JP2004274864A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】正弦波出力する共振型において、トランス巻線電圧を正弦波状態に保ったまま出力電圧制御する。
【解決手段】入力電源から正弦波状電圧を発生する２組のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電圧供給をし、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータ２，３の出力に接続した第一，第二それぞれのトランス４，５の二次側巻線を直列に接続し、整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８とからなる平滑回路で直流電圧に平滑する際に、一方のＤＣ−ＤＣコンバータ２のドライブ信号の位相は固定しておき、もう一方のＤＣ−ＤＣコンバータ３のドライブ信号の位相を出力電圧に応じて変化させることで、負荷電流が変化しても安定した直流電圧を得る事ができることを特徴とする。
【選択図】 図１
【解決手段】入力電源から正弦波状電圧を発生する２組のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電圧供給をし、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータ２，３の出力に接続した第一，第二それぞれのトランス４，５の二次側巻線を直列に接続し、整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８とからなる平滑回路で直流電圧に平滑する際に、一方のＤＣ−ＤＣコンバータ２のドライブ信号の位相は固定しておき、もう一方のＤＣ−ＤＣコンバータ３のドライブ信号の位相を出力電圧に応じて変化させることで、負荷電流が変化しても安定した直流電圧を得る事ができることを特徴とする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は絶縁型の共振型スイッチング電源装置の出力電圧の定電圧制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
絶縁型で共振型スイッチング電源装置において、出力電圧制御を実現しようとする時には発振周波数を変化させ、共振状態を変えることで出力電力を制御する周波数制御を行うのが一般的である。
【０００３】
周波数制御方式の場合は、最適共振条件で動作するモードが無いので、トランス一次，二次巻線電圧は正弦波状で無い場合が多く、トランスの一次−二次間に高調波電流が発生し易く、この方式を用いて構成したスイッチング電源装置の一次−二次間ノイズの発生要因の一つとなっている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開昭５６−１５９９７１号（第１−２頁、第４図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は正弦波出力する絶縁型の共振型スイッチング電源において、トランス巻線電圧を正弦波状態に保ったまま出力電圧制御する事を図ったスイッチング電源装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を達成するための本発明のスイッチング電源装置は、入力電源から正弦波状電圧を発生する２組のＤＣ−ＤＣコンバータに電圧供給をし、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータ出力に接続した第一，第二それぞれのトランスの二次側巻線を直列に接続し、平滑回路で直流電圧に平滑する際に、一方のＤＣ−ＤＣコンバータのドライブ信号の位相は固定しておき、もう一方のＤＣ−ＤＣコンバータのドライブ信号の位相を出力電圧に応じて変化させることで、負荷電流が変化しても安定した直流電圧を得る事ができることを特徴とする。
【０００７】
また、第一のトランスおよび第二のトランスそれぞれに三次巻線を付加し、それぞれの三次巻線に平滑回路を接続することで、制御状態に依らない固定直流電圧を同時に得ることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例を表すブロックで、図３及び図４は他の実施例を表すブロック図であり、図１，図３及び図４に対応する同一部材には同じ符号としており、図２は位相をずらした正弦波を合成することで出力電圧を変化させる事を説明する説明図である。
【０００９】
図１において１は入力電源であり、この入力電源１に並列に接続する第一と第二の正弦波出力のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電源を供給し、これらコンバータ２，３の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２，ｎ４は整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。
【００１０】
