JP2020202644A - コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】広範囲の出力電圧に対応可能でありながら、小型化することが可能なコンバータを提供する。【解決手段】並列に接続され、２次巻線が互いに直列に接続された第１及び第２のコンバータ部１０、２０と、整流部３０と、中・高電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、１次側スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が同期し、低電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の位相と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の位相との間に位相差が生じるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを制御する１次側制御部４０と、低・中電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオフにし、高電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンするタイミングに同期してスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を所定時間オンする２次側制御部５０とを備えることを特徴とするコンバータ１。【選択図】図１

Description

本発明は、コンバータに関する。

近年、電動バイクやＥＶなどバッテリを備えた様々な電子機器が普及してきており、電動バイクのバッテリ（５０Vのバッテリ）とＥＶのバッテリ（５００又は１０００Vのバッテリ）のように必要とされる電圧が大きく異なる電子機器に対応可能なコンバータ（電源）が求められている。

しかしながら、入力電圧を所定の出力電圧に変換するコンバータ（コンバータ部）は、出力可能な電圧の範囲が限られている。このため、出力電圧の大きさを元の入力電圧から大きく変えた電圧に変えようとするとコンバータ部の後段に追加のコンバータ部を搭載する等の対応をする必要がある。このようなコンバータとしては、例えば以下のようなコンバータ（従来のコンバータ９００）が考えられる。

図１１は、従来のコンバータ９００を示す図である。図１１中、符号Ｖｉｎは入力端子を示し、Ｖｏｕｔは出力端子を示し、Ｃ３は入力コンデンサを示し、Ｃ４は出力コンデンサを示す。
従来のコンバータ９００は、図１１に示すように、１次巻線Ｔ１−１及び２次巻線Ｔ１−２を有するトランスＴ１、トランスＴ１の１次巻線Ｔ１−１側に接続され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２でブリッジ回路が構成されている１次側スイッチ部ＳＷ１、及び、１次巻線Ｔ１−１と直列に接続されている共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬ１を有するコンバータ部９１０と、コンバータ部９１０のトランスＴ１の２次巻線Ｔ１−２側に接続され、４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４でブリッジ回路が構成された整流部９３０と、整流部９３０の後段に設けられ、スイッチング素子Ｑ７、ダイオードＤ５及びインダクタＬ３で昇圧チョッパ回路を構成する追加のコンバータ部９６０とを備える。

従来のコンバータ９００によれば、追加のコンバータ部９６０を備えるため、追加のコンバータ部９６０をデューティ制御することにより、出力電圧を入力電圧から大きく変えることができる。

なお、特許文献１には、追加のコンバータ部として、昇圧チョッパ回路の代わりにコイル及びコンデンサで構成される高圧バッテリ型フィルタ部を備え、当該高圧バッテリ型フィルタ部で昇圧するコンバータが開示されている。

特開２００９−２１３２０２号公報

しかしながら、従来のコンバータ９００においては、追加のコンバータ部９６０を準備する必要があるため、部品が占める面積が大きくなり、コンバータ(電源)を小型化することが難しい、という問題があった。

そこで、本発明は、上記した問題を解決するためになされたものであり、広範囲の出力電圧に対応可能でありながら、小型化することが可能なコンバータを提供することを目的とする。

［１］本発明のコンバータは、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することにより所望の出力電圧を出力する絶縁共振型のコンバータであって、１次巻線及び２次巻線を有するトランス、前記トランスの１次巻線側に接続され、１次側スイッチング素子でブリッジ回路が構成されている１次側スイッチ部、及び、前記１次巻線と直列に接続されている共振コンデンサをそれぞれ有し、並列に接続された２つのコンバータ部であって、それぞれの前記２次巻線が互いに直列に接続された第１及び第２のコンバータ部と、前記第１及び第２のコンバータ部の各トランスの前記２次巻線側に接続され、ハイサイドに接続された２つのダイオードとローサイドに接続された２つの２次側スイッチング素子とでブリッジ回路が構成され、直列に接続された２つの前記２次巻線が、前記２つのダイオード、及び、前記２つの２次側スイッチング素子とそれぞれ並列に接続された整流部と、前記中電圧出力モード及び前記高電圧出力モードにおいては、前記第１のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子と、前記第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子とのオンオフタイミングを同期させ、前記低電圧出力モードにおいては、前記第１のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相と、前記第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相との間に位相差が生じるように前記第１及び第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子のオンオフタイミングを制御する１次側制御部と、前記低電圧出力モード及び前記中電圧出力モードにおいては、前記整流部の前記２次側スイッチング素子をオフにし、前記高電圧出力モードにおいては、前記第１及び第２のコンバータ部の１次側スイッチング素子がオンするタイミングに同期して前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの少なくともいずれかを所定時間オンするように前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子を制御する２次側制御部とを備えることを特徴とする。

