JP2001327166A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ノイズおよびスイッチング損失が低減でき、
冷却体やノイズ対策部品の小形化が可能なスイッチング
電源を提供する。 【解決手段】 交流電源１２にダイオードブリッジ１を
接続し、この出力端子と並列にリアクトル１３と主ＭＯ
ＳＦＥＴ２との直列回路を接続するとともに、主ＭＯＳ
ＦＥＴ２のドレイン端子に補助ＭＯＳＦＥＴ３のソース
端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回路を構成し、ＭＯ
ＳＦＥＴ２，３を交互にオン，オフさせることにより並
列に接続されたコンデンサ８，９等の充放電作用によ
り、ＭＯＳＦＥＴ２，３のオン，オフ時の電圧波形を緩
やかにし、スイッチング損失やノイズを低減させる。
冷却体やノイズ対策部品の小形化が可能なスイッチング
電源を提供する。 【解決手段】 交流電源１２にダイオードブリッジ１を
接続し、この出力端子と並列にリアクトル１３と主ＭＯ
ＳＦＥＴ２との直列回路を接続するとともに、主ＭＯＳ
ＦＥＴ２のドレイン端子に補助ＭＯＳＦＥＴ３のソース
端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回路を構成し、ＭＯ
ＳＦＥＴ２，３を交互にオン，オフさせることにより並
列に接続されたコンデンサ８，９等の充放電作用によ
り、ＭＯＳＦＥＴ２，３のオン，オフ時の電圧波形を緩
やかにし、スイッチング損失やノイズを低減させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、低ノイズかつ高
入力力率を実現するスイッチング電源回路に関する。
入力力率を実現するスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３に従来例を示す。昇圧チョッパ回路
からなる力率改善回路部とフライバック形ＤＣ／ＤＣコ
ンバータからなる回路である。すなわち、図３において
は、交流入力端子とダイオードブリッジ１との間にノイ
ズ低減用のラインフィルタ１２を接続し、ダイオードブ
リッジ１の出力端には並列にリアクトル１３とＭＯＳＦ
ＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）５の直列回路
を接続し、さらにＭＯＳＦＥＴ５に並列にダイオード１
７とコンデンサ６の直列回路を接続し、力率改善回路部
を構成する。また、コンデンサ６と並列にトランス１６
の１次巻線とＭＯＳＦＥＴ４の直列回路を接続し、トラ
ンス１６の１次巻線と並列にダイオード１８とコンデン
サ１９と抵抗２０からなるサージクランプ回路を接続
し、トランス１６の２次巻線には並列にダイオード１５
とコンデンサ１１を接続し、コンデンサ１１の両端を直
流出力とするＤＣ／ＤＣコンバータを構成する。
からなる力率改善回路部とフライバック形ＤＣ／ＤＣコ
ンバータからなる回路である。すなわち、図３において
は、交流入力端子とダイオードブリッジ１との間にノイ
ズ低減用のラインフィルタ１２を接続し、ダイオードブ
リッジ１の出力端には並列にリアクトル１３とＭＯＳＦ
ＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）５の直列回路
を接続し、さらにＭＯＳＦＥＴ５に並列にダイオード１
７とコンデンサ６の直列回路を接続し、力率改善回路部
を構成する。また、コンデンサ６と並列にトランス１６
の１次巻線とＭＯＳＦＥＴ４の直列回路を接続し、トラ
ンス１６の１次巻線と並列にダイオード１８とコンデン
サ１９と抵抗２０からなるサージクランプ回路を接続
し、トランス１６の２次巻線には並列にダイオード１５
とコンデンサ１１を接続し、コンデンサ１１の両端を直
流出力とするＤＣ／ＤＣコンバータを構成する。
【０００３】まず、昇圧チョッパ回路の動作について説
明する。ＭＯＳＦＥＴ５がオンすると、交流側のエネル
ギーがダイオードブリッジ１を介してリアクトル１３に
蓄積される。ＭＯＳＦＥＴ５がオフすると、リアクトル
１３に蓄積されたエネルギーは、ダイオード１７を介し
てコンデンサ６に移される。このとき、交流電圧の瞬時
値が如何なる場合にもダイオードブリッジ１が導通する
ため、交流側の入力電流波形はほぼ正弦波とすることが
でき、力率が改善される。なお、ＭＯＳＦＥＴ５のオ
ン，オフは、コンデンサ６の電圧が一定となるように、
かつ交流入力電流が正弦波状になるように制御される。
明する。ＭＯＳＦＥＴ５がオンすると、交流側のエネル
ギーがダイオードブリッジ１を介してリアクトル１３に
