DE112006001948T5

DE112006001948T5 - DC/DC-Umrichtervorrichtung und Entladelampen-Leuchtvorrichtung

Info

Publication number: DE112006001948T5
Application number: DE112006001948T
Authority: DE
Inventors: Yasuhiko Kohno; Takashi Ohsawa
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-08-24
Filing date: 2006-05-31
Publication date: 2008-10-02
Anticipated expiration: 2026-06-01
Also published as: DE112006001948B4; JPWO2007023603A1; JP4767960B2; WO2007023603A1; US20090108767A1; CN100576708C; CN101243603A; US7777422B2

Abstract

DC/DC-Umrichtervorrichtung, die folgendes aufweist: eine Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern, die parallel geschaltet sind; und eine Zeitgabe-Steuereinrichtung zum Antreiben der Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern bei im Wesentlichen derselben Frequenz mit einer Phasenverschiebung.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine DC/DC-Umrichtervorrichtung, die gut zum Einbau an Fahrzeugen oder ähnlichem geeignet ist, und eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung mit der DC/DC-Umrichtervorrichtung.
STAND DER TECHNIK
Dieser Typ herkömmlicher Umrichter enthält einen Umrichter, bei welchem eine Vielzahl von DC/DC-Umrichtern mit kleiner Kapazität parallel geschaltet ist und mit einem Verschieben jeder Betriebsphase bzw. Arbeitsphase dieser Umrichter parallel betrieben wird, um einen einzigen DC/DC-Umrichter zu bilden (siehe beispielsweise das Patentdokument 1).
Weiterhin enthalten bekannte Umrichter einen Umrichter, bei welchem ein DC/DC-Umrichter synchron zu der Resonanz einer Spulen/Kondensator-Schaltung betrieben wird, die die Induktanz eines Transformators des DC/DC-Umrichters enthält, indem der Strom detektiert wird, der an den Transformator angelegt ist, oder die Spannung des Knotens zwischen einer Schaltvorrichtung und dem Transformator, um den Zeitpunkt zu detektieren, zu welchem der Strom 0 A wird, oder den Zeitpunkt, zu welchem die Spannung 0 V wird (siehe beispielsweise das Patentdokument 2).
Weiterhin ist ein Entladelampen-Leuchtgerät bekannt, bei welchem eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung durch Verwenden eines DC/DC-Umrichters aufgebaut ist, der eine Resonanz hat, wie in dem Fall des obigen Patentdokuments 2, und die Leistungsausgabe zu der Entladelampe durch Ändern ihrer Antriebsfrequenz mittels PFM (Pulsfrequenzmodulation) gesteuert wird, indem die durch die Leck- bzw. Ableitdrossel eines Transformators und eines Kondensators erzeugte Resonanz verwendet wird (siehe beispielsweise das Patentdokument 3).
Darüber hinaus ist herkömmlich eine aus der Idee des Patentdokuments 3 entwickelte Entladelampen-Leuchtvorrichtung bekannt geworden, bei welcher ein DC/DC-Umrichter verwendet wird, der eine Resonanz erzeugt, die mittels PMF gesteuert wird, wie im Fall des obigen Patentdokuments 2, und weiterhin in dem Zustand genau bevor die Entladelampe leuchtet, die Steuerung durch die Resonanz freigegeben wird, um die Vorrichtung durch die gewöhnliche Operation des DC/DC-Umrichters zu steuern (siehe beispielsweise das Patentdokument 4).

Patentdokument 1: JP-A-2000-012273
Patentdokument 2: JP-A-1-114365
Patentdokument 3: JP-A-2002-117995
Patentdokument 4: JP-A-2003-059688

Bei der im oben angegebenen Patentdokument 1 offenbarten herkömmlichen Vorrichtung können deshalb, weil eine PWM-Wellenform durch Verwenden eines einzigen Dreieckwellengenerators erzeugt wird, zwei DC/DC-Umrichter, die bezüglich der Phase um 180° voneinander verschoben sind (ein Mehrphasen-DC/DC-Umrichter von zwei Phasen), auf einfache Weise aufgebaut werden, kann eine Welligkeit erniedrigt werden, ist die Effizienz davon hoch und ist das Rauschen davon niedrig. Jedoch deshalb, weil beide Transformatoren davon mit derselben Frequenz und mit demselben Tastgrad angetrieben werden, können beide Transformatoren nicht gleichzeitig eine Resonanz haben (die Resonanzen von einzelnen Transformatoren sind gemäß ihrer Variationen von Elementen voneinander unterschiedlich), und darüber hinaus kann die herkömmliche Vorrichtung nicht zu einem Resonanz-DC/DC-Umrichter entwickelt werden, der eine Effizienzverbesserung und eine Rauschreduktion erreicht.
Im Fall der im Patentdokument 2 offenbarten herkömmlichen Vorrichtung enthält die Vorrichtung einen einzigen DC/DC-Umrichter mit einer einfachen Struktur, und auch mit hoher Effizienz und niedrigem Rauschen. Jedoch ist deshalb, weil die Vorrichtung eine Einzelkonfiguration aufweist, ihre Welligkeit groß und muss ihr Filter verstärkt sein, um die Welligkeit zu reduzieren. Zusätzlich neigen deshalb, weil eine Resonanz durch die Induktanz eines Transformators und eines Kondensators erzeugt wird, wenn eine Vielzahl von Vorrichtungen einfach parallel betrieben wird, ihre Frequenzen dazu, unterschiedlich voneinander zu sein, und können die Vorrichtungen bezüglich der Phase nicht eingestellt werden.
Weiterhin ist in dem Fall der im Patentdokument 3 offenbarten herkömmlichen Vorrichtung eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung aus einem einzigen DC/DC-Umrichter gebildet und wird ein Resonanz-DC/DC-Umrichter verwendet, um den Schaltverlust zu reduzieren. Jedoch wird deshalb, weil eine Leck- bzw. Ableitdrossel verwendet wird, seine Induktanz kleiner als die Induktanz der Primärwicklung des Transformators, kann aber der Kondensator für eine Resonanz nicht groß werden. Darüber hinaus kann aber aufgrund des einzelnen DC/DC-Umrichters das Filter zum Reduzieren einer Welligkeit nicht groß werden. Zusätzlich wird die PFM-Steuerung davon bezüglich der Schaltungsstruktur komplexer als eine PFM-Steuerung, die die EIN-Zeit einer Schaltvorrichtung durch Verwenden einer Dreieckswelle steuert, und ist daher nicht für einen einfachen kleinen Ballast geeignet.
Weiterhin kann im Fall der im Patentdokument 4 offenbarten herkömmlichen Vorrichtung deshalb, weil eine Leuchtvorrichtung, wie im Fall der im obigen dritten Patentdokument offenbarten Vorrichtung, aus einem einzelnen DC/DC-Umrichter gebildet ist, aber das Filter zum Reduzieren einer Welligkeit nicht groß entwickelt werden. Darüber hinaus kann selbst dann, wenn eine hohe Leistung direkt nach einem Leuchten, sowie zu der Zeitgabe vor einem Leuchten, wie es in diesem Dokument gezeigt ist, eingeführt wird, die Freigabe einer Steuerung durch die Resonanz erforderlich werden.