［２］本発明のコンバータにおいては、前記低電圧出力モードにおいて、前記１次側制御部は、前記第１のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相と前記第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相との間の位相差を調整することにより前記出力電圧を制御することが好ましい。

［３］本発明のコンバータにおいては、前記高電圧出力モードにおいて、前記２次側制御部は、前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの少なくともいずれかをオンする時間を調整することにより前記出力電圧を制御することが好ましい。

［４］本発明のコンバータにおいては、前記高電圧出力モードにおいて、前記２次側制御部は、前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子が同期して所定時間オンするように前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子を制御することが好ましい。

［５］本発明のコンバータにおいては、前記高電圧出力モードにおいて、前記２次側制御部は、前記第１及び第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子がオンするタイミングに同期して前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの一方をオンさせ、所定時間オン状態にするとともに、前記第１及び第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子に同期して前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの他方をオンし、これを交互に繰り返すように前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子を制御することが好ましい。

［６］本発明のコンバータにおいては、前記１次側スイッチ部においては、前記１次側スイッチング素子でハーフブリッジ回路が構成されていることが好ましい。

［７］本発明のコンバータにおいては、前記１次側スイッチ部においては、前記１次側スイッチング素子でフルブリッジ回路が構成されていることが好ましい。

［８］本発明のコンバータにおいて、前記第１及び第２のコンバータ部は、前記１次巻線と直列に接続されているインダクタをさらに有し、前記第１及び第２のコンバータ部においては、前記インダクタ、前記共振コンデンサ及び前記１次巻線で共振回路を構成することが好ましい。

［９］本発明のコンバータにおいては、前記第１及び第２のコンバータ部において、寄生インダクタ、前記共振コンデンサ及び前記１次巻線で共振回路を構成することが好ましい。

本発明のコンバータによれば、中電圧出力モードにおいて、１次側制御部は、第１及び第２のコンバータ部の入力側スイッチング素子のオンオフタイミングを同期させ、２次側制御部は、整流部の出力側スイッチング素子をオフにするため、従来の電流共振型のコンバータ９００と同様に、出力可能な電圧の範囲において周波数制御を行うことで所定の出力範囲内で所望の出力電圧を出力することができる。

また、本発明のコンバータによれば、低電圧出力モードにおいて、１次側制御部は、第１のコンバータ部の入力側スイッチング素子の制御電圧の位相と、第２のコンバータ部の入力側スイッチング素子の制御電圧の位相との間に位相差が生じるように第１及び第２のコンバータ部の入力側スイッチング素子のオンオフタイミングを制御し、２次側制御部は、整流部の出力側スイッチング素子をオフにするため、第１及び第２のコンバータ部の各トランスの２次巻線において逆電圧区間を発生させて出力電圧を低くすることができる。その結果、比較的低電圧の出力電圧を出力することができる。

また、本発明のコンバータによれば、高電圧出力モードにおいて、１次側制御部は、第１及び第２のコンバータ部の入力側スイッチング素子のオンオフタイミングを同期させ、２次側制御部は、第１及び第２のコンバータ部の入力側スイッチング素子がオンするタイミングに同期して整流部の２つの出力側スイッチング素子のうちの少なくともいずれかを所定時間オンするように整流部の２つの出力側スイッチング素子を制御するため、当該所定期間のみ、整流部が昇圧チョッパ動作を行うことができ、出力電圧を高くすることができる。その結果、比較的高電圧において所望の出力電圧を出力することができる。

従って、本発明のコンバータによれば、上記した構成とすることにより、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することができるため、広範囲の出力電圧に対応可能なコンバータとなる。