蓄積される。ＭＯＳＦＥＴ５がオフすると、リアクトル
１３に蓄積されたエネルギーは、ダイオード１７を介し
てコンデンサ６に移される。このとき、交流電圧の瞬時
値が如何なる場合にもダイオードブリッジ１が導通する
ため、交流側の入力電流波形はほぼ正弦波とすることが
でき、力率が改善される。なお、ＭＯＳＦＥＴ５のオ
ン，オフは、コンデンサ６の電圧が一定となるように、
かつ交流入力電流が正弦波状になるように制御される。
【０００４】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作について説
明する。ＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、コンデンサ６に
蓄積されていたエネルギーがフライバックトランス１６
の励磁エネルギーとして蓄積される。次に、ＭＯＳＦＥ
Ｔ４がオフすると、励磁エネルギーがダイオード１５を
介してコンデンサ１１に移される。なお、ＭＯＳＦＥＴ
４のオン，オフは、コンデンサ１１の電圧が一定となる
ように制御される。
明する。ＭＯＳＦＥＴ４がオンすると、コンデンサ６に
蓄積されていたエネルギーがフライバックトランス１６
の励磁エネルギーとして蓄積される。次に、ＭＯＳＦＥ
Ｔ４がオフすると、励磁エネルギーがダイオード１５を
介してコンデンサ１１に移される。なお、ＭＯＳＦＥＴ
４のオン，オフは、コンデンサ１１の電圧が一定となる
ように制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来回路においては、
昇圧チョッパ回路のＭＯＳＦＥＴ５とＤＣ／ＤＣコンバ
ータ部のＭＯＳＦＥＴ４は、オン，オフ時の電圧波形が
急峻となり、スイッチング損失やスイッチングに起因す
るノイズが大きく、冷却体やノイズ対策部品が大型化す
るという問題がある。したがって、この発明の課題は、
スイッチング電源回路のスイッチングに起因するノイズ
を小さくし、スイッチング損失を低減させることにあ
る。
昇圧チョッパ回路のＭＯＳＦＥＴ５とＤＣ／ＤＣコンバ
ータ部のＭＯＳＦＥＴ４は、オン，オフ時の電圧波形が
急峻となり、スイッチング損失やスイッチングに起因す
るノイズが大きく、冷却体やノイズ対策部品が大型化す
るという問題がある。したがって、この発明の課題は、
スイッチング電源回路のスイッチングに起因するノイズ
を小さくし、スイッチング損失を低減させることにあ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、交流電源にダイオードブ
リッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端子と
並列にリアクトルと主ＭＯＳＦＥＴとの直列回路を接続
し、この主ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に補助ＭＯＳＦ
ＥＴのソース端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回路を
構成し、このＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第１のコ
ンデンサを接続し、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方また
は両方に第２または第３のコンデンサを接続し、前記Ｍ
ＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第４のコンデンサと第５
のコンデンサとの直列回路を接続し、この第４のコンデ
ンサと第５のコンデンサとの接続点と前記ＭＯＳＦＥＴ
の直列回路の接続点との間に、フライバックトランスの
一次巻線のみ、またはフライバックトランスの一次巻線
とリアクトルを接続し、かつこのフライバックトランス
の二次巻線と並列にダイオードとコンデンサからなる直
流平滑回路を接続したことを特徴とする。
るため、請求項１の発明では、交流電源にダイオードブ
リッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端子と
並列にリアクトルと主ＭＯＳＦＥＴとの直列回路を接続
し、この主ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に補助ＭＯＳＦ
ＥＴのソース端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回路を
構成し、このＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第１のコ