Zusätzlich ist, um die Effizienz eines DC/DC-Umrichters zu erhöhen und um eine Rauscherzeugung zu reduzieren, der Gedanke eines Kombinierens der Vorrichtungen, die in dem obigen ersten und dem obigen zweiten Patentdokument offenbart sind, anscheinend einfach; jedoch kann eine Entwicklung zu dem Resonanzbetrieb aus der im obigen ersten Patentdokument offenbarten Vorrichtung nicht erwartet werden. Selbst wenn unabhängige DC/DC-Umrichter parallel zu den Vorrichtungen betrieben werden, wie sie im obigen zweiten Patentdokument offenbart sind, sind die Betriebsfrequenzen unterschiedlich voneinander, und daher kann der Vorteil des Parallelbetriebs nicht bewirkt werden.
Die vorliegende Erfindung ist gemacht worden, um die oben angegebenen Probleme zu lösen. Aufgaben der vorliegenden Erfindung bestehen im Bereitstellen einer DC/DC-Umrichtervorrichtung, die veranlassen kann, dass DC/DC-Umrichter jeweils eine individuelle Resonanzfrequenz haben, und zwar aufgrund ihrer charakteristischen Variationen oder von ähnlichen, um bei derselben Frequenz zu arbeiten, die bezüglich der Phase verschoben ist, und die die Vorteile eines Resonanzbetriebs und eines Parallelbetriebs am besten nutzt, und im Bereitstellen einer Entladelampen-Leuchtvorrichtung, die die DC/DC-Umrichtervorrichtung verwendet.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
Die DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung enthält eine Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern, von welchen die Resonanzfrequenzen aufgrund ihrer charakteristischen Variationen oder von ähnlichem unterschiedlich voneinander sind und die parallel geschaltet sind, und eine Zeitgabe-Steuereinrichtung zum Antreiben der Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern bei im Wesentlichen derselben Frequenz mit einer Phasenverschiebung.
Weiterhin enthält die Entladelampen-Leuchtvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung eine Zeitgabe-Steuereinrichtung zum Antreiben einer Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern bei im Wesentlichen derselben Frequenz mit einer Phasenverschiebung und eine Brückenschaltung vom H-Typ und eine Zünderschaltung, die die elektrische Energie, die durch die DC/DC-Umrichtervorrichtung zugeführt wird, zu einer Entladelampe hoher Intensität zu führen.
Die vorliegende Erfindung kann eine Welligkeit an sowohl dem Eingang als auch dem Ausgang des Umrichters reduzieren, die Kapazität eines Kondensators für ein Filter reduzieren und das durch die Welligkeit erzeugte Rauschen reduzieren. Darüber hinaus kann die vorliegende Erfindung das Leuchten einer Entladelampe hoher Intensität sicherstellen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm, das eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 zeigt Zeitgabediagramme zum Erklären eines Betriebs der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt Ansichten zum Darstellen von Anwendungen der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Blockdiagramm, das eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
5 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
6 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
7 ist ein Blockdiagramm, das einen DC/DC-Umrichter auf einer Seite zum Erklären eines Betriebs einer Entladelampen-Leuchtvorrichtung unter Verwendung einer DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
8 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der Entladelampen-Leuchtvorrichtung unter Verwendung der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der Entladelampen-Leuchtvorrichtung unter Verwendung der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der Entladelampen-Leuchtvorrichtung unter Verwendung der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
11 ist ein Blockdiagramm, das die Entladelampen-Leuchtvorrichtung unter Verwendung der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
12 zeigt Zeitdiagramme zum Erklären eines Betriebs der Entladelampen-Leuchtvorrichtung unter Verwendung der DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
BESTE ART ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden, um die vorliegende Erfindung detaillierter zu erklären.
Erstes Ausführungsbeispiel
1 ist ein Blockdiagramm, das eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
In 1 ist eine Vielzahl von DC/DC-Umrichtern 3, 4 über einen Kondensator 2 parallel geschaltet, der zu den zwei Anschlüssen einer Batterie 1 parallel geschaltet ist, und ist eine Zeitgabe-Steuerschaltung 5 für die DC/DC-Umrichter 3, 4 vorgesehen und dient als Zeitgabe-Steuereinrichtung zum Steuern der EIN/AUS-Zeitgaben von Schaltelemente 32, 42 von jeweils den DC/DC-Umrichtern 3, 4. Dann ist eine Last 7 mit der Ausgangsseite der DC/DC-Umrichter 3, 4 über einen Kondensator 6 verbunden.
Die beiden einen Seiten der Primärwicklungen eines Transformators 31 des DC/DC-Umrichters 3 und eines Transformators 41 des DC/DC-Umrichters 4 sind mit der positiven Seite der Batterie 1 verbunden und die anderen Seiten davon sind mit den Seiten der positiven Elektrode (Drainanschluss) von jeweils den Schaltelementen 32, 42 verbunden und sind jeweils über Kondensatoren 33, 43 geerdet.
Weiterhin sind die einen Seiten der Sekundärwicklungen des Transformators 31 des DC/DC-Umrichters 3 und des Transformators 41 des DC/DC-Umrichters 4 mit der Last 7 verbunden, zu welcher ein Kondensator 6 über jeweilige Dioden 34, 44 parallel geschaltet ist, und sind die anderen Seiten davon geerdet. Zusätzlich empfängt die Zeitgabe- Steuerschaltung 5 als Signale die Spannungen V1, V2 der Knoten der Schaltelemente 32, 42, die zwischen den anderen Seiten der Primärwicklungen des Transformators 31 des DC/DC-Umrichters 3 und des Transformators 41 des DC/DC-Umrichters 4 und der Erdung angeschlossen sind, und ist die Zeitgabe-Steuerschaltung mit den Steuerelektroden (Gateanschlüssen) der Schaltelemente 32, 42 verbunden, die zwischen den anderen Seiten der Primärwicklungen des Transformators 31 des DC/DC-Umrichters 3 und des Transformators 41 des DC/DC-Umrichters 4 und der Erdung angeschlossen sind.
Nun wird der Betrieb unter Bezugnahme auf Zeitdiagramme in 2 beschrieben werden.
Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern bei im Wesentlichen derselben Frequenz angetrieben, die bezüglich der Phase voneinander verschoben ist. Wie es in 2(a) gezeigt ist, erhält dann, wenn das Schaltelement 32 durch die Zeitgabe-Steuerschaltung 5 eingeschaltet wird und dadurch magnetische Energie für nur eine Periode θ1 in den Transformator 31 injiziert wird, der DC/DC-Umrichter 3 eine Spannung V1 von 0 V, wie es in 2(b) gezeigt ist, auf der anderen Seite der Primärwicklung des Transformators 31, d. h. auf der Seite der positiven Elektrode des Schaltelementes 32. Gegensätzlich dazu erhält dann, wenn das Schaltelement 32 ausgeschaltet wird und dadurch die magnetische Energie des Transformators 31 nur für eine Periode θ2 freigegeben wird, der DC/DC-Umrichter eine Spannung V1 eines vorbestimmten Pegels, der die Leistungsversorgungsspannung übersteigt, wie es in 2(b) gezeigt ist, auf der Seite der positiven Elektrode des Schaltelements 32, welche die andere Seite der Primärwicklung des Transformators 31 ist.