この可変出力部に出力電圧検出回路１２を接続し、この出力電圧検出回路１２で直流出力電圧検出し、この出力電圧検出回路１２に誤差増幅回路１１を接続し、この誤差増幅回路１１から出力電圧値に応じた信号として位相シフト回路１０に伝達するようにしてある。また、発信器９を設けてあり、この発振器９の正弦波信号の一方は第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、もう一方は位相シフト回路９に入力し、この位相シフト回路９の出力信号は第二のＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力される構成である。
【００１１】
また図３において１は入力電源であり、この入力電源１に並列に接続する第一と第二の正弦波出力のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電源を供給し、これらコンバータ２，３の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２，ｎ４は整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。また、このスイッチング電源装置の出力部に出力電圧検出回路１２を接続し、この出力電圧検出回路１２で直流出力電圧検出し、この出力電圧検出回路１２に誤差増幅回路１１を接続し、この誤差増幅回路１１から出力電圧値に応じた信号として位相シフト回路１０に伝達するようにしてある。また、発信器９を設けてあり、この発振器９の正弦波信号の一方は第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、もう一方は位相シフト回路９に入力し、この位相シフト回路９の出力信号は第二のＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力される構成である。
【００１２】
第一のトランス４に三次巻線ｎ５を設け、この三次巻線ｎ５は整流用ダイオードブリッジ１３と平滑用コンデンサ１４からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は固定出力の出力端子１８ａ，１８ｂより出力される。これと同様に第二のトランス５に三次巻線ｎ５を設け、この三次巻線ｎ６は整流用ダイオードブリッジ１５と平滑用コンデンサ１６からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され第二の固定出力の出力端子１９ａ，１９ｂより出力される構成である。
【００１３】
また図４において１は入力電源であり、この入力電源１に並列に接続する第一と第二の正弦波出力のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電源を供給し、これらコンバータ２，３の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２，ｎ４は整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。
【００１４】
トランス４，５にはそれぞれ第二の二次巻線ｎ２−２とｎ４−２を設けてある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２−２，ｎ４−２は整流用ダイオードブリッジ６−２とインダクタ７−２と平滑用コンデンサ８−２からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され第二の可変出力の出力端子１７ｃ，１７ｄより出力される。また、第二の可変出力部に出力電圧検出回路１２を接続してあり、この出力電圧検出回路１２で直流出力電圧検出し、この出力電圧検出回路１２に誤差増幅回路１１を接続し、この誤差増幅回路１１から出力電圧値に応じた信号として位相シフト回路１０に伝達するようにしてある。また、発信器９を設けてあり、この発振器９の正弦波信号の一方は第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、もう一方は位相シフト回路９に入力し、この位相シフト回路９の出力信号は第二のＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力される構成である。
【００１５】
図４のスイッチング電源装置は可変出力を２つ設けたが、可変出力を３つ以上設けることも可能である。この場合も１つの可変出力に、出力電圧検出回路１２と誤差増幅回路１１と位相シフト回路１０と発振器９とを接続してなる回路を、接続してあればよい。
【００１６】
【実施例】
図５において本発明スイッチング電源装置に係る一実施例を示してある。この実施例は図１図示の実施形態とほぼ同様の構成である。このスイッチング電源装置は、入力電源１に並列に接続する第一と第二のＤＣ−ＤＣコンバータ２０，２９に電源を供給し、これらコンバータ２０，２９の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。
【００１７】
第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、第一と第二のスイッチ素子２５，２６を備え、これらスイッチング素子２５，２６はＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成してある。コンデンサ２１，２２とによりハーフブリッジ構成とし、正弦波発振器９からの信号はドライブ回路２３により増幅し、トランス２４にて第一と第二のスイッチ素子２５，２６にそれぞれ逆位相で振り分ける。
【００１８】
