JP2001327166A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズおよびスイッチング損失が低減でき、
冷却体やノイズ対策部品の小形化が可能なスイッチング
電源を提供する。 【解決手段】 交流電源12にダイオードブリッジ1を
接続し、この出力端子と並列にリアクトル13と主MO
SFET2との直列回路を接続するとともに、主MOS
FET2のドレイン端子に補助MOSFET3のソース
端子を接続してMOSFETの直列回路を構成し、MO
SFET2,3を交互にオン,オフさせることにより並
列に接続されたコンデンサ8,9等の充放電作用によ
り、MOSFET2,3のオン,オフ時の電圧波形を緩
やかにし、スイッチング損失やノイズを低減させる。
冷却体やノイズ対策部品の小形化が可能なスイッチング
電源を提供する。 【解決手段】 交流電源12にダイオードブリッジ1を
接続し、この出力端子と並列にリアクトル13と主MO
SFET2との直列回路を接続するとともに、主MOS
FET2のドレイン端子に補助MOSFET3のソース
端子を接続してMOSFETの直列回路を構成し、MO
SFET2,3を交互にオン,オフさせることにより並
列に接続されたコンデンサ8,9等の充放電作用によ
り、MOSFET2,3のオン,オフ時の電圧波形を緩
やかにし、スイッチング損失やノイズを低減させる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、低ノイズかつ高
入力力率を実現するスイッチング電源回路に関する。
入力力率を実現するスイッチング電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】図3に従来例を示す。昇圧チョッパ回路
からなる力率改善回路部とフライバック形DC/DCコ
ンバータからなる回路である。すなわち、図3において
は、交流入力端子とダイオードブリッジ1との間にノイ
ズ低減用のラインフィルタ12を接続し、ダイオードブ
リッジ1の出力端には並列にリアクトル13とMOSF
ET(金属酸化物電界効果トランジスタ)5の直列回路
を接続し、さらにMOSFET5に並列にダイオード1
7とコンデンサ6の直列回路を接続し、力率改善回路部
を構成する。また、コンデンサ6と並列にトランス16
の1次巻線とMOSFET4の直列回路を接続し、トラ
ンス16の1次巻線と並列にダイオード18とコンデン
サ19と抵抗20からなるサージクランプ回路を接続
し、トランス16の2次巻線には並列にダイオード15
とコンデンサ11を接続し、コンデンサ11の両端を直
流出力とするDC/DCコンバータを構成する。
からなる力率改善回路部とフライバック形DC/DCコ
ンバータからなる回路である。すなわち、図3において
は、交流入力端子とダイオードブリッジ1との間にノイ
ズ低減用のラインフィルタ12を接続し、ダイオードブ
リッジ1の出力端には並列にリアクトル13とMOSF
ET(金属酸化物電界効果トランジスタ)5の直列回路
を接続し、さらにMOSFET5に並列にダイオード1
7とコンデンサ6の直列回路を接続し、力率改善回路部
を構成する。また、コンデンサ6と並列にトランス16
の1次巻線とMOSFET4の直列回路を接続し、トラ
ンス16の1次巻線と並列にダイオード18とコンデン
サ19と抵抗20からなるサージクランプ回路を接続
し、トランス16の2次巻線には並列にダイオード15
とコンデンサ11を接続し、コンデンサ11の両端を直
流出力とするDC/DCコンバータを構成する。
【0003】まず、昇圧チョッパ回路の動作について説
明する。MOSFET5がオンすると、交流側のエネル
ギーがダイオードブリッジ1を介してリアクトル13に
蓄積される。MOSFET5がオフすると、リアクトル
13に蓄積されたエネルギーは、ダイオード17を介し
てコンデンサ6に移される。このとき、交流電圧の瞬時
値が如何なる場合にもダイオードブリッジ1が導通する
ため、交流側の入力電流波形はほぼ正弦波とすることが
でき、力率が改善される。なお、MOSFET5のオ
ン,オフは、コンデンサ6の電圧が一定となるように、
かつ交流入力電流が正弦波状になるように制御される。
明する。MOSFET5がオンすると、交流側のエネル
ギーがダイオードブリッジ1を介してリアクトル13に
蓄積される。MOSFET5がオフすると、リアクトル
13に蓄積されたエネルギーは、ダイオード17を介し
てコンデンサ6に移される。このとき、交流電圧の瞬時
値が如何なる場合にもダイオードブリッジ1が導通する
ため、交流側の入力電流波形はほぼ正弦波とすることが
でき、力率が改善される。なお、MOSFET5のオ
ン,オフは、コンデンサ6の電圧が一定となるように、
かつ交流入力電流が正弦波状になるように制御される。
【0004】DC/DCコンバータ部の動作について説
明する。MOSFET4がオンすると、コンデンサ6に
蓄積されていたエネルギーがフライバックトランス16
の励磁エネルギーとして蓄積される。次に、MOSFE
T4がオフすると、励磁エネルギーがダイオード15を