ンデンサを接続し、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方また
は両方に第２または第３のコンデンサを接続し、前記Ｍ
ＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第４のコンデンサと第５
のコンデンサとの直列回路を接続し、この第４のコンデ
ンサと第５のコンデンサとの接続点と前記ＭＯＳＦＥＴ
の直列回路の接続点との間に、フライバックトランスの
一次巻線のみ、またはフライバックトランスの一次巻線
とリアクトルを接続し、かつこのフライバックトランス
の二次巻線と並列にダイオードとコンデンサからなる直
流平滑回路を接続したことを特徴とする。
【０００７】請求項２の発明では、交流電源にダイオー
ドブリッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端
子と並列にリアクトルと主ＭＯＳＦＥＴとの直列回路を
接続し、この主ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に補助ＭＯ
ＳＦＥＴのソース端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回
路を構成し、このＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第１
のコンデンサを接続し、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方
または両方に第２または第３のコンデンサを接続し、さ
らに、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方に並列にコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線、またはコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線とリアクトルとを
接続し、かつこのフライバックトランスの二次巻線と並
列にダイオードとコンデンサからなる直流平滑回路を接
続したことを特徴とする。
ドブリッジを接続し、このダイオードブリッジの出力端
子と並列にリアクトルと主ＭＯＳＦＥＴとの直列回路を
接続し、この主ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に補助ＭＯ
ＳＦＥＴのソース端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回
路を構成し、このＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第１
のコンデンサを接続し、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方
または両方に第２または第３のコンデンサを接続し、さ
らに、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方に並列にコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線、またはコンデン
サとフライバックトランスの一次巻線とリアクトルとを
接続し、かつこのフライバックトランスの二次巻線と並
列にダイオードとコンデンサからなる直流平滑回路を接
続したことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の実施の形態を示
す回路図である。ここでは、図３に示す従来回路のＭＯ
ＳＦＥＴ５とＭＯＳＦＥＴ４を兼用して主ＭＯＳＦＥＴ
２とし、ダイオード１７の代わりに補助ＭＯＳＦＥＴ３
を接続し、各ＭＯＳＦＥＴ２，３と並列にコンデンサ
７，８を接続し、コンデンサ６と並列にコンデンサ９と
コンデンサ１０の直列回路を接続する。また、図３のコ
ンデンサ６と並列に接続されたフライバックトランス１
６とＭＯＳＦＥＴ４の代わりに、コンデンサ９とコンデ
ンサ１０の接続点と主ＭＯＳＦＥＴ２と補助ＭＯＳＦＥ
Ｔ３の接続点との間にリアクトル１４とフライバックト
ランス１６の１次巻線の直列回路を接続する。なお、コ
ンデンサ７，８はＭＯＳＦＥＴ２，３の寄生容量で代用
でき、いずれか一方または両方省略可能である。また、
コンデンサ９，１０のいずれか一方も省略可能である。
す回路図である。ここでは、図３に示す従来回路のＭＯ
ＳＦＥＴ５とＭＯＳＦＥＴ４を兼用して主ＭＯＳＦＥＴ