Gleichermaßen erhält, wie es in 2(c) gezeigt ist, dann, wenn das Schaltelement 42 eingeschaltet wird, und zwar durch die Zeitgabe-Steuerschaltung 5 gegenüber dem DC/DC- Umrichter 3 bezüglich der Phase um nur eine Periode θ3 verschoben, und dadurch magnetische Energie nur für eine Periode θ1 in den Transformator 41 injiziert wird, der DC/DC-Umrichter 4 eine Spannung V2 von 0 V. wie es in 2(d) gezeigt ist, auf der anderen Seite der Primärwicklung des Transformators 41, das heißt auf der Seite der positiven Elektrode des Schaltelements 42. Gegensätzlich dazu erhält dann, wenn das Schaltelement 42 ausgeschaltet wird und dadurch die magnetische Energie des Transformators 41 nur für eine Periode θ2 freigegeben wird, der DC/DC-Umrichter eine Spannung V2 eines vorbestimmten Pegels, der die Energieversorgungsspannung übersteigt, wie es in 2(d) gezeigt ist, auf der Seite der positiven Elektrode des Schaltelements 42, welche die andere Seite der Primärwicklung des Transformators 41 ist.
In diesem Zusammenhang stellen die Wellenformen, die in 2(b) und 2(d) durch gestrichelte Linien a und b gezeigt sind, die Wellenformen durch so genannte Resonanzbetriebe dar, und wenn V1 und V2 durch eine Resonanz zu 0 V gelangen, werden die Schaltelemente 32, 42 durch die Zeitgabe-Steuerschaltung 5 von AUS zu EIN geschaltet.
Somit wird auf der Ausgangsseite der DC/DC-Umrichter 3, 4, anders ausgedrückt auf der gemeinsamen Ausgangsseite der Dioden 34, 44, eine Ausgangsspannung v3 ausgegeben, wie es in 2E gezeigt ist.
3 zeigt das Ausführungsbeispiel, das auf einen Aufwärts/Abwärts-Transformator oder eine Drosselspule anwendbar ist, im Wesentlichen durch Verwenden von anderen Beispielen der DC/DC-Umrichtervorrichtung in obiger 1.
Nimmt man Bezug auf 3, zeigt 3(a) einen Fall, in welchem ein DC/DC-Umrichter 3 vom Transformatortyp (aufwärts), wie in dem Fall der 1, ist und eine erhöhte Spannung an eine Last 7 von dem DC/DC-Umrichter 3 angelegt wird. Weiterhin zeigt 3(b) einen Fall eines DC/DC-Umrichters 3a, der vom Transformatortyp (umgekehrt) ist, der bezüglich einer Richtung entgegengesetzt zu derjenigen der 1 ist. In diesem Fall ist der Knoten zwischen der Kathode einer Diode 34, von welcher die Anode mit einer Seite einer Sekundärwicklung eines Transformators 31 und einem Ende eines Kondensators 6 verbunden ist, geerdet; ist der Knoten zwischen der anderen Seite der Sekundärwicklung des Transformators 31 und dem anderen Ende des Kondensators 6 mit der Last 7 verbunden; und wird eine umgekehrte Spannung an die Last 7 von dem DC/DC-Umrichter 3A angelegt. Die andere Struktur davon ist dieselbe wie diejenige der 3(a).
Darüber hinaus zeigt 3(c) einen Fall eines (Aufwärts-)DC/DC-Umrichters vom Drosselspulentyp 3b, wobei eine Drosselspule 35 im Wesentlichen anstelle des Transformators 31 des in 3(a) gezeigten DC/DC-Umrichters 3 verwendet wird. Die Drosselspule 35 ist zwischen der positiven Seite einer Batterie 1 und der Anode einer Diode 34 vorgesehen; die Anodenseite der Diode 34 ist über ein Schaltelement 32 und einen dazu parallel geschalteten Kondensator 33 geerdet; und die Kathodenseite der Diode 34 ist über einen Kondensator 6 geerdet und ist mit einer Last 7 verbunden.
Weiterhin zeigt 3(d) einen Fall eines (Abwärts-)DC/DC-Umrichters vom Drosselspulentyp 3C, wobei eine Drosselspule 35 im Wesentlichen anstelle des Transformators 31 des in 3(b) gezeigten DC/DC-Umrichters 3A verwendet wird. Eine Seite der Drosselspule 35 ist mit der positiven Seite einer Batterie 1 über ein Schaltelement 32 und einen Kondensator 33, die zueinander parallel geschaltet sind, verbunden und ist über eine umgekehrt vorgespannte Diode 34 geerdet. Die andere Seite der Drosselspule 35 ist über einen Kondensator 6 geerdet und ist mit einer Last 7 verbunden.
Wie es oben angegeben ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Welligkeit an sowohl dem Ausgang als auch dem Eingang eines Umrichters reduziert werden, kann die Kapazität eines Kondensators für ein Filter reduziert werden und kann weiterhin das durch die Welligkeit erzeugte Rauschen durch ein Betreiben von DC/DC-Umrichtern bei derselben Frequenz mit einer Phasenverschiebung im Resonanzbetrieb (vorzugsweise mit einer Phasendifferenz von 180° in dem Fall von zwei parallelen DC/DC-Umrichtern) mittels eines parallelen Antreibens einer Vielzahl von DC/DC-Umrichtern erniedrigt werden.
Darüber hinaus kann deshalb, weil ein Schaltelement ein/ausgeschaltet wird, wenn durch den Resonanzbetrieb von DC/DC-Umrichtern die an das Schaltelement angelegte Spannung 0 V ist oder der daran angelegte Strom 0 A ist, der Schaltverlust reduziert werden, wird die durch das Schalten verursachte steile Änderung bezüglich einer Spannung und eines Stroms verloren und kann weiterhin das durch die steile Änderung erzeugte Rauschen reduziert werden. Zusätzlich kann das Ausführungsbeispiel auf Aufwärts/Abwärts-Transformatoren oder Drosselspulen angewendet werden.
Zweites Ausführungsbeispiel
4 ist ein Blockdiagramm, das eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt, wobei eine PLL-Schaltung, bei welcher die Betriebsphase des DC/DC-Umrichters bei einer vorbestimmten Phase beibehalten wird, aufgebaut ist.