介してコンデンサ11に移される。なお、MOSFET
4のオン,オフは、コンデンサ11の電圧が一定となる
ように制御される。
明する。MOSFET4がオンすると、コンデンサ6に
蓄積されていたエネルギーがフライバックトランス16
の励磁エネルギーとして蓄積される。次に、MOSFE
T4がオフすると、励磁エネルギーがダイオード15を
介してコンデンサ11に移される。なお、MOSFET
4のオン,オフは、コンデンサ11の電圧が一定となる
ように制御される。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】従来回路においては、
昇圧チョッパ回路のMOSFET5とDC/DCコンバ
ータ部のMOSFET4は、オン,オフ時の電圧波形が
急峻となり、スイッチング損失やスイッチングに起因す
るノイズが大きく、冷却体やノイズ対策部品が大型化す
るという問題がある。したがって、この発明の課題は、
スイッチング電源回路のスイッチングに起因するノイズ
を小さくし、スイッチング損失を低減させることにあ
る。
昇圧チョッパ回路のMOSFET5とDC/DCコンバ
ータ部のMOSFET4は、オン,オフ時の電圧波形が
急峻となり、スイッチング損失やスイッチングに起因す
るノイズが大きく、冷却体やノイズ対策部品が大型化す
るという問題がある。したがって、この発明の課題は、
スイッチング電源回路のスイッチングに起因するノイズ
を小さくし、スイッチング損失を低減させることにあ
る。
【0006】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項1の発明では、交流電源にダイオードブ
リッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端子と
並列にリアクトルと主MOSFETとの直列回路を接続
し、この主MOSFETのドレイン端子に補助MOSF
ETのソース端子を接続してMOSFETの直列回路を
構成し、このMOSFETの直列回路と並列に第1のコ
ンデンサを接続し、各MOSFETのいずれか一方また
は両方に第2または第3のコンデンサを接続し、前記M
OSFETの直列回路と並列に第4のコンデンサと第5
のコンデンサとの直列回路を接続し、この第4のコンデ
ンサと第5のコンデンサとの接続点と前記MOSFET
の直列回路の接続点との間に、フライバックトランスの
一次巻線のみ、またはフライバックトランスの一次巻線
とリアクトルを接続し、かつこのフライバックトランス
の二次巻線と並列にダイオードとコンデンサからなる直
流平滑回路を接続したことを特徴とする。
るため、請求項1の発明では、交流電源にダイオードブ
リッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端子と
並列にリアクトルと主MOSFETとの直列回路を接続
し、この主MOSFETのドレイン端子に補助MOSF
ETのソース端子を接続してMOSFETの直列回路を
構成し、このMOSFETの直列回路と並列に第1のコ
ンデンサを接続し、各MOSFETのいずれか一方また
は両方に第2または第3のコンデンサを接続し、前記M
OSFETの直列回路と並列に第4のコンデンサと第5
のコンデンサとの直列回路を接続し、この第4のコンデ
ンサと第5のコンデンサとの接続点と前記MOSFET
の直列回路の接続点との間に、フライバックトランスの
一次巻線のみ、またはフライバックトランスの一次巻線
とリアクトルを接続し、かつこのフライバックトランス
の二次巻線と並列にダイオードとコンデンサからなる直
流平滑回路を接続したことを特徴とする。
【0007】請求項2の発明では、交流電源にダイオー
ドブリッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端
子と並列にリアクトルと主MOSFETとの直列回路を
接続し、この主MOSFETのドレイン端子に補助MO
SFETのソース端子を接続してMOSFETの直列回
路を構成し、このMOSFETの直列回路と並列に第1
のコンデンサを接続し、各MOSFETのいずれか一方
または両方に第2または第3のコンデンサを接続し、さ
らに、各MOSFETのいずれか一方に並列にコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線、またはコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線とリアクトルとを
接続し、かつこのフライバックトランスの二次巻線と並
列にダイオードとコンデンサからなる直流平滑回路を接
続したことを特徴とする。
ドブリッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端
子と並列にリアクトルと主MOSFETとの直列回路を
接続し、この主MOSFETのドレイン端子に補助MO
SFETのソース端子を接続してMOSFETの直列回
路を構成し、このMOSFETの直列回路と並列に第1
のコンデンサを接続し、各MOSFETのいずれか一方