２とし、ダイオード１７の代わりに補助ＭＯＳＦＥＴ３
を接続し、各ＭＯＳＦＥＴ２，３と並列にコンデンサ
７，８を接続し、コンデンサ６と並列にコンデンサ９と
コンデンサ１０の直列回路を接続する。また、図３のコ
ンデンサ６と並列に接続されたフライバックトランス１
６とＭＯＳＦＥＴ４の代わりに、コンデンサ９とコンデ
ンサ１０の接続点と主ＭＯＳＦＥＴ２と補助ＭＯＳＦＥ
Ｔ３の接続点との間にリアクトル１４とフライバックト
ランス１６の１次巻線の直列回路を接続する。なお、コ
ンデンサ７，８はＭＯＳＦＥＴ２，３の寄生容量で代用
でき、いずれか一方または両方省略可能である。また、
コンデンサ９，１０のいずれか一方も省略可能である。
【０００９】コンデンサ９，１０のいずれか一方を省略
すると、コンデンサ９または１０とリアクトル１４とフ
ライバックトランス１６の１次巻線の直列回路をＭＯＳ
ＦＥＴ２または３に並列に接続したことと等価となる。
また、リアクトル１４はフライバックトランス１６の漏
れインダクタンスで代用でき、省略可能である。なお、
主ＭＯＳＦＥＴ２と補助ＭＯＳＦＥＴ３は、或るデッド
タイムを設けて交互にオン，オフし、コンデンサ１１の
電圧が一定となるようにＰＷＭ制御される。また、リア
クトル１３に流れる電流が不連続になるようにリアクト
ル１３のインダクタンス値を選ぶことにより、ラインフ
ィルタ１２を接続した交流側の入力電流波形はほぼ正弦
波状となり、入力力率が改善される。
すると、コンデンサ９または１０とリアクトル１４とフ
ライバックトランス１６の１次巻線の直列回路をＭＯＳ
ＦＥＴ２または３に並列に接続したことと等価となる。
また、リアクトル１４はフライバックトランス１６の漏
れインダクタンスで代用でき、省略可能である。なお、
主ＭＯＳＦＥＴ２と補助ＭＯＳＦＥＴ３は、或るデッド
タイムを設けて交互にオン，オフし、コンデンサ１１の
電圧が一定となるようにＰＷＭ制御される。また、リア
クトル１３に流れる電流が不連続になるようにリアクト
ル１３のインダクタンス値を選ぶことにより、ラインフ
ィルタ１２を接続した交流側の入力電流波形はほぼ正弦
波状となり、入力力率が改善される。
【００１０】図２に、図１における動作波形を示す。以
下、期間１〜期間４に分けて説明する。 期間１ 主ＭＯＳＦＥＴ２がオンしてリアクトル１３とフライバ
ックトランス１６を励磁している状態で主ＭＯＳＦＥＴ
２をオフすると、リアクトル１３とフライバックトラン
ス１６の励磁電流によりコンデンサ７が充電される。こ
のとき、主ＭＯＳＦＥＴ２では電圧上昇がコンデンサ７
の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオフしスイ
ッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ７の電圧
上昇にともないコンデンサ８の電圧は徐々に減少する。
下、期間１〜期間４に分けて説明する。 期間１ 主ＭＯＳＦＥＴ２がオンしてリアクトル１３とフライバ
ックトランス１６を励磁している状態で主ＭＯＳＦＥＴ
２をオフすると、リアクトル１３とフライバックトラン
ス１６の励磁電流によりコンデンサ７が充電される。こ
のとき、主ＭＯＳＦＥＴ２では電圧上昇がコンデンサ７
の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオフしスイ
ッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ７の電圧
上昇にともないコンデンサ８の電圧は徐々に減少する。
【００１１】期間２ コンデンサ７の電圧がコンデンサ６の電圧に達すると、
コンデンサ８の電圧は零ボルトとなり、補助ＭＯＳＦＥ
Ｔ３の寄生ダイオードが導通する。この時点で補助ＭＯ
ＳＦＥＴ３をオンすることで補助ＭＯＳＦＥＴ３は零電
圧でターンオンし、ターンオン損失は発生しない。ま
た、主ＭＯＳＦＥＴ２の電圧はコンデンサ６の電圧にク
ランプされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。リアクトル１３に蓄積されていた励磁
エネルギーは、補助ＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードを
介してコンデンサ６に移される。また、フライバックト
ランス１６に蓄積されていた励磁エネルギーは、共振回
路を構成するコンデンサ９，１０およびリアクトル１４
の共振作用により、ダイオード１５を流れる電流が正弦
波状となるように２次側に放出される。補助ＭＯＳＦＥ
Ｔ３がオフする前にダイオード１５の電流が零となるよ