Nimmt man Bezug auf 4, ist eine Seite der Primärwicklung eines Transformators 60 mit der positiven Seite einer Batterie 11 verbunden; und ist die andere Seite davon mit der Seite der positiven Elektrode eines Schaltelements 61 verbunden und ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 62 verbunden. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Komparators 62 ist geerdet. Der Ausgangsanschluss davon ist mit der Basis eines Transistors 64 über einen Kondensator 63 verbunden; der Emitter des Transistors 64 ist geerdet; der Kollektor davon ist mit dem Knoten zwischen einem Widerstand 65 und einem Kondensator 66 verbunden, die zwischen der Energieversorgung von 5 V und der Erdung in Reihe geschaltet sind; und der Knoten ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 67 verbunden. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Komparators 67 ist mit einem Spannungseingang 14 für eine Ausgangsleistungseinstellung verbunden und der Ausgangsanschluss des Komparators 67 ist mit dem Gateanschluss des Schaltelements 61 verbunden. Weiterhin ist eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators 60 mit dem Ausgangsanschluss 13 der Vorrichtung über eine Diode 68 verbunden und ist die andere Seite der Sekundärwicklung des Transformators 60 geerdet.
Weiterhin ist eine Seite der Primärwicklung eines Transformators 70 mit der positiven Seite der Batterie 11 verbunden; und ist die andere Seite davon mit der Seite der positiven Elektrode eines Schaltelements 71 verbunden und ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 72 verbunden. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Komparators 72 ist geerdet. Der Ausgangsanschluss davon ist mit der Basis eines Transistors 74 über einen Kondensator 73 verbunden. Der Emitter des Transistors 74 ist geerdet; und der Kollektor davon ist mit der Ausgangsseite einer Phasenfehler-Korrekturschaltung 80 verbunden, die als Phasenfehler-Korrektureinrichtung dient, und zwar über einem Widerstand 75, ist gleichzeitig über einen Kondensator 76 geerdet und ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 77 verbunden. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Komparators 77 ist mit dem Spannungseingang 14 für eine Ausgangsleistungseinstellung verbunden und der Ausgangsanschluss des Komparators 77 ist mit der Steuerelektrode des Schaltelements 71 verbunden.
Darüber hinaus ist eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators 70 mit dem Ausgangsanschluss der Vorrichtung über eine Diode 78 verbunden und ist die andere Seite der Sekundärwicklung des Transformators 70 geerdet.
Die Phasenfehler-Korrekturschaltung 80 hat eine Flip-Flop-Schaltung 81 und einen Operationsverstärker 85; der Setzanschluss S der Flip-Flop-Schaltung 81 ist mit dem Ausgangsanschluss des Komparators 67 über einen Kondensator 82 verbunden; und der Rücksetzanschluss des Komparators ist mit dem Ausgangsanschluss des Komparators 77 über einen Kondensator 83 verbunden. Weiterhin ist der Ausgangsanschluss der Flip-Flop-Schaltung 81 mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 über einen Widerstand 84 verbunden. An den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 ist der Knoten zwischen dem Widerstand 65 und dem Kondensator 66, die zwischen der Energieversorgung von 5 V und der Erdung in Reihe geschaltet sind, angeschlossen (wobei eine Spannung für einen Vergleich die Hälfte der Energieversorgung 5 V wird); und ein Kondensator 88 ist zwischen dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 und der Erdung angeschlossen.
Zusätzlich bildet in 4 der Bereich von dem Transformator 60 zu der Diode 68 virtuell einen DC/DC-Umrichter und bildet der Bereich von dem Transformator 70 zu der Diode 78 virtuell den anderen DC/DC-Umrichter.
Nun wird der Betrieb unter Bezugnahme auf Zeitdiagramme beschrieben werden, die in 5 und 6 gezeigt sind.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Betrieb von einem DC/DC-Umrichter als die Referenz verwendet und wird veranlasst, dass der andere DC/DC-Umrichter dem ersteren bezüglich einer Betriebsfrequenz und einer Phase folgt. 5 zeigt den Fall, in welchem die Phase des DC/DC-Umrichters, der durch den Bereich von dem Transformator 60 zu der Diode 68 gebildet ist, bei der vorauseilenden Phase relativ zu derjenigen des DC/DC-Umrichters ist, der durch den Bereich von dem Transformator 70 zu der Diode 78 gebildet ist. 6 zeigt den Fall, in welchem die Phase des DC/DC-Umrichters, der durch den Bereich von dem Transformator 60 zu der Diode 68 gebildet ist, bei der nacheilenden bzw. verzögernden Phase in Bezug auf diejenige des DC/DC-Umrichters ist, der durch den Bereich von dem Transformator 70 zu der Diode 78 gebildet ist.
Zuerst wird in 5 ein Signal S1, wie es in 5(a) gezeigt ist, an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 62 von der Primärseite des Transformators 60 angelegt, und gleichermaßen wird ein Signal S2, wie es in 5(b) gezeigt ist, an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 72 von der primären Seite des Transformators 70 angelegt. Die Komparatoren 62, 72 vergleichen die jeweils an ihre invertierenden Eingangsanschlüsse angelegten Signale S1, S2 mit den Erdungspotentialen ihrer nicht invertierenden Eingangsanschlüsse und führen die Vergleichsergebnisse zu den Transistoren 64, 74 jeweils über ihre Kondensatoren 63, 73 zu. Die Transistoren 64, 74 werden eingeschaltet, wenn jeweils die Ausgabe der Komparatoren 62, 72 ansteigt. Als Ergebnis werden Signale S6, S7, wie sie in 5(f) und 5(g) gezeigt sind, jeweils zu den invertierenden Eingangsanschlüssen der Komparatoren 67, 77 eingegeben. Die Ausgabe der Komparatoren 62, 72 wird jeweils an die Gateanschlüsse der Schaltelemente 61, 71 angelegt.
Zusätzlich wird die Ausgabe der Komparatoren 62, 72 jeweils an den Setzanschluss S und den Rücksetzanschluss R der Flip-Flop-Schaltung 81 über die Kondensatoren 82, 83 als die Pulssignale S3, A4 angelegt, wie sie jeweils in 5(c) und 5(d) gezeigt sind. Weiterhin wird ein Pulssignal S5, wie es in 5(e) gezeigt ist, von dem Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 81 ausgegeben und wird zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 zugeführt. Der Kondensator 76 wird durch die Spannung des Vergleichsergebnisses des Operationsverstärkers über den Widerstand 75 geladen; ein Signale S7 wird erzeugt; und das Signal S7 wird zu dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 77 zugeführt.
Demgemäß ist in diesem Fall die Durchschnittsspannung des zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 zugeführten Pulssignals S5 niedrig, wie es durch gestrichelte Linien mit abwechselnd langen und kurzen Strichen in 5(e) gezeigt ist. Als Ergebnis ist die geladene Energieversorgung des Kondensators 76, die durch den Widerstand 75 zugeführt ist, gering und wird das Ansteigen des zu dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 77 zugeführten Signals S7 träge bzw. langsam, wie es durch die gestrichelten Linien in 5(g) gezeigt ist, um den Zyklus im Wesentlichen zu erweitern. Aus diesem Grund wird die Phasenverzögerung eines Phasenwinkels θ4, wie es in 5(b) gezeigt ist, des Signals S2 relativ zu dem Signal S1 durch die Phasenfehler-Korrekturschaltung 80 ausgeführt.
