でスイッ
チングを行うものである。図中ｔｚｃｓの期間は、スイ
ッチング素子に電流が流れない期間である（ＭＯＳトラ
ンジスタの場合、寄生ダイオードに電流が流れている状
態であるが、スイッチング機能を有する部分の電流はゼ
ロ）。この期間にターンオフを完了することにより、ゼ
ロ電流スイッチングが実現できる。また、ターンオン時
は、ソフトスイッチングの一方式であるＬスナバにより
スイッチング損失が低減できる。これは、図１７に示す
ように、スイッチに直列に配置されている共振用リアク
トルが、ターンオン時に電流を限流し、ｄｔ／ｄｔが低
減されるためである。この図１５に示す実施形態におい
ても、制御回路１６０において、放電灯の電力に相当す
る信号に基づいて放電灯の電力が瞬時低下する状態を検
出したとき、半導体スイッチング素子のオフ期間を長く
するようにすれば、電力の瞬時低下時においてもゼロ電
流スイッチングを行うことができる。

【００４２】なお、本発明は、車両の前照灯を点灯させ
る放電灯装置に限らず、それ以外の放電灯を点灯させる
放電灯装置にも適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る車両用放電灯装置
の構成を示す図である。

【図２】ＭＯＳトランジスタ１２２をＰＦＭ制御したと
きのフライバックトランス１２１の一次側の電圧Ｖ１と
電流ｉ１の波形を示す図である。

【図３】フライバックトランス１２１の漏れリアクトル
のインダクタンスＬｒとコンデンサ１２６の容量Ｃｒに
ついてシュミレーションを行った結果を示す図である。

【図４】ＰＦＭ制御を行う場合のスイッチング周波数ｆ
ｓｗとランプ電力Ｐｏｕｔの関係を示す図である。

【図５】（ａ）はランプ最適電力曲線を示す図であり、
（ｂ）はランプ電力に応じたスイッチング周波数ｆｓｗ
を示す図である。

【図６】制御回路１６０の具体的な構成を示す図であ
る。

【図７】ランプ電力が周期的に低出力状態になることを
示す図である。

【図８】従来の車両用放電灯装置の概略構成を示す図で
ある。

【図９】図８の構成において、点灯初期、過渡状態、安
定点灯におけるランプ電圧、ランプ電流、ランプ電力を
示す図である。

【図１０】図８の構成において、フライバックトランス
１２１の一次側の電圧Ｖ１と電流ｉ１の波形を示す図で
ある。

【図１１】図８に示すＤＣ／ＤＣ変換回路１２０におい
て、フライバックトランス１２１の一次巻線１２１ａ
と、ＭＯＳトランジスタ１２２に並列に接続されたコン
デンサ１２５とにより共振を発生させるようにした場合
の変形例を示す図である。

【図１２】スナバスイッチングを説明するための図であ
る。

【図１３】図１１に示すように構成した場合の問題点を
説明するための図である。

【図１４】本発明の他の実施形態に係る車両用放電灯装
置の構成を示す図である。

【図１５】本発明の他の実施形態に係る車両用放電灯装
置の構成を示す図である。ある。

【図１６】図１５に示す実施形態におけるスイッチング
素子の電圧、電流波形を示す図である。

【図１７】図１５に示す実施形態においてＬスナバスイ
ッチングを説明するための図である。

【符号の説明】

１０…車載バッテリ、２０…ランプ点灯スイッチ、３０
…ランプ（放電灯）、１００…放電灯装置、１１０…フ
ィルタ回路、１２０…ＤＣ／ＤＣ変換回路、１２１…フ
ライバックトランス、１２１ａ…一次巻線、１２１ｂ…
二次巻線、１２２…ＭＯＳトランジスタ、１２６…コン
デンサ、１３０…インバータ回路、１４０…始動回路、
１６０…制御回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA13 BA03 BB01 DD04 EB05 EB07 GA03 GB18 GC04 HA06 3K083 AA77 BA05 BA25 BA26 BA33 BC42 BC47 BD03 BD04 BD16 CA33