第一と第二のスイッチ素子２５，２６の中点と、コンデンサ２１，２２の中点とをインダクタ２７とコンデンサ２８による共振フィルタを接続し、この共振フィルタによりスイッチング電圧，電流波形を正弦波状に修正する。
【００１９】
一方、第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２０と並列に接続するＤＣ−ＤＣコンバータ２９は前記コンバータ２０と同一構成，同一部品定数である。
【００２０】
第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力はトランス４の一次巻線ｎ１に入り、第二のＤＣ−ＤＣコンバータ２９の出力はトランス５の一次巻線ｎ３に入り、各トランスの二次巻線ｎ２，ｎ４を直列に接続し、ダイオードブリッジ６，インダクタ７，コンデンサ８からなる平滑回路にて直流電圧に平滑し、可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。
【００２１】
出力電圧を電圧検出回路１２で検出し、誤差増幅回路１１で増幅し、フォトカプラ３０を介して出力電圧に応じた電圧信号を一次側の位相シフト回路１０に印可する。
【００２２】
図６は位相シフト回路図であり、これは弊社先願発明である実開平２−７０５１８号公報に記載してある位相シフト回路と原理的にはほぼ同様である。具体的には、この位相シフト回路は正弦波発振器９の出力信号をトランス３１の一次巻線ｎ７に入力するよう構成し、このトランス３１の二次巻線ｎ８，ｎ９に中間タップと接地端より出力を得るようにしてある。この二次巻線ｎ９の一端と接地端間に抵抗を接続するとともに、この二次巻線ｎ８の他端にコンデンサ３２を接続し、このコンデンサ３２に可変容量ダイオード３３とインダクタ３４とコンデンサ３５とからなる平滑回路を接続してある。また、この平滑回路に駆動電源を接続してある。
【００２３】
このように構成した位相シフト回路は、正弦波発振器９の出力信号をトランス３１の一次巻線ｎ７に入力し、出力電圧に応じた駆動電圧を印可することで出力には入力波形と位相差のついた信号が出力される。なお、この位相シフト回路は一実施例に過ぎず、この構成以外の位相シフト回路であっても本発明に対応することができる。
【００２４】
図２は位相差のついた正弦波を合成する事で出力電圧制御することの説明図である。第一のトランス４の二次巻線ｎ２の電圧と、第二のトランス５の二次巻線ｎ４の電圧は同じ波高値とした場合、位相差無し（Δθ＝０°）で合成した場合の合計値はｎ２＋ｎ４になり、位相差９０°の場合の合計値はｎ２あるいはｎ４と同じであり、位相差１８０°の場合の合計値はゼロになる。
【００２５】
図６においてＤＣ−ＤＣコンバータ２０のドライブ信号は正弦波発振器９の出力とし、ＤＣ−ＤＣコンバータ２９へのドライブ信号は位相シフト回路１０にて出力電圧に応じた位相角をつけることで、出力端子１７ａ，１７ｂの電圧は出力負荷条件に関わらず一定に制御する事が可能となる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明回路においては、第一のＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの巻線電圧と、第二のＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの巻線電圧波形は常に正弦波で動作することが可能であり、その結果として一次／二次間ノイズの小さいスイッチング電源装置を作ることができ、これは特に低ノイズを要求されるスイッチング電源を作る時に効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例ブロック図
【図２】正弦波合成説明図
【図３】本発明の別形態実施例ブロック図
【図４】本発明の別形態実施例ブロック図
【図５】本発明の実施例回路図
【図６】位相シフトの実施例回路図
【符号の説明】
１ 入力電源
２ 第一のＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 第二のＤＣ−ＤＣコンバータ
４ 第一のトランス
ｎ１ 第一のトランスの一次巻線
ｎ２ 第一のトランスの二次巻線
ｎ２−２ 第一のトランスの第二の二次巻線
ｎ３ 第一のトランスの三次巻線
５ 第二のトランス
ｎ４ 第二のトランスの一次巻線
ｎ４−２ 第二のトランスの第二の二次巻線
ｎ５ 第二のトランスの二次巻線
ｎ６ 第二のトランスの三次巻線
６ 第一のダイオードブリッジ
６−２ 第二のダイオードブリッジ
７ 第一のインダクタ
７−２ 第二のインダクタ
８ 第一のコンデンサ
８−２ 第二のコンデンサ
９ 正弦波発振器
１０ 位相シフト回路
１１ 誤差増幅器
１２ 電圧検出回路
１３ 第二のダイオードブリッジ
１４ 第二のコンデンサ
１５ 第三のダイオードブリッジ
１６ 第三のコンデンサ
１７ａ〜１７ｄ 可変出力の出力端子
１８ａ〜１９ｂ 固定出力の出力端子
２０ 第一のＤＣ−ＤＣコンバータ
２１，２２ コンデンサ
２３ ドライブ回路
２４ トランス
２５ 第一のスイッチ
２６ 第二のスイッチ
２７ インダクタ
２８ コンデンサ
２９ 第二のＤＣ−ＤＣコンバータ
３０ フォトカプラ
３１ トランス
３２ コンデンサ
３３ 可変容量ダイオード
３４ インダクタ
３５ コンデンサ
ｎ７ トランス３１の一次巻線
ｎ８，ｎ９ トランス３１の二次巻線
【発明の属する技術分野】