Dann wird in 6 ein Signal S1, wie es in 6(a) gezeigt ist, an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 62 von der Primärseite des Transformators 60 angelegt und wird gleichermaßen ein Signal S2, wie es in 6(b) gezeigt ist, an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 72 von der Primärseite des Transformators 70 angelegt. Die Komparatoren 62, 72 vergleichen die jeweils an ihre invertierenden Eingangsanschlüsse angelegten Signale S1, S2 mit den Erdungspotentialen ihrer nicht invertierenden Eingangsanschlüsse und führen ihre ansteigende Ausgabe jeweils zu den Transistoren 64, 74 über die Kondensatoren 63, 73 zu. Die Transistoren 64, 74 werden eingeschaltet, wenn jeweils die Ausgabe der Komparatoren 62, 72 ansteigt. Als Ergebnis werden Signale S6, S7, wie sie in 6(f) und 6(g) gezeigt sind, jeweils zu den invertierenden Eingangsanschlüssen der Komparatoren 67, 77 eingegeben. Die Ausgabe der Komparatoren 62, 72 wird jeweils zu den Gateanschlüssen der Schaltelemente 61, 71 eingegeben.
Zusätzlich wird die Ausgabe der Komparatoren 62, 72 jeweils an den Setzanschluss S und den Rücksetzanschluss R der Flip-Flop-Schaltung 81 über die Kondensatoren 82, 83 als die Pulssignale S3, S4 angelegt, wie sie jeweils in 6(c) und 6(d) gezeigt sind. Dann wird ein Pulssignal S5, wie es in 6(e) gezeigt ist, von dem Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 81 ausgegeben, und wird zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 zugeführt. Der Kondensator 76 wird durch seine Vergleichsergebnisspannung über den Widerstand 75 geladen. Ein Signal S7 wird erzeugt; und das Signal S7 wird zu dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 77 zugeführt.
Daher ist in diesem Fall die Durchschnittspannung des zu dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 85 zugeführten Pulssignals S5 hoch, wie es durch die gestrichelten Linien mit abwechselnd langen und kurzen Strichen in 6(e) gezeigt ist. Als Ergebnis ist der zu dem Kondensator 76 über den Widerstand 75 zugeführte Ladestrom groß. Der Anstieg des zu dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 77 zugeführten Signals S7 ist steil, wie es durch die gestrichelten Linien in 6(g) gezeigt ist, und da der Zyklus wesentlich verkürzt ist, wird eine Phasenvoreilung bzw. -fortschaltung eines Phasenwinkels θ5, wie er in 6(b) gezeigt ist, des Signals S2 relativ zu dem Signal S1 durch die Phasenfehler-Korrekturschaltung 80 ausgeführt.
Wie es oben angegeben ist, wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Flip-Flop-Schaltung 81 mit den Eingangsanschlüssen, zu welchen die unterschiedlichen Betriebssignale eines DC/DC-Umrichters eingegeben werden, verwendet und wird der DC/DC-Umrichter, der dem anderen folgt, so gesteuert, dass der Ausgabetastgrad der Flip-Flop-Schaltung 81 50% wird (die Spannung für einen Vergleich entsprechend der durchschnittlichen Ausgangsspannung der Flip-Flop-Spannung = eine Hälfte der Spannung der Energieversorgung von 5 V). Anders ausgedrückt behalten die zwei DC/DC-Umrichter Betriebsfrequenzen des jeweils anderen und die Phasendifferenz zueinander mittels einer PLL-Operation bei, wobei zwei Betriebssignale eines DC/DC-Umrichters jeweils zu zwei Eingangsanschlüssen (Setzanschluss S und Rücksetzanschluss R) der Flip-Flop-Schaltung 81 eingegeben werden und die Ladezeit des Kondensators 76 zum Erzeugen einer Dreieckswelle des folgenden DC/DC-Umrichters so geändert wird, dass der Tastgrad der Ausgabe der Flip-Flop-Schaltung 81 50% wird (die beiden sind um 180° verschoben und arbeiten somit abwechselnd). Das bedeutet, dass für den Betrieb von einem DC/DC-Umrichter als eine Referenz, wenn die Betriebsfrequenz und die Phase des anderen DC/DC-Umrichters denjenigen des ersteren, d. h. des einen DC/DC-Umrichters, folgen, die Betriebsfrequenzen von beiden DC/DC-Umrichtern im Wesentlichen dieselben werden können und eine Phasendifferenz von etwa 180° beibehalten werden kann.
Die Verwendung des oben beschriebenen DC/DC-Umrichters kann einen Schaltverlust reduzieren, steile Änderungen bezüglich einer Spannung und eines Stroms, die durch Schalten verursacht sind, vereinfachen und ein Rauschen, das durch die steilen Änderungen erzeugt ist, erniedrigen.
Es sollte beachtet werden, dass die für die obige Erklärung verwendete Schaltungskonfiguration diejenige zum Erklären des Betriebs der DC/DC-Umrichter ist. Sie kann durch Verwenden anderer Schaltungskonfigurationen aufgebaut sein, die eine gleiche Operation durchführen, wie beispielsweise digitale Schaltungskonfigurationen oder andere Schaltungskonfigurationen, die Prozesse durch Mikrocomputer oder ähnliches verwenden.
Drittes Ausführungsbeispiel
11 ist ein Blockdiagramm, das eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Das Ausführungsbeispiel ist virtuell der Fall, bei welchem die DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung speziell auf eine Leuchtvorrichtung einer elektrischen Entladelampe angewendet wird.
7 wird zum Erklären des Betriebs der in 11 gezeigten Schaltung verwendet und zeigt eine Seite der in 11 gezeigten Schaltung. Nimmt man Bezug auf 7, ist ein Ende einer Seite der Primärwicklung eines Transformators 101 mit einer Batterie 21 verbunden und ist das andere Ende der Primärwicklung des Transformators 101 mit der Seite der positiven Elektrode (Drainanschluss) eines Schaltelements 102 verbunden und ist über einen Kondensator 103 geerdet.
Weiterhin ist eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators 101 mit einem Kondensator 22 über eine Diode 104 verbunden und ist mit einer Brückenschaltung vom H-Typ 24 verbunden, die aus vier Schaltelementen besteht, die über einen Knoten 23 parallel geschaltet sind, zu welchem ein Ausgangsstrom durch die andere Schaltung zugeführt wird. Eine Zünderschaltung (IGN) 25, die als Zündeinrichtung dient, und eine Entladelampe hoher Intensität (HID) 26 sind mit der Ausgangsseite der Brückenschaltung vom H-Typ 24 verbunden. Dann ist ein Ende der Brückenschaltung vom H-Typ 24 über einen Widerstand 27 geerdet.
Weiterhin ist das andere Ende der Primärwicklung des Transformators 101 mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 105 verbunden. Die Ausgangsseite des Komparators ist mit einem Eingangsanschluss einer ODER-Schaltung 107 über einen Differentialkondensator 106 verbunden; der Ausgangsanschluss der ODER-Schaltung ist mit dem Setzanschluss S einer Flip-Flop-Schaltung 108 verbunden; und der Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 108 ist mit einem Eingangsanschluss einer UND-Schaltung 110 verbunden. Der Ausgangsanschluss der UND-Schaltung 110 ist mit der Basis eines Transistors 111 verbunden, von welchem der Emitter geerdet ist. Der Kollektor des Transistors ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 112 verbunden und ist mit einer Energieversorgung von 5 V über einen Widerstand 113 verbunden; und der Ausgangsanschluss des Komparators 112 ist mit dem Gateanschluss des Schaltelements 102 verbunden.