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧
   するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）を備え、このＤＣ／
   ＤＣ変換回路（１２０）によって昇圧された電圧に基づ
   いて放電灯（３０）を点灯させるようにした放電灯装置
   において、 前記ＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）は、前記直流電源
   （１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と前記放電
   灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有す
   るフライバックトランス（１２１）と、前記一次巻線
   （１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１
   ２２）と、前記半導体スイッチング素子（１２２）に並
   列に接続されたコンデンサ（１２６）とを有して、前記
   フライバックトランス（１２１）の漏れリアクトルと前
   記コンデンサ（１２６）とにより共振を発生させるよう
   に構成されており、 前記半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１
   ６０）によりＰＦＭ制御して、前記半導体スイッチング
   素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるようにし
   たことを特徴とする放電灯装置。
2. 【請求項２】 直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧
   するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）を備え、このＤＣ／
   ＤＣ変換回路（１２０）によって昇圧された電圧に基づ
   いて放電灯（３０）を点灯させるようにした放電灯装置
   において、 前記ＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）は、前記直流電源
   （１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と前記放電
   灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有す
   るフライバックトランス（１２１）と、前記一次巻線
   （１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１
   ２２）と、前記一次巻線（１２１ａ）に並列に接続され
   たコンデンサ（１２６）とを有して、前記フライバック
   トランス（１２１）の漏れリアクトルと前記コンデンサ
   （１２６）とにより共振を発生させるように構成されて
   おり、 前記半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１
   ６０）によりＰＦＭ制御して、前記半導体スイッチング
   素子（１２２）をゼロ電圧スイッチングさせるようにし
   たことを特徴とする放電灯装置。
3. 【請求項３】 前記フライバックトランス（１２１）の
   漏れリアクトルのインダクタンスとコンデンサ（１２
   ６）の容量は、前記ゼロ電圧スイッチングを可能とする
   とともに前記ＰＦＭ制御におけるスイッチング周波数を
   設定された一定値にする条件を満たし、その条件を満た
   す中で前記漏れリアクトルのインダクタンスが最も小さ
   くなるように、それぞれ設定されていることを特徴とす
   る請求項１または２に記載の放電灯装置。
4. 【請求項４】 前記制御回路（１６０）は、前記放電灯
   の電力に相当する信号に基づいて前記放電灯の電力が瞬
   時低下する状態を検出したとき、前記半導体スイッチン
   グ素子のオフ期間を長くして、前記電力の瞬時低下時に
   おいてもゼロ電圧スイッチングができるように構成され
   ていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１
   つに記載の放電灯装置。
5. 【請求項５】 直流電源（１０）からの直流電圧を昇圧
   するＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）を備え、このＤＣ／
   ＤＣ変換回路（１２０）によって昇圧された電圧に基づ
   いて放電灯（３０）を点灯させるようにした放電灯装置
   において、 前記ＤＣ／ＤＣ変換回路（１２０）は、前記直流電源
   （１０）側に配された一次巻線（１２１ａ）と前記放電
   灯（３０）側に配された二次巻線（１２１ｂ）とを有す
   るフライバックトランス（１２１）と、前記一次巻線
   （１２１ａ）に接続された半導体スイッチング素子（１
   ２２）と、前記二次巻線（１２１ｂ）に接続された整流
   用のダイオード（１２３）と、一端が前記二次巻線（１
   ２１ｂ）と前記ダイオード（１２３）との接続点に接続
   され他端が前記直流電源（１０）の負極側に接続された
   コンデンサ（１２６）とを有して、前記フライバックト
   ランス（１２１）の漏れリアクトルと前記コンデンサ
   （１２６）とにより共振を発生させるように構成されて
   おり、 前記半導体スイッチング素子（１２２）を制御回路（１
   ６０）によりＰＦＭ制御して、前記半導体スイッチング
   素子（１２２）をゼロ電流スイッチングさせるようにし
   たことを特徴とする放電灯装置。
6. 【請求項６】 前記制御回路（１６０）は、前記放電灯
   の電力に相当する信号に基づいて前記放電灯の電力が瞬
   時低下する状態を検出したとき、前記半導体スイッチン
   グ素子のオフ期間を長くして、前記電力の瞬時低下時に
   おいてもゼロ電流スイッチングができるように構成され
   ていることを特徴とする請求項５に記載の放電灯装置。