または両方に第2または第3のコンデンサを接続し、さ
らに、各MOSFETのいずれか一方に並列にコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線、またはコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線とリアクトルとを
接続し、かつこのフライバックトランスの二次巻線と並
列にダイオードとコンデンサからなる直流平滑回路を接
続したことを特徴とする。
【0008】
【発明の実施の形態】図1はこの発明の実施の形態を示
す回路図である。ここでは、図3に示す従来回路のMO
SFET5とMOSFET4を兼用して主MOSFET
2とし、ダイオード17の代わりに補助MOSFET3
を接続し、各MOSFET2,3と並列にコンデンサ
7,8を接続し、コンデンサ6と並列にコンデンサ9と
コンデンサ10の直列回路を接続する。また、図3のコ
ンデンサ6と並列に接続されたフライバックトランス1
6とMOSFET4の代わりに、コンデンサ9とコンデ
ンサ10の接続点と主MOSFET2と補助MOSFE
T3の接続点との間にリアクトル14とフライバックト
ランス16の1次巻線の直列回路を接続する。なお、コ
ンデンサ7,8はMOSFET2,3の寄生容量で代用
でき、いずれか一方または両方省略可能である。また、
コンデンサ9,10のいずれか一方も省略可能である。
す回路図である。ここでは、図3に示す従来回路のMO
SFET5とMOSFET4を兼用して主MOSFET
2とし、ダイオード17の代わりに補助MOSFET3
を接続し、各MOSFET2,3と並列にコンデンサ
7,8を接続し、コンデンサ6と並列にコンデンサ9と
コンデンサ10の直列回路を接続する。また、図3のコ
ンデンサ6と並列に接続されたフライバックトランス1
6とMOSFET4の代わりに、コンデンサ9とコンデ
ンサ10の接続点と主MOSFET2と補助MOSFE
T3の接続点との間にリアクトル14とフライバックト
ランス16の1次巻線の直列回路を接続する。なお、コ
ンデンサ7,8はMOSFET2,3の寄生容量で代用
でき、いずれか一方または両方省略可能である。また、
コンデンサ9,10のいずれか一方も省略可能である。
【0009】コンデンサ9,10のいずれか一方を省略
すると、コンデンサ9または10とリアクトル14とフ
ライバックトランス16の1次巻線の直列回路をMOS
FET2または3に並列に接続したことと等価となる。
また、リアクトル14はフライバックトランス16の漏
れインダクタンスで代用でき、省略可能である。なお、
主MOSFET2と補助MOSFET3は、或るデッド
タイムを設けて交互にオン,オフし、コンデンサ11の
電圧が一定となるようにPWM制御される。また、リア
クトル13に流れる電流が不連続になるようにリアクト
ル13のインダクタンス値を選ぶことにより、ラインフ
ィルタ12を接続した交流側の入力電流波形はほぼ正弦
波状となり、入力力率が改善される。
すると、コンデンサ9または10とリアクトル14とフ
ライバックトランス16の1次巻線の直列回路をMOS
FET2または3に並列に接続したことと等価となる。
また、リアクトル14はフライバックトランス16の漏
れインダクタンスで代用でき、省略可能である。なお、
主MOSFET2と補助MOSFET3は、或るデッド
タイムを設けて交互にオン,オフし、コンデンサ11の
電圧が一定となるようにPWM制御される。また、リア
クトル13に流れる電流が不連続になるようにリアクト
ル13のインダクタンス値を選ぶことにより、ラインフ
ィルタ12を接続した交流側の入力電流波形はほぼ正弦
波状となり、入力力率が改善される。
【0010】図2に、図1における動作波形を示す。以
下、期間1〜期間4に分けて説明する。 期間1 主MOSFET2がオンしてリアクトル13とフライバ
ックトランス16を励磁している状態で主MOSFET
2をオフすると、リアクトル13とフライバックトラン
ス16の励磁電流によりコンデンサ7が充電される。こ
のとき、主MOSFET2では電圧上昇がコンデンサ7
の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオフしスイ
ッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ7の電圧
上昇にともないコンデンサ8の電圧は徐々に減少する。
下、期間1〜期間4に分けて説明する。 期間1 主MOSFET2がオンしてリアクトル13とフライバ
ックトランス16を励磁している状態で主MOSFET
2をオフすると、リアクトル13とフライバックトラン
ス16の励磁電流によりコンデンサ7が充電される。こ
のとき、主MOSFET2では電圧上昇がコンデンサ7
の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオフしスイ
ッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ7の電圧