Darüber hinaus ist der Kollektor des Transistors 111 über einen Kondensator 117 geerdet und ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 114 und den nicht invertierenden Eingangsanschlüssen von Komparatoren 115, 116 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Komparators 114 ist mit dem Rücksetzanschluss R der Flip-Flop-Schaltungen 108, 109 verbunden; der Ausgangsanschluss des Komparators 115 ist mit dem Setzanschluss S der Flip-Flop-Schaltung 109 verbunden; und der Ausgangsanschluss des Komparators 116 ist mit dem anderen Eingangsanschluss der ODER-Schaltung 107 verbunden. Beispielsweise wird eine Spannung von 1 V an den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 114 angelegt, während Spannungen von 2 V, 4 V jeweils an die invertierenden Eingangsanschlüsse der Komparatoren 115, 116 angelegt werden. Zusätzlich ist der Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 109 mit dem anderen Eingangsanschluss der UND-Schaltung 110 verbunden. Weiterhin wird ein Referenzwert 119 für eine Steuerung an den nicht invertierenden Eingangsanschluss eines Fehlerverstärkers 118 angelegt und ist der Ausgangsanschluss dieses Verstärkers mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 112 verbunden.
Es ist zu beachten, dass eine Spannungseingabe zum Einstellen der Ausgangsleistung zu einem Anschluss 119 eingegeben wird.
Nun wird der Betrieb davon unter Bezugnahme auf die in den 8–10 gezeigten Zeitdiagramme beschrieben werden. Wenn die Entladelampe 26 erleuchtet bzw. eingeschaltet wird, sollte eine hohe Spannung für die Zwischenelektrodenspannung der Entladelampe 26 in dem Zustand angelegt werden, in welchem kein Strom direkt vor einem Starten der Lampe fließt (Durchbruch).
Zu der Zeit, zu welcher die Last an den DC/DC-Umrichtern extrem gering ist, ist es nötig, die EIN-Zeit des Schaltelements 102 im Vergleich mit der Zeit eines stetigen Leuchtbetriebs bei einer Nennspannung zu verkürzen, um nicht magnetische Energie in den DC/DC-Umrichtern zu akkumulieren bzw. zu sammeln. Zu dieser Zeit wird dann, wenn veranlasst wird, dass die DC/DC-Umrichter einen Resonanzbetrieb ausführen, die Frequenz das Zweifache oder Mehrfache wie zu der Zeit eines stetigen Leuchtbetriebs; jedoch ist der Betrieb bei hoher Frequenz nicht vorzuziehen, weil der Verlust des Schaltelements 102 erhöht wird.
Daher ist es, um dem Schaltelement 102 zu dieser Zeit keine große Last aufzuerlegen, nötig, die DC/DC-Umrichter in einem allgemeinen diskontinuierlichen Mode zu betreiben (die obere Grenzfrequenz, bei welcher ein Resonanzbetrieb möglich ist, wird fixierbar gemacht). Zu der Zeit genau vor einem Leuchten werden die Betriebsfrequenzen der DC/DC-Umrichter fixiert, um ihre Resonanzbetriebe zu unterbrechen.
Darauf folgend erfordert die Entladelampe 26 direkt nach einem Start eines Leuchtens (Durchbruch) aufgrund ihrer niedrigen Zwischenelektrodenspannung eine längere Zeit als zu der Zeit eines stetigen Leuchtbetriebs bei einer Nennspannung, um die in den DC/DC-Umrichtern akkumulierte magnetische Energie zu entladen. Noch mehr ist es direkt nach einem Leuchten, um die Menge an Lichtemission schnell zu erhöhen, nötig, die EIN-Zeit des Schaltelements 102 zu verlängern, um zu veranlassen, dass die DC/DC-Umrichter eine hohe Leistung ausgeben.
Demgemäß wird zu der Zeit, wenn veranlasst wird, dass die DC/DC-Umrichter einen Resonanzbetrieb ausführen, die Frequenz die Hälfte oder weniger als bei dem stetigen Leuchten; jedoch enthält der Betrieb davon bei einer niedrigen Frequenz nachteiligerweise das Vergrößern des Transformators 101.
Um den Betrieb zu dieser Zeit durch einen kleinen Transformator 101 mit beschränkter Größe zu erfüllen, ist es erforderlich, die DC/DC-Umrichter in einem allgemeinen kontinuierlichen Mode zu betreiben (die untere Grenzfrequenz, bei welcher ein Resonanzbetrieb möglich ist, wird fixierbar gemacht), und zu der Zeit direkt nach einem Leuchten werden die Betriebsfrequenzen der DC/DC-Umrichter fixiert, um ihre Resonanzbetriebe zu unterbrechen.
8, 9 und 10 zeigen jeweils die Betriebswellenformen der entsprechenden Komponenten zu der Zeit eines Betriebs in einem kontinuierlichen Mode, zu der Zeit eines Betriebs in einem Resonanzmode und zu der Zeit eines Betriebs in einem diskontinuierlichen Mode. 8(a), 9(a) und 10(a) zeigen die jeweiligen Wellenformen, die auf der Kollektorseite des Transistors 111 erhalten werden. 8(b) , 9(b) und 10(b) zeigen die jeweiligen Signale S11, die zu einer Seite der ODER-Schaltung 107 zugeführt werden. 8(c), 9(c) und 10(c) zeigen die jeweiligen Signale S12, die zu der anderen Seite derselben ODER-Schaltung 107 zugeführt werden. 8(d), 9(d) und 10(d) zeigen die jeweiligen Signale S13, die zu dem Rücksetzanschluss R der Flip-Flop-Schaltung 108 zugeführt werden. Weiterhin zeigen 8(e), 9(e) und 10(e) die jeweiligen Signale S14, die zu den Setzanschlüssen S der Flip-Flop-Schaltung 109 zugeführt werden.
Zusätzlich zeigen 8(f), 9(f) und 10(f) die jeweiligen Ausgangssignale S15 der UND-Schaltung 110. 8(g), 9(g) und 10(g) zeigen die jeweiligen Ausgangssignale S16 des Komparators 112. 8(h), 9(h) und 10(h) zeigen die jeweiligen Signale S17, die zu dem Komparator 105 zugeführt werden. 8(i), 9(i) und 10(i) zeigen die jeweiligen Ströme Ip, die von der Batterie 21 zu der Primärwicklung des Transformators 101 fließen. Weiterhin zeigen 8(j), 9(j) und 10(j) die jeweiligen Ströme Is, die von der Sekundärwicklung des Transformators 101 zu der Diode 104 fließen.