また、本発明のコンバータによれば、上記した構成とすることにより、絶縁型コンバータの後段に非絶縁チョッパ回路を搭載することなく、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することができるため、広範囲の出力電圧に対応可能なコンバータでありながら、小型化することが可能なコンバータとなる。

実施形態１に係るコンバータ１の回路図を示す図である。 実施形態１における中電圧出力モード（同相モード）の波形図である。 実施形態１における中電圧出力モード（同相モード）における回路動作を説明するために示す回路図である。 実施形態１における低電圧出力モード（位相シフトモード）において位相差が９０°の場合の波形図である。 実施形態１における低電圧出力モード（位相シフトモード）において位相差が９０°の場合における回路動作を説明するために示す回路図である。 実施形態１における低電圧出力モード（位相シフトモード）において位相差が１８０°（逆位相）の場合の波形図である。 実施形態１における高電圧出力モード（昇圧モード）のときの波形図である。 実施形態１における高電圧出力モード（昇圧モード）における回路動作を説明するために示す回路図である。 実施形態１における高電圧出力モード（昇圧モード）における回路動作を説明するために示す回路図である。 実施形態２に係るコンバータにおける高電圧出力モード（昇圧モード）の波形図である。 従来のコンバータ９００を示す図である。

以下、本発明のコンバータについて、図に示す実施形態に基づいて説明する。以下に説明する各実施形態は、特許請求の範囲に係る発明を限定するものではない。また、各実施形態の中で説明されている諸要素及びその組み合わせの全てが本発明の解決手段に必須であるとは限らない。各実施形態においては、基本的な構成、特徴、機能等が同じ構成、要素については、実施形態をまたいで同じ符号を使用するとともに再度の説明を省略することがある。

［実施形態１］
１．実施形態１に係るコンバータ１の構成
図１は、実施形態１に係るコンバータ１の回路図を示す図である。
実施形態１に係るコンバータ１は、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することにより所望の出力電圧を出力する絶縁共振型のコンバータである。
実施形態１に係るコンバータ１は、図１に示すように、第１のコンバータ部１０と、第２のコンバータ部２０と、整流部３０と、１次側制御部４０と、２次側制御部５０とを備える。

第１のコンバータ部１０は、１次巻線Ｔ１−１及び２次巻線Ｔ１−２を有するトランスＴ１、トランスＴ１の１次巻線Ｔ１−１側に接続され、スイッチング素子（１次側スイッチング素子）Ｑ１、Ｑ２でハーフブリッジ回路が構成されている１次側スイッチ部ＳＷ１、及び、１次巻線Ｔ１−１と直列に接続されている共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬ１を有する電流共振型のコンバータ部である。１次巻線Ｔ１−１、共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬ１でＬＬＣ方式の共振回路が構成されている。なお、１次巻線Ｔ１−１、共振コンデンサＣ１及び共振インダクタＬ１の順序は任意である。

第２のコンバータ部２０は、１次巻線Ｔ２−１及び２次巻線Ｔ２−２を有するトランスＴ２、トランスＴ２の１次巻線Ｔ２−１側に接続され、スイッチング素子（１次側スイッチング素子）Ｑ３、Ｑ４でハーフブリッジ回路が構成されている１次側スイッチ部ＳＷ２、及び、１次巻線Ｔ２−１と直列に接続されている共振コンデンサＣ２及び共振インダクタＬ２を有する電流共振型のコンバータ部である。１次巻線Ｔ２−１、共振コンデンサＣ２及び共振インダクタＬ２でＬＬＣ方式の共振回路が構成されている。なお、１次巻線Ｔ２−１、共振コンデンサＣ２及び共振インダクタＬ２の順序は任意である。

第１のコンバータ部１０及び第２のコンバータ部２０は、入力端子Ｖｉｎに対して並列に接続されており、１次側スイッチ部ＳＷ１、ＳＷ２が入力端子Ｖｉｎと接続されている。入力端子Ｖｉｎ側に入力コンデンサＣ３が接続されている。また、それぞれの２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２が互いに直列に接続されている。
なお、実施形態１において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５及びＱ６は、ＭＯＳＦＥＴを用いるが、ＩＧＢＴ等その他適宜のスイッチング素子を用いてもよい。