上昇にともないコンデンサ8の電圧は徐々に減少する。
【0011】期間2 コンデンサ7の電圧がコンデンサ6の電圧に達すると、
コンデンサ8の電圧は零ボルトとなり、補助MOSFE
T3の寄生ダイオードが導通する。この時点で補助MO
SFET3をオンすることで補助MOSFET3は零電
圧でターンオンし、ターンオン損失は発生しない。ま
た、主MOSFET2の電圧はコンデンサ6の電圧にク
ランプされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。リアクトル13に蓄積されていた励磁
エネルギーは、補助MOSFET3の寄生ダイオードを
介してコンデンサ6に移される。また、フライバックト
ランス16に蓄積されていた励磁エネルギーは、共振回
路を構成するコンデンサ9,10およびリアクトル14
の共振作用により、ダイオード15を流れる電流が正弦
波状となるように2次側に放出される。補助MOSFE
T3がオフする前にダイオード15の電流が零となるよ
うに共振回路の周波数を選ぶことにより、ダイオード1
5はソフトリカバリとなりサージ電圧を発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。また、この期間にフライバックトラン
ス16はコンデンサ10の電圧でリセットされ、励磁電
流の向きが反転し補助MOSFET3には正方向に電流
が流れる。
コンデンサ8の電圧は零ボルトとなり、補助MOSFE
T3の寄生ダイオードが導通する。この時点で補助MO
SFET3をオンすることで補助MOSFET3は零電
圧でターンオンし、ターンオン損失は発生しない。ま
た、主MOSFET2の電圧はコンデンサ6の電圧にク
ランプされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。リアクトル13に蓄積されていた励磁
エネルギーは、補助MOSFET3の寄生ダイオードを
介してコンデンサ6に移される。また、フライバックト
ランス16に蓄積されていた励磁エネルギーは、共振回
路を構成するコンデンサ9,10およびリアクトル14
の共振作用により、ダイオード15を流れる電流が正弦
波状となるように2次側に放出される。補助MOSFE
T3がオフする前にダイオード15の電流が零となるよ
うに共振回路の周波数を選ぶことにより、ダイオード1
5はソフトリカバリとなりサージ電圧を発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。また、この期間にフライバックトラン
ス16はコンデンサ10の電圧でリセットされ、励磁電
流の向きが反転し補助MOSFET3には正方向に電流
が流れる。
【0012】期間3 補助MOSFET3に流れる電流が正方向となったとき
に補助MOSFET3をオフすると、フライバックトラ
ンス16の反転した励磁電流によりコンデンサ8が充電
される。このとき補助MOSFET3は電圧上昇がコン
デンサ8の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオ
フしスイッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ
8の電圧上昇に伴いコンデンサ7の電圧は徐々に減少す
る。 期間4 コンデンサ8の電圧がコンデンサ6の電圧に達すると、
コンデンサ7の電圧は零ボルトとなり、主MOSFET
2の寄生ダイオードが導通する。この時点で主MOSF
ET2をオンすることで、主MOSFET2は零電圧で
ターンオンし、ターンオン損失は発生しない。また、補
助MOSFET3の電圧はコンデンサ6の電圧にクラン
プされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイズも
僅かとなる。この期間にリアクトル13は、矢印で示す
正の方向に励磁される。また、フライバックトランス1
6も矢印で示す正の方向に励磁される。主MOSFET
2には、リアクトル13とトランス16の励磁電流が重
畳される。
に補助MOSFET3をオフすると、フライバックトラ
ンス16の反転した励磁電流によりコンデンサ8が充電
される。このとき補助MOSFET3は電圧上昇がコン
デンサ8の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオ
フしスイッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ
8の電圧上昇に伴いコンデンサ7の電圧は徐々に減少す
る。 期間4 コンデンサ8の電圧がコンデンサ6の電圧に達すると、
コンデンサ7の電圧は零ボルトとなり、主MOSFET
2の寄生ダイオードが導通する。この時点で主MOSF
ET2をオンすることで、主MOSFET2は零電圧で
ターンオンし、ターンオン損失は発生しない。また、補
助MOSFET3の電圧はコンデンサ6の電圧にクラン
プされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイズも
僅かとなる。この期間にリアクトル13は、矢印で示す