本発明は絶縁型の共振型スイッチング電源装置の出力電圧の定電圧制御方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
絶縁型で共振型スイッチング電源装置において、出力電圧制御を実現しようとする時には発振周波数を変化させ、共振状態を変えることで出力電力を制御する周波数制御を行うのが一般的である。
【０００３】
周波数制御方式の場合は、最適共振条件で動作するモードが無いので、トランス一次，二次巻線電圧は正弦波状で無い場合が多く、トランスの一次−二次間に高調波電流が発生し易く、この方式を用いて構成したスイッチング電源装置の一次−二次間ノイズの発生要因の一つとなっている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開昭５６−１５９９７１号（第１−２頁、第４図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は正弦波出力する絶縁型の共振型スイッチング電源において、トランス巻線電圧を正弦波状態に保ったまま出力電圧制御する事を図ったスイッチング電源装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を達成するための本発明のスイッチング電源装置は、入力電源から正弦波状電圧を発生する２組のＤＣ−ＤＣコンバータに電圧供給をし、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータ出力に接続した第一，第二それぞれのトランスの二次側巻線を直列に接続し、平滑回路で直流電圧に平滑する際に、一方のＤＣ−ＤＣコンバータのドライブ信号の位相は固定しておき、もう一方のＤＣ−ＤＣコンバータのドライブ信号の位相を出力電圧に応じて変化させることで、負荷電流が変化しても安定した直流電圧を得る事ができることを特徴とする。
【０００７】
また、第一のトランスおよび第二のトランスそれぞれに三次巻線を付加し、それぞれの三次巻線に平滑回路を接続することで、制御状態に依らない固定直流電圧を同時に得ることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例を表すブロックで、図３及び図４は他の実施例を表すブロック図であり、図１，図３及び図４に対応する同一部材には同じ符号としており、図２は位相をずらした正弦波を合成することで出力電圧を変化させる事を説明する説明図である。
【０００９】
図１において１は入力電源であり、この入力電源１に並列に接続する第一と第二の正弦波出力のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電源を供給し、これらコンバータ２，３の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２，ｎ４は整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。
【００１０】
この可変出力部に出力電圧検出回路１２を接続し、この出力電圧検出回路１２で直流出力電圧検出し、この出力電圧検出回路１２に誤差増幅回路１１を接続し、この誤差増幅回路１１から出力電圧値に応じた信号として位相シフト回路１０に伝達するようにしてある。また、発信器９を設けてあり、この発振器９の正弦波信号の一方は第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、もう一方は位相シフト回路９に入力し、この位相シフト回路９の出力信号は第二のＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力される構成である。
【００１１】
また図３において１は入力電源であり、この入力電源１に並列に接続する第一と第二の正弦波出力のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電源を供給し、これらコンバータ２，３の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２，ｎ４は整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。また、このスイッチング電源装置の出力部に出力電圧検出回路１２を接続し、この出力電圧検出回路１２で直流出力電圧検出し、この出力電圧検出回路１２に誤差増幅回路１１を接続し、この誤差増幅回路１１から出力電圧値に応じた信号として位相シフト回路１０に伝達するようにしてある。また、発信器９を設けてあり、この発振器９の正弦波信号の一方は第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、もう一方は位相シフト回路９に入力し、この位相シフト回路９の出力信号は第二のＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力される構成である。
【００１２】
第一のトランス４に三次巻線ｎ５を設け、この三次巻線ｎ５は整流用ダイオードブリッジ１３と平滑用コンデンサ１４からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は固定出力の出力端子１８ａ，１８ｂより出力される。これと同様に第二のトランス５に三次巻線ｎ５を設け、この三次巻線ｎ６は整流用ダイオードブリッジ１５と平滑用コンデンサ１６からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され第二の固定出力の出力端子１９ａ，１９ｂより出力される構成である。