うに共振回路の周波数を選ぶことにより、ダイオード１
５はソフトリカバリとなりサージ電圧を発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。また、この期間にフライバックトラン
ス１６はコンデンサ１０の電圧でリセットされ、励磁電
流の向きが反転し補助ＭＯＳＦＥＴ３には正方向に電流
が流れる。
コンデンサ８の電圧は零ボルトとなり、補助ＭＯＳＦＥ
Ｔ３の寄生ダイオードが導通する。この時点で補助ＭＯ
ＳＦＥＴ３をオンすることで補助ＭＯＳＦＥＴ３は零電
圧でターンオンし、ターンオン損失は発生しない。ま
た、主ＭＯＳＦＥＴ２の電圧はコンデンサ６の電圧にク
ランプされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。リアクトル１３に蓄積されていた励磁
エネルギーは、補助ＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオードを
介してコンデンサ６に移される。また、フライバックト
ランス１６に蓄積されていた励磁エネルギーは、共振回
路を構成するコンデンサ９，１０およびリアクトル１４
の共振作用により、ダイオード１５を流れる電流が正弦
波状となるように２次側に放出される。補助ＭＯＳＦＥ
Ｔ３がオフする前にダイオード１５の電流が零となるよ
うに共振回路の周波数を選ぶことにより、ダイオード１
５はソフトリカバリとなりサージ電圧を発生せず、ノイ
ズも僅かとなる。また、この期間にフライバックトラン
ス１６はコンデンサ１０の電圧でリセットされ、励磁電
流の向きが反転し補助ＭＯＳＦＥＴ３には正方向に電流
が流れる。
【００１２】期間３ 補助ＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流が正方向となったとき
に補助ＭＯＳＦＥＴ３をオフすると、フライバックトラ
ンス１６の反転した励磁電流によりコンデンサ８が充電
される。このとき補助ＭＯＳＦＥＴ３は電圧上昇がコン
デンサ８の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオ
フしスイッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ
８の電圧上昇に伴いコンデンサ７の電圧は徐々に減少す
る。 期間４ コンデンサ８の電圧がコンデンサ６の電圧に達すると、
コンデンサ７の電圧は零ボルトとなり、主ＭＯＳＦＥＴ
２の寄生ダイオードが導通する。この時点で主ＭＯＳＦ
ＥＴ２をオンすることで、主ＭＯＳＦＥＴ２は零電圧で
ターンオンし、ターンオン損失は発生しない。また、補
助ＭＯＳＦＥＴ３の電圧はコンデンサ６の電圧にクラン
プされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイズも
僅かとなる。この期間にリアクトル１３は、矢印で示す
正の方向に励磁される。また、フライバックトランス１
６も矢印で示す正の方向に励磁される。主ＭＯＳＦＥＴ
２には、リアクトル１３とトランス１６の励磁電流が重
畳される。
に補助ＭＯＳＦＥＴ３をオフすると、フライバックトラ
ンス１６の反転した励磁電流によりコンデンサ８が充電
される。このとき補助ＭＯＳＦＥＴ３は電圧上昇がコン
デンサ８の充電スピードで抑制され、零電圧でターンオ
フしスイッチング損失も僅かとなる。また、コンデンサ
８の電圧上昇に伴いコンデンサ７の電圧は徐々に減少す
る。 期間４ コンデンサ８の電圧がコンデンサ６の電圧に達すると、
コンデンサ７の電圧は零ボルトとなり、主ＭＯＳＦＥＴ
２の寄生ダイオードが導通する。この時点で主ＭＯＳＦ
ＥＴ２をオンすることで、主ＭＯＳＦＥＴ２は零電圧で
ターンオンし、ターンオン損失は発生しない。また、補
助ＭＯＳＦＥＴ３の電圧はコンデンサ６の電圧にクラン
プされることからサージ電圧が殆ど発生せず、ノイズも
僅かとなる。この期間にリアクトル１３は、矢印で示す
正の方向に励磁される。また、フライバックトランス１
６も矢印で示す正の方向に励磁される。主ＭＯＳＦＥＴ
２には、リアクトル１３とトランス１６の励磁電流が重
畳される。
【００１３】以後、期間１〜期間４を繰り返し、スイッ
チング動作を行なう。また、力率を改善する動作は、主
ＭＯＳＦＥＴ２のオン，オフ動作により、入力電圧の瞬
時値が如何なる場合にも、リアクトル１３が励磁されて
からリセットするまでの期間に、ダイオードブリッジ１
が導通するすることにより行なわれる。
チング動作を行なう。また、力率を改善する動作は、主
ＭＯＳＦＥＴ２のオン，オフ動作により、入力電圧の瞬
時値が如何なる場合にも、リアクトル１３が励磁されて