整流部３０は、第１のコンバータ部１０及び第２のコンバータ部２０の各トランスＴ１、Ｔ２の２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２側に接続され、ハイサイドに接続された２つのダイオードＤ１、Ｄ２とローサイドに接続された２つのスイッチング素子（２次側スイッチング素子）Ｑ５、Ｑ６とでブリッジ回路が構成され、直列に接続された２つの２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２が、２つのダイオードＤ１、Ｄ２、及び、２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６とそれぞれ並列に接続されている。２つのダイオードＤ１、Ｄ２のカソード電極間においては出力端子Ｖｏｕｔ（以下、出力電圧をＶｏｕｔということもある）と接続されており、２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６間においては接地（接地端子と接続）されている。出力端子Ｖｏｕｔと出力側の他方の端子（例えば、接地端子）との間においては、出力コンデンサＣ４が接続されている。

整流部３０は、２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６がオフのときには、フルブリッジの整流回路として機能し、２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６がオンのときには昇圧チョッパ回路及び整流回路として機能する。

１次側制御部４０は、第１のコンバータ部１０のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及び、第２のコンバータ部２０のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオンオフを制御する。具体的には、中電圧出力モード及び高電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）と、スイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）を同期させ（位相差０で同時にオンオフさせ）、低電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）の位相と、スイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）の位相との間に位相差が生じるようスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のオンオフを制御する。

２次側制御部５０は、整流部３０のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のオンオフを制御する。具体的には、低電圧出力モード及び中電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオフにし、高電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオンするタイミングに同期して２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の両方を所定時間オンするように制御する。

２．実施形態１に係るコンバータ１の動作
次に、実施形態１に係るコンバータ１の動作について説明する。実施形態１に係るコンバータ１は、出力端子と接続される対象物によって低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施する（例えばバッテリが必要な電圧によって各出力モードを切り替えて実施する）。

（１）中電圧出力モード（同相モード）
まず、中電圧出力モード（同相モード）について説明する。
図２は、実施形態１における中電圧出力モード（同相モード）の波形図である。図２において、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のゲート電圧波形を示し、Ｖ_Ｔ１はトランスＴ１の２次巻線Ｔ１−２の電圧を示し、Ｖ_Ｔ２はトランスＴ２の２次巻線Ｔ２−２の電圧を示し、Ｖ_Ｔ１＋Ｖ_Ｔ２は２次巻線Ｔ１−２の電圧と２次巻線Ｔ２−２の電圧を足し合わせた電圧を示し、Ｖｏｕｔは出力電圧を示す（以下、図４、６、７、１０において同じ）。
また、時刻ｔ１、ｔ９はスイッチング素子Ｑ２がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ２、ｔ１０はスイッチング素子Ｑ１がオンになるタイミングを示し、時刻ｔ５、ｔ１３はスイッチング素子Ｑ１がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ６、ｔ１４はスイッチング素子Ｑ２がオンになるタイミングを示す（以下、図４、６、７、１０において同じ）。
図３は、実施形態１における中電圧出力モード（同相モード）を説明するために示す回路図である。図３（ａ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオン、Ｑ２、Ｑ４がオフのときの負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図であり、図３（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオフ、Ｑ２、Ｑ４がオンのときの負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図である。

中電圧出力モードは、第１のコンバータ部１０のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）と第２のコンバータ部２０のスイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）とを同期させて周波数制御を行うモードである。

（１−１）Ｑ１、Ｑ３オン、Ｑ２、Ｑ４オフの場合
まず、図２に示すように、時刻ｔ１においてスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオフになり、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンになったとすると、図３（ａ）実線に示すように、１次側の第１のコンバータ部１０においては、入力端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力端子の接地端子に戻る経路で負荷電流が流れる。これに対応して２次側においては、図３（ａ）の実線で示すような負荷電流が流れる。このとき、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図３（ａ）一点鎖線参照。）。
また、第２のコンバータ部２０においても同様に、入力端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ２、共振インダクタＬ２、共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｔ２−１を経由して入力端子の接地側端子に戻る経路で負荷電流が流れる（図３（ａ）実線参照）。これに対応して２次側において、第１のコンバータ部の２次巻線Ｔ１−２とＴ２−２は同じ方向に、負荷電流が流れる（図３（ａ）実線参照。）。このとき、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ３、共振インダクタＬ２、共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｔ２−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図３（ａ）一点鎖線参照。）。