【００１３】
また図４において１は入力電源であり、この入力電源１に並列に接続する第一と第二の正弦波出力のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３に電源を供給し、これらコンバータ２，３の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２，ｎ４は整流用ダイオードブリッジ６とインダクタ７と平滑用コンデンサ８からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。
【００１４】
トランス４，５にはそれぞれ第二の二次巻線ｎ２−２とｎ４−２を設けてある。これらトランス４，５の二次巻線ｎ２−２，ｎ４−２は整流用ダイオードブリッジ６−２とインダクタ７−２と平滑用コンデンサ８−２からなる平滑回路に接続し、この平滑回路で電流は平滑され第二の可変出力の出力端子１７ｃ，１７ｄより出力される。また、第二の可変出力部に出力電圧検出回路１２を接続してあり、この出力電圧検出回路１２で直流出力電圧検出し、この出力電圧検出回路１２に誤差増幅回路１１を接続し、この誤差増幅回路１１から出力電圧値に応じた信号として位相シフト回路１０に伝達するようにしてある。また、発信器９を設けてあり、この発振器９の正弦波信号の一方は第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２に供給し、もう一方は位相シフト回路９に入力し、この位相シフト回路９の出力信号は第二のＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力される構成である。
【００１５】
図４のスイッチング電源装置は可変出力を２つ設けたが、可変出力を３つ以上設けることも可能である。この場合も１つの可変出力に、出力電圧検出回路１２と誤差増幅回路１１と位相シフト回路１０と発振器９とを接続してなる回路を、接続してあればよい。
【００１６】
【実施例】
図５において本発明スイッチング電源装置に係る一実施例を示してある。この実施例は図１図示の実施形態とほぼ同様の構成である。このスイッチング電源装置は、入力電源１に並列に接続する第一と第二のＤＣ−ＤＣコンバータ２０，２９に電源を供給し、これらコンバータ２０，２９の出力は第一と第二の絶縁トランス４と５それぞれの一次巻線ｎ１，ｎ３に接続し、二次巻線ｎ２とｎ４を直列に接続してある。
【００１７】
第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、第一と第二のスイッチ素子２５，２６を備え、これらスイッチング素子２５，２６はＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成してある。コンデンサ２１，２２とによりハーフブリッジ構成とし、正弦波発振器９からの信号はドライブ回路２３により増幅し、トランス２４にて第一と第二のスイッチ素子２５，２６にそれぞれ逆位相で振り分ける。
【００１８】
第一と第二のスイッチ素子２５，２６の中点と、コンデンサ２１，２２の中点とをインダクタ２７とコンデンサ２８による共振フィルタを接続し、この共振フィルタによりスイッチング電圧，電流波形を正弦波状に修正する。
【００１９】
一方、第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２０と並列に接続するＤＣ−ＤＣコンバータ２９は前記コンバータ２０と同一構成，同一部品定数である。
【００２０】
第一のＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力はトランス４の一次巻線ｎ１に入り、第二のＤＣ−ＤＣコンバータ２９の出力はトランス５の一次巻線ｎ３に入り、各トランスの二次巻線ｎ２，ｎ４を直列に接続し、ダイオードブリッジ６，インダクタ７，コンデンサ８からなる平滑回路にて直流電圧に平滑し、可変出力の出力端子１７ａ，１７ｂより出力される。
【００２１】
出力電圧を電圧検出回路１２で検出し、誤差増幅回路１１で増幅し、フォトカプラ３０を介して出力電圧に応じた電圧信号を一次側の位相シフト回路１０に印可する。
【００２２】
図６は位相シフト回路図であり、これは弊社先願発明である実開平２−７０５１８号公報に記載してある位相シフト回路と原理的にはほぼ同様である。具体的には、この位相シフト回路は正弦波発振器９の出力信号をトランス３１の一次巻線ｎ７に入力するよう構成し、このトランス３１の二次巻線ｎ８，ｎ９に中間タップと接地端より出力を得るようにしてある。この二次巻線ｎ９の一端と接地端間に抵抗を接続するとともに、この二次巻線ｎ８の他端にコンデンサ３２を接続し、このコンデンサ３２に可変容量ダイオード３３とインダクタ３４とコンデンサ３５とからなる平滑回路を接続してある。また、この平滑回路に駆動電源を接続してある。
【００２３】
このように構成した位相シフト回路は、正弦波発振器９の出力信号をトランス３１の一次巻線ｎ７に入力し、出力電圧に応じた駆動電圧を印可することで出力には入力波形と位相差のついた信号が出力される。なお、この位相シフト回路は一実施例に過ぎず、この構成以外の位相シフト回路であっても本発明に対応することができる。
【００２４】