Wie es oben beschrieben ist, kann gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung mit hoher Effizienz und niedrigem Rauschen durch die folgenden Arten erhalten werden:
Zu der Zeit direkt nach einem Leuchten ist die untere Grenzfrequenz, bei welcher ein Antreiben mit Resonanz möglich ist, fixierbar gemacht, das heißt die DC/DC-Umrichter werden bezüglich der Betriebsfrequenz fixiert und arbeiten in einem kontinuierlichen Mode, der den Resonanzbetrieb unterbricht; und weiterhin
ist zu der Zeit vor einem Leuchten wird die obere Grenzfrequenz, bei welcher ein Antreiben mit Resonanz möglich ist, fixierbar gemacht, das heißt die DC/DC-Umrichter werden bezüglich der Betriebsfrequenz fixiert und arbeiten in einem diskontinuierlichen Mode, der den Resonanzbetrieb unterbricht.
11 ist ein Blockdiagramm, das eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Das Ausführungsbeispiel ist im Wesentlichen der Fall, bei welchem die DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung speziell auf eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung angewendet ist. Die Teile entsprechend denjenigen der 7 sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet und die detaillierte Erklärung ist weggelassen.
Nimmt man Bezug auf 11, ist ein Ende einer Seite der Primärwicklung eines Transformators 101 mit einer Batterie 21 verbunden und ist das andere Ende der Primärwicklung des Transformators 101 mit der Seite der positiven Elektrode (Drainanschluss) eines Schaltelements 102 verbunden und ist über einen Kondensator 103 geerdet.
Weiterhin ist eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators 101 mit einem Anschluss 23 über eine Diode 104 verbunden.
Darüber hinaus ist das andere Ende der Primärwicklung des Transformators 101 mit einem Eingangsanschluss einer ODER-Schaltung 107 über eine Diode 120 und einen Kondensator 106 verbunden, ist der Ausgangsanschluss der ODER-Schaltung mit dem Setzanschluss S einer Flip-Flop-Schaltung 108 verbunden und ist der Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 108 mit einem Eingangsanschluss einer UND-Schaltung 110 verbunden. Der Ausgangsanschluss der UND-Schaltung 110 ist mit der Basis eines Transistors 111 verbunden, von welchem der Emitter geerdet ist, der Kollektor des Transistors ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 112 verbunden und ist mit einer Energieversorgung von 5 V über einen Widerstand 113 verbunden; und der Ausgangsanschluss des Komparators 112 ist mit dem Gateanschluss des Schaltelements 102 verbunden.
Weiterhin ist der Kollektor des Transistors 111 über einen Kondensator 117 geerdet und ist mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 114 und den nicht invertierenden Eingangsanschlüssen von Komparatoren 115, 121 und 116 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Komparators 114 ist mit den Rücksetzanschlüssen R der Flip-Flop-Schaltungen 108, 109 verbunden; der Ausgangsanschluss des Komparators 115 ist mit dem Setzanschluss S der Flip-Flop-Schaltung 109 verbunden; der Ausgangsanschluss des Komparators 121 ist mit dem Setzanschluss S einer Flip-Flop-Schaltung 123 über einen Kondensator 122 verbunden; und der Ausgangsanschluss eines Komparators 116 ist mit dem Rücksetzanschluss R der Flip-Flop-Schaltung 123 verbunden und ist mit dem anderen Eingangsanschluss der ODER-Schaltung 107 verbunden. Beispielsweise wird eine Spannung von 1 V an den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 114 angelegt; wird eine Spannung von 2 V an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 115 angelegt; wird eine Spannung von 2,5 V an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 121 angelegt; und wird eine Spannung von 4 V an den invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 116 angelegt. Zusätzlich ist der Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 109 mit dem anderen Eingangsanschluss der UND-Schaltung 110 verbunden und weiterhin wird ein Referenzwert 119 für eine Steuerung an den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 112 angelegt.
Weiterhin ist ein Ende einer Seite der Primärwicklung eines Transformators 124 mit der Batterie 21 verbunden und ist das andere Ende der Primärwicklung des Transformators 124 mit der Seite der positiven Elektrode (des Drainanschlusses) eines Schaltelements 126 verbunden und ist über einen Kondensator 125 geerdet.
Zusätzlich ist eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators 124 mit einem Anschluss 23 über eine Diode 127 verbunden und ist ein Kondensator 22 zwischen dem gemeinsamen Knoten zwischen der Kathode von Dioden 104, 127 und der Erdung angeschlossen.
Weiterhin ist das andere Ende der Primärwicklung des Transformators 124 mit einem Eingangsanschluss einer ODER-Schaltung 131 über eine Diode 128 und einen Kondensator 129 verbunden; ist der Ausgangsanschluss der ODER-Schaltung mit der Basis eines Transistors 132 verbunden; ist der Kollektor des Transistors mit dem invertierenden Eingangsanschluss eines Komparators 133 verbunden, ist mit einer Phasenfehler-Korrekturschaltung 135 und einem Phasenhubsignal-Erzeugungsbereich oder einer -einheit 137 jeweils über Widerstände 134, 136 verbunden und ist weiterhin über einen Kondensator 138 geerdet. Zusätzlich wird ein Referenzwert 119 zur Steuerung an den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Komparators 133 angelegt und ist der Ausgangsanschluss Q der Flip-Flop-Schaltung 123 mit dem anderen Eingangsanschluss der ODER-Schaltung 131 verbunden.
Nun wird der Betrieb unter Bezugnahme auf in 12 gezeigte Zeitdiagramme beschrieben werden.
12(a) zeigt das auf der Kollektorseite des Transistors 111 erhaltene Signal S20; 12(b) zeigt das Signal (den Puls) S21, das auf der anderen Eingangsseite der ODER-Schaltung 131 erhalten wird; und 12(c) zeigt das Signal S22, das auf der Seite des invertierenden Eingangsanschlusses des Komparators 133 erhalten wird.
Wenn der Pegel des Signals S20, wie es in 12(a) gezeigt ist, das auf der Kollektorseite des Transistors 111 auf der Seite von einem DC/DC-Umrichter, der als Referenz dient, erhalten ist, 2,5 V erreicht, was die Referenzspannung des Komparators 121 ist, wird die Flip-Flop-Schaltung 123 gesetzt. Die Ausgabe der Flip-Flop-Schaltung wird als der Puls 21, der in 12(b) gezeigt ist, zu der ODER-Schaltung 131 auf der Seite des folgenden DC/DC-Umrichters über den Kondensator 130 zugeführt. Somit wird der Transistor 132 eingeschaltet und entlädt dann der Kondensator 138 Elektrizität. Dadurch wird der Pegel des invertierenden Eingangsanschlusses des Komparators 133 erniedrigt, wie es in 12(c) gezeigt ist, und wird zu dem Anfangswert zurückgebracht.
Wie es oben angegeben ist, ist es gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel auch zu der Zeit einer Ausgabe einer hohen Leistung direkt nach einem Leuchten bevorzugt, dass eine Vielzahl von DC/DC-Umrichtern abwechselnd betrieben (eingeschaltet) wird, um die Spitzenspannung und den Spitzenstrom zu reduzieren, die zu den DC/DC-Umrichtern eingegeben werden, und um eine Welligkeit zu reduzieren. Weiterhin ist vor einem Leuchten, um die Zünderschaltung (7) zum Erzeugen eines dielektrischen Durchbruchs zwischen den Elektroden der Entladelampe zu betreiben, die Erzeugung einer Energieversorgung für die Zünderschaltung erforderlich, und daher ist der abwechselnde Betrieb einer Vielzahl von DC/DC-Umrichtern bevorzugt.