（１−２）Ｑ１、Ｑ３オフ、Ｑ２、Ｑ４オンの場合
やがて、ＬＬＣ共振が終了すると励磁電流（図３（ａ）一点鎖線参照。）のみが残り、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオフにする（時刻ｔ５）と、第１のコンバータ部１０においては、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、共振インダクタＬ１を経由して共振コンデンサＣ１に戻る励磁電流が生じる（図３（ｂ）一点鎖線参照。）。また、第２のコンバータ部２０においても、共振コンデンサＣ２−１次巻線Ｔ２−１−スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード―共振インダクタＬ２を通って共振コンデンサＣ２に戻る励磁電流が生じる（図３（ｂ）一点鎖線参照。）。

次に、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオンする。すると、今度は共振コンデンサＣ１、共振インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ２、１次巻線Ｔ１−１を経由して共振コンデンサＣ１に流れる負荷電流が流れる（図３（ｂ）実線参照。）。また、第２のコンバータ部２０においても、共振コンデンサＣ２−共振インダクタＬ２―スイッチング素子Ｑ４−１次巻線Ｔ２−１−共振コンデンサＣ２に流れる負荷電流が流れる（図３（ｂ）実線参照。）。

これに伴い、２次側において、２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２には同じ向き（図２（ｂ）の下側方向）に向かって負荷電流が流れる。

すなわち、上記（１−１）及び（１−２）からわかるように、２つのコンバータ部１０、２０の両方によって２次側に同じ方向に電流が流れるような電圧が発生するため、ダイオードＤ１に印加される電圧は、第１のコンバータ部１０の２次巻線Ｔ１−２の電圧Ｖ_Ｔ１と、第２のコンバータ部２０の２次巻線Ｔ２−２の電圧Ｖ_Ｔ２とを足し合わせた値となる。

中電圧出力モードにおいては第１のコンバータ部１０と第２のコンバータ部２０とを並列に接続させた他は従来の電流共振コンバータと同様の動作をする。従って、周波数制御を行うことにより所定の範囲内で所望の出力電圧（例えば、所定の電圧Ｖ_０）を出力することができる。

（２）低電圧出力モード（位相シフトモード）
低電力出力モードは、第１のコンバータ部１０と第２のコンバータ部２０との間に位相差を設け、トランスの２次巻線側で逆電圧期間を設けることで、出力電圧を低く出力するモードである。まずは、説明を容易にするために第１のコンバータ部１０と第２のコンバータ部２０の位相差が９０°である場合について説明する。

図４は、実施形態１における低電圧出力モード（位相シフトモード）においてスイッチング素子Ｑ１とＱ３（Ｑ２とＱ４）の位相差が９０°の場合の波形図である。図４において、時刻ｔ３、ｔ１２はスイッチング素子Ｑ４がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ４、ｔ１３はスイッチング素子Ｑ３がオンになるタイミングを示し、時刻ｔ７、ｔ１５はスイッチング素子Ｑ３がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ８、ｔ１６はスイッチング素子Ｑ４がオンになるタイミングを示す。
図５は、実施形態１における低電圧出力モード（位相シフトモード）において位相差が９０°の場合を説明するために示す回路図である。図５（ａ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン、Ｑ２、Ｑ３がオフのときの負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図であり、図５（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオフ、Ｑ２、Ｑ３がオンのときの負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図である。

（２−１）時刻ｔ２〜ｔ３
時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２がオフになり、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、図５（ａ）実線に示すように、１次側の第１のコンバータ部１０においては、入力端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力端子の接地端子に戻る経路で負荷電流が流れる。これに対応して２次側においては、図５（ａ）の実線で示すような負荷電流が流れる。このとき、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図５（ａ）一点鎖線参照。）。