正の方向に励磁される。また、フライバックトランス1
6も矢印で示す正の方向に励磁される。主MOSFET
2には、リアクトル13とトランス16の励磁電流が重
畳される。
【0013】以後、期間1〜期間4を繰り返し、スイッ
チング動作を行なう。また、力率を改善する動作は、主
MOSFET2のオン,オフ動作により、入力電圧の瞬
時値が如何なる場合にも、リアクトル13が励磁されて
からリセットするまでの期間に、ダイオードブリッジ1
が導通するすることにより行なわれる。
チング動作を行なう。また、力率を改善する動作は、主
MOSFET2のオン,オフ動作により、入力電圧の瞬
時値が如何なる場合にも、リアクトル13が励磁されて
からリセットするまでの期間に、ダイオードブリッジ1
が導通するすることにより行なわれる。
【0014】
【発明の効果】この発明によれば、MOSFETに並列
に接続されたコンデンサの充,放電作用により、主MO
SFETと補助MOSFETいずれのオン,オフも電圧
が緩やかに変化し、かつターンオフ時のMOSFETの
電圧もコンデンサ(6)の電圧にクランプされることか
ら、サージ電圧の発生がなくスイッチングに起因するノ
イズが小さく、かつスイッチング損失も僅かであるた
め、冷却体やノイズ対策部品などが小型化でき、コスト
ダウンなどの効果がもたらされる。
に接続されたコンデンサの充,放電作用により、主MO
SFETと補助MOSFETいずれのオン,オフも電圧
が緩やかに変化し、かつターンオフ時のMOSFETの
電圧もコンデンサ(6)の電圧にクランプされることか
ら、サージ電圧の発生がなくスイッチングに起因するノ
イズが小さく、かつスイッチング損失も僅かであるた
め、冷却体やノイズ対策部品などが小型化でき、コスト
ダウンなどの効果がもたらされる。
【図1】この発明の第1の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図2】図1の動作説明図である。
【図3】従来例を示す回路図である。
1…ダイオードブリッジ、2…主MOSFET(金属酸
化物電界効果トランジスタ)、3…MOSFET、4…
DC/DCコンバータ用MOSFET、5…昇圧チョッ
パ用MOSFET、6〜11,19…コンデンサ、12
…ラインフィルタ、13,14…リアクトル、15,1
7,18…ダイオード、16…フライバックトランス、
20…抵抗。
化物電界効果トランジスタ)、3…MOSFET、4…
DC/DCコンバータ用MOSFET、5…昇圧チョッ
パ用MOSFET、6〜11,19…コンデンサ、12
…ラインフィルタ、13,14…リアクトル、15,1
7,18…ダイオード、16…フライバックトランス、
20…抵抗。
Claims (2)
- 【請求項1】 交流電源にダイオードブリッジを接続
し、このダイオードブリッジの出力端子と並列にリアク
トルと主MOSFETとの直列回路を接続し、この主M
OSFETのドレイン端子に補助MOSFETのソース
端子を接続してMOSFETの直列回路を構成し、この
MOSFETの直列回路と並列に第1のコンデンサを接
続し、各MOSFETのいずれか一方または両方に第2
または第3のコンデンサを接続し、前記MOSFETの
直列回路と並列に第4のコンデンサと第5のコンデンサ
との直列回路を接続し、この第4のコンデンサと第5の
コンデンサとの接続点と前記MOSFETの直列回路の
接続点との間に、フライバックトランスの一次巻線の
み、またはフライバックトランスの一次巻線とリアクト
ルを接続し、かつこのフライバックトランスの二次巻線
と並列にダイオードとコンデンサからなる直流平滑回路
を接続したことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項2】 交流電源にダイオードブリッジを接続
し、このダイオードブリッジの出力端子と並列にリアク
トルと主MOSFETとの直列回路を接続し、この主M
OSFETのドレイン端子に補助MOSFETのソース
端子を接続してMOSFETの直列回路を構成し、この
MOSFETの直列回路と並列に第1のコンデンサを接
続し、各MOSFETのいずれか一方または両方に第2
または第3のコンデンサを接続し、さらに、各MOSF
ETのいずれか一方に並列にコンデンサとフライバック
トランスの一次巻線、またはコンデンサとフライバック
トランスの一次巻線とリアクトルとを接続し、かつこの
フライバックトランスの二次巻線と並列にダイオードと
コンデンサからなる直流平滑回路を接続したことを特徴
とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000143175A JP2001327166A (ja) | 2000-05-16 | 2000-05-16 | スイッチング電源回路 |
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Cited By (4)
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