図２は位相差のついた正弦波を合成する事で出力電圧制御することの説明図である。第一のトランス４の二次巻線ｎ２の電圧と、第二のトランス５の二次巻線ｎ４の電圧は同じ波高値とした場合、位相差無し（Δθ＝０°）で合成した場合の合計値はｎ２＋ｎ４になり、位相差９０°の場合の合計値はｎ２あるいはｎ４と同じであり、位相差１８０°の場合の合計値はゼロになる。
【００２５】
図６においてＤＣ−ＤＣコンバータ２０のドライブ信号は正弦波発振器９の出力とし、ＤＣ−ＤＣコンバータ２９へのドライブ信号は位相シフト回路１０にて出力電圧に応じた位相角をつけることで、出力端子１７ａ，１７ｂの電圧は出力負荷条件に関わらず一定に制御する事が可能となる。
【００２６】
【発明の効果】
本発明回路においては、第一のＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの巻線電圧と、第二のＤＣ−ＤＣコンバータの出力トランスの巻線電圧波形は常に正弦波で動作することが可能であり、その結果として一次／二次間ノイズの小さいスイッチング電源装置を作ることができ、これは特に低ノイズを要求されるスイッチング電源を作る時に効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例ブロック図
【図２】正弦波合成説明図
【図３】本発明の別形態実施例ブロック図
【図４】本発明の別形態実施例ブロック図
【図５】本発明の実施例回路図
【図６】位相シフトの実施例回路図
【符号の説明】
１ 入力電源
２ 第一のＤＣ−ＤＣコンバータ
３ 第二のＤＣ−ＤＣコンバータ
４ 第一のトランス
ｎ１ 第一のトランスの一次巻線
ｎ２ 第一のトランスの二次巻線
ｎ２−２ 第一のトランスの第二の二次巻線
ｎ３ 第一のトランスの三次巻線
５ 第二のトランス
ｎ４ 第二のトランスの一次巻線
ｎ４−２ 第二のトランスの第二の二次巻線
ｎ５ 第二のトランスの二次巻線
ｎ６ 第二のトランスの三次巻線
６ 第一のダイオードブリッジ
６−２ 第二のダイオードブリッジ
７ 第一のインダクタ
７−２ 第二のインダクタ
８ 第一のコンデンサ
８−２ 第二のコンデンサ
９ 正弦波発振器
１０ 位相シフト回路
１１ 誤差増幅器
１２ 電圧検出回路
１３ 第二のダイオードブリッジ
１４ 第二のコンデンサ
１５ 第三のダイオードブリッジ
１６ 第三のコンデンサ
１７ａ〜１７ｄ 可変出力の出力端子
１８ａ〜１９ｂ 固定出力の出力端子
２０ 第一のＤＣ−ＤＣコンバータ
２１，２２ コンデンサ
２３ ドライブ回路
２４ トランス
２５ 第一のスイッチ
２６ 第二のスイッチ
２７ インダクタ
２８ コンデンサ
２９ 第二のＤＣ−ＤＣコンバータ
３０ フォトカプラ
３１ トランス
３２ コンデンサ
３３ 可変容量ダイオード
３４ インダクタ
３５ コンデンサ
ｎ７ トランス３１の一次巻線
ｎ８，ｎ９ トランス３１の二次巻線
Claims (4)
- 直流電圧を受け、正弦波状の出力電圧を出力する２つのＤＣ−ＤＣコンバータを並列に接続し、これらＤＣ−ＤＣコンバータの出力をそれぞれのトランスの一次巻線に接続し、これらトランスの二次巻線を直列に接続し、この直列回路をダイオードブリッジとインダクタとコンデンサからなる平滑回路を接続し、直流出力電圧を得るスイッチング電源装置であって、該直流出力電圧を検知する出力電圧検出回路と、誤差増幅器により一次側に出力電圧に応じた信号を伝達し、発振器より得た正弦波信号を該第一のＤＣ−ＤＣコンバータに供給すると同時に二次側より伝達される信号に応じた位相角をつけた正弦波信号を該第二のＤＣ−ＤＣコンバータに出力する位相シフト回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
- 該第一のトランスに二次巻線を単数若しくは複数個設けるとともに、該第二のトランスに該第一のトランスに設けた二次巻線と同数の二次巻線を設け、これらの二次巻線は該第二のトランスに設けた二次巻線のいずれかと直列に接続し、この若しくはこれらの直列回路をダイオードブリッジとインダクタとコンデンサからなる平滑回路にそれぞれ接続して、該平滑回路の出力側から可変直流電圧を得るように構成してあることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
- 複数の可変直流電圧を得るように構成し、これら可変出力のいずれか１つに該出力電圧検出回路を接続し、該直流出力電圧を検知するように構成してあることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
- 該第一のトランスの三次巻線電圧をダイオードブリッジとコンデンサからなる平滑回路に接続して、固定直流電圧を得るように構成してあるとともに、該第二のトランスの三次巻線電圧をダイオードブリッジとコンデンサからなる平滑回路に接続して、固定直流電圧を得るように構成してあることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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-
2003
- 2003-03-07 JP JP2003061348A patent/JP2004274864A/ja active Pending
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