Darüber hinaus können beide Umrichter abwechselnd arbeiten, indem der folgende DC/DC-Umrichter bei der mittleren Stelle von einem Zyklus von einem DC/DC-Umrichter, der als Referenz dient, zu dem Anfangswert zurückgebracht wird. Es sollte erkannt werden, dass die Detektion der mittleren Stelle von einem Zyklus des DC/DC-Umrichters, der als Referenz dient, durch Detektieren der Zeit, zu welcher die geladenen Spannungen des Zeitgabe-Kondensators 117 jeweils auf eine Hälfte von ihren Maximalwerten ansteigen, mit dem Komparator 121 erreicht werden kann.
Weiterhin wird mit der Phasenfehler-Korrekturschaltung 135 ein Signal betrieben, das eine Phasendifferenz θ6 korrigiert, die von 2,5 V zu 4 V des Signals S20 kommt, wie es in 12(a) gezeigt ist, d. h. eine Zeitperiode, wenn die Flip-Flop-Schaltung 123 gesetzt und dann rückgesetzt wird, und wird das elektrische Entladen/Laden des Kondensators 138 geändert, was die Antriebsfrequenz der DC/DC-Umrichter einen minuziösen Hub haben lässt. Alternativ dazu wird mit dem Phasenhubsignal-Erzeugungsbereich 137 eine Phase minuziös verschoben, um dadurch die Frequenz der Hochfrequenzkomponente schwingen bzw. einen Hub haben zu lassen und weiterhin die Betriebsfrequenz oder die Hochfrequenzkomponente schwingen bzw. einen Hub haben zu lassen. Auf diese Weise werden Frequenzen, die ein Rauschen verursachen, dispergiert; somit wird Rauschenergie über einen weiten Frequenzbereich dispergiert und nicht bei einer Frequenz konzentriert, um dadurch den auf eine andere Elektronik ausgeübten Einfluss zu reduzieren.
Somit ermöglicht gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel selbst dann, wenn die Antriebsfrequenz fixiert ist, die Phasenverschiebung ein Reduzieren der Spitzenspannung und des Spitzenstroms, die zu den DC/DC-Umrichtern eingegeben werden, und auch ein Reduzieren einer Welligkeit selbst dann, wenn eine hohe Leistung direkt nach einem Leuchten ausgegeben wird. Zusätzlich kann dann, wenn die Antriebsfrequenz oder eine Phase einen Hub innerhalb eines minuziösen Bereichs hat, der durch ein erzeugtes Rauschen auf andere Geräte ausgeübte Einfluss reduziert werden.
Es sollte verstanden werden, dass die für die obige Erklärung verwendete Schaltungskonfiguration eine Schaltungskonfiguration zum Erklären des Betriebs des DC/DC-Umrichters ist und der Betrieb der DC/DC-Umrichtervorrichtung durch Verwenden von anderen Schaltungskonfigurationen erreicht werden kann, die einen gleichen Betrieb durchführen, wie beispielsweise digitale Schaltungskonfigurationen oder andere Schaltungskonfigurationen, die Prozesse durch Mikrocomputer verwenden, oder andere Prozesse.
INDUSTRIELLE ANWENDBARKEIT
Wie es oben angegeben ist, sind die DC/DC-Umrichtervorrichtung und die Entladelampen-Leuchtvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zum Erhalten von Geräten geeignet, die an Kraftfahrzeugen usw. montiert sind, exzellent bezüglich der Reduzierung einer Welligkeit und von Rauschen und sichern das Leuchten von Entladelampen hoher Intensität.
ZUSAMMENFASSUNG
Eine DC/DC-Umrichtervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung enthält eine Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern (3, 4), die parallel geschaltet sind, und eine Zeitgabe-Steuerschaltung (5), die die Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern bei im Wesentlichen derselben Frequenz mit einer Phasenverschiebung antreibt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

- JP 2000-012273 A [0005]
- JP 1-114365 A [0005]
- JP 2002-117995 A [0005]
- JP 2003-059688 A [0005]

Claims

DC/DC-Umrichtervorrichtung, die folgendes aufweist: eine Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern, die parallel geschaltet sind; und eine Zeitgabe-Steuereinrichtung zum Antreiben der Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern bei im Wesentlichen derselben Frequenz mit einer Phasenverschiebung.
DC/DC-Umrichtervorrichtung nach Anspruch 1, mit einer Phasenfehler-Korrektureinrichtung, die angeschlossen ist, um synchron zu dem Schaltbetrieb von einem der Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern zu arbeiten, um den Schaltbetrieb der anderen der Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern zu steuern, wobei die Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern angeordnet und eingerichtet ist, um jeweilige Betriebsfrequenzen voneinander und die Phasendifferenz zueinander durch eine Phasenfehler-Korrektureinrichtung beizubehalten.
DC/DC-Umrichtervorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Phasenfehler-Korrektureinrichtung eine Schaltung enthält, die synchron zu dem Schaltbetrieb eines Haupt-DC/DC-Umrichters bei der Vielzahl von Resonanz-DC/DC-Umrichtern, einen Resonanz-DC/DC-Umrichter auf der Folgeseite betreibt und den Resonanz-DC/DC-Umrichter auf der Folgeseite so steuert, dass der Resonanz-DC/DC-Umrichter mit einer vorbestimmten Phasendifferenz relativ zu dem Resonanz-DC/DC-Umrichter auf der Folgeseite arbeitet.
Entladelampen-Leuchtvorrichtung mit einer DC/DC-Umrichtervorrichtung nach Anspruch 1 und einer Brückenschaltung vom H-Typ und einer Zünderschaltung, die die durch die DC/DC-Umrichtervorrichtung zugeführte elektrische Leistung zu einer Entladelampe hoher Intensität zuführen.
Entladelampen-Leuchtvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Resonanz-DC/DC-Umrichter sogar in einem kontinuierlichen Mode für eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung arbeiten und eine untere Grenzfrequenz für ein mögliches Antreiben mit Resonanz fixierbar gemacht wird.
Entladelampen-Leuchtvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Resonanz-DC/DC-Umrichter sogar in einem diskontinuierlichen Mode für eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung arbeiten und eine obere Grenzfrequenz für ein mögliches Antreiben mit Resonanz fixierbar gemacht wird.
Entladelampen-Leuchtvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Resonanz-DC/DC-Umrichter in einem Resonanzmode arbeiten, sowie in einem kontinuierlichen Mode und in einem diskontinuierlichen Mode, und zwar für eine Entladelampen-Leuchtvorrichtung, und selbst dann phasenverschoben sind, wenn die Antriebsfrequenz in einem kontinuierlichen Mode und in einem diskontinuierlichen Mode fixiert ist.
Entladelampen-Leuchtvorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Resonanz-DC/DC-Umrichter einen Hub innerhalb eines minuziösen Bereichs bezüglich der Antriebsfrequenz oder der Phase haben.