からリセットするまでの期間に、ダイオードブリッジ１
が導通するすることにより行なわれる。
【００１４】
【発明の効果】この発明によれば、ＭＯＳＦＥＴに並列
に接続されたコンデンサの充，放電作用により、主ＭＯ
ＳＦＥＴと補助ＭＯＳＦＥＴいずれのオン，オフも電圧
が緩やかに変化し、かつターンオフ時のＭＯＳＦＥＴの
電圧もコンデンサ（６）の電圧にクランプされることか
ら、サージ電圧の発生がなくスイッチングに起因するノ
イズが小さく、かつスイッチング損失も僅かであるた
め、冷却体やノイズ対策部品などが小型化でき、コスト
ダウンなどの効果がもたらされる。
に接続されたコンデンサの充，放電作用により、主ＭＯ
ＳＦＥＴと補助ＭＯＳＦＥＴいずれのオン，オフも電圧
が緩やかに変化し、かつターンオフ時のＭＯＳＦＥＴの
電圧もコンデンサ（６）の電圧にクランプされることか
ら、サージ電圧の発生がなくスイッチングに起因するノ
イズが小さく、かつスイッチング損失も僅かであるた
め、冷却体やノイズ対策部品などが小型化でき、コスト
ダウンなどの効果がもたらされる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】従来例を示す回路図である。
１…ダイオードブリッジ、２…主ＭＯＳＦＥＴ（金属酸
化物電界効果トランジスタ）、３…ＭＯＳＦＥＴ、４…
ＤＣ／ＤＣコンバータ用ＭＯＳＦＥＴ、５…昇圧チョッ
パ用ＭＯＳＦＥＴ、６〜１１，１９…コンデンサ、１２
…ラインフィルタ、１３，１４…リアクトル、１５，１
７，１８…ダイオード、１６…フライバックトランス、
２０…抵抗。
化物電界効果トランジスタ）、３…ＭＯＳＦＥＴ、４…
ＤＣ／ＤＣコンバータ用ＭＯＳＦＥＴ、５…昇圧チョッ
パ用ＭＯＳＦＥＴ、６〜１１，１９…コンデンサ、１２
…ラインフィルタ、１３，１４…リアクトル、１５，１
７，１８…ダイオード、１６…フライバックトランス、
２０…抵抗。
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源にダイオードブリッジを接続
し、このダイオードブリッジの出力端子と並列にリアク
トルと主ＭＯＳＦＥＴとの直列回路を接続し、この主Ｍ
ＯＳＦＥＴのドレイン端子に補助ＭＯＳＦＥＴのソース
端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回路を構成し、この
ＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第１のコンデンサを接
続し、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方または両方に第２
または第３のコンデンサを接続し、前記ＭＯＳＦＥＴの
直列回路と並列に第４のコンデンサと第５のコンデンサ
との直列回路を接続し、この第４のコンデンサと第５の
コンデンサとの接続点と前記ＭＯＳＦＥＴの直列回路の
接続点との間に、フライバックトランスの一次巻線の
み、またはフライバックトランスの一次巻線とリアクト
ルを接続し、かつこのフライバックトランスの二次巻線
と並列にダイオードとコンデンサからなる直流平滑回路
を接続したことを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 交流電源にダイオードブリッジを接続
し、このダイオードブリッジの出力端子と並列にリアク
トルと主ＭＯＳＦＥＴとの直列回路を接続し、この主Ｍ
ＯＳＦＥＴのドレイン端子に補助ＭＯＳＦＥＴのソース
端子を接続してＭＯＳＦＥＴの直列回路を構成し、この
ＭＯＳＦＥＴの直列回路と並列に第１のコンデンサを接
続し、各ＭＯＳＦＥＴのいずれか一方または両方に第２
または第３のコンデンサを接続し、さらに、各ＭＯＳＦ
ＥＴのいずれか一方に並列にコンデンサとフライバック
トランスの一次巻線、またはコンデンサとフライバック
トランスの一次巻線とリアクトルとを接続し、かつこの
フライバックトランスの二次巻線と並列にダイオードと
コンデンサからなる直流平滑回路を接続したことを特徴
とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP2000143175A JP2001327166A (ja) | 2000-05-16 | 2000-05-16 | スイッチング電源回路 |
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|---|---|
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