一方、第２のコンバータ部２０においては、第１のコンバータ部１０とは位相差があるため、スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオンであり、共振コンデンサＣ２−１次巻線Ｔ２−１―スイッチング素子Ｑ４−共振インダクタＬ２−共振コンデンサＣ２に流れる負荷電流が流れる（図５（ａ）実線参照。）。これに伴い、第２のコンバータ部２０の２次側において、２次巻線Ｔ２−２は、第１のコンバータ部１０における２次巻線Ｔ１−２とは逆向き（図５（ａ）の下側方向。破線矢印参照。）に向かって負荷電流が流れる。

従って、２次巻線Ｔ１−２と２次巻線Ｔ２−２とでは負荷電流が流れる向きが逆になるため、逆電圧区間を発生させることとなり、打ち消しあって出力電圧を低くすることができる（図４のＶｏｕｔ参照。）。なお、出力電圧Ｖｏｕｔは整流され、直流変換されて出力されており、所定の電圧Ｖ_０よりも低い電圧を出力する。
そして、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ４をオフにする。

（２−２）時刻ｔ４〜ｔ５
次に、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をそのままに（Ｑ１：オン、Ｑ２：オフ）、スイッチング素子Ｑ３をオンにすると（Ｑ４はオフ）、上記した中電圧出力モードの（１−１）の場合と同様の動作を行う（図３（ａ）参照。）。そして、時刻ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１をオフにする。

（２−３）時刻ｔ６〜ｔ７
次に、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、第１のコンバータ部１０において、コンデンサＣ１−１次巻線Ｔ１−１―スイッチング素子Ｑ２−共振インダクタＬ１−コンデンサＣ１の経路で負荷電流が流れる（図５（ｂ）参照。）。これに伴い、第１のコンバータ部１０の２次側において、２次巻線Ｔ１−２には、Ｔ２−２と逆向き（図５（ｂ）の上側方向。破線矢印参照。）に向かって負荷電流が流れる。
従って、２次巻線Ｔ１−２と２次巻線Ｔ２−２とでは負荷電流が流れる向きが逆になるため、逆電圧区間を発生させて出力電圧を低くすることができる（図４のＶｏｕｔのグラフ参照。）。そして、時刻ｔ７において、スイッチング素子Ｑ３をオフにする。

（２−４）時刻ｔ８〜ｔ９
次に、時刻ｔ８において、スイッチング素子Ｑ４をオンにすると、上記した中電圧出力モードの（１−２）の場合と同様の動作を行う（図３（ｂ）参照。）。
そして、時刻ｔ９において、スイッチング素子Ｑ２をオフにする。

以後、これを繰り返す。

なお、低電圧出力モードにおいては、１次側制御部４０によって第１のコンバータ部１０のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）の制御電圧の位相と第２のコンバータ部２０のスイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）の制御電圧の位相との間の位相差を調整することにより所望の出力電圧を出力するように制御する。
図６は、実施形態１における低電圧出力モード（位相シフトモード）においてスイッチング素子Ｑ１とＱ３（Ｑ２とＱ４）とのオンオフタイミングの位相差が１８０°（逆位相）の場合の波形図である。
例えば、当該位相差が１８０°（逆位相）の場合には、逆電圧区間が発生する期間が長く続くため、出力電圧をかなり低くすることができる（図６参照。）。なお、出力電圧をトランスＴ１、Ｔ２の巻線比を変える等で調整することもできる。

（３）高電圧出力モード（昇圧モード）
高電圧出力モードは、所定期間のみ、整流部３０が昇圧チョッパ動作を行い出力電圧を高くするモードである。
図７は、実施形態１における高電圧出力モード（昇圧モード）のときの波形図である。なお、図７において、Ｑ’Ｉｄは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のいずれかのドレイン電流を示し、時刻ｔ３、ｔ７、ｔ１１、ｔ１５はスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ４、ｔ８、ｔ１２は、Ｑ’Ｉｄが０になるタイミングを示す。なお、Ｑ’Ｉｄの実線はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のドレイン電流を示し、Ｑ’Ｉｄの破線はスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のドレイン電流を示す。
図８は、実施形態１における高電圧出力モード（昇圧モード）を説明するために示す回路図である。図８（ａ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオン、Ｑ２、Ｑ４がオフ、Ｑ５、Ｑ６がオンのとき（時刻ｔ２〜ｔ３）の負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図であり、図８（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオン、Ｑ２、Ｑ４がオフ、Ｑ５、Ｑ６がオフのとき（時刻ｔ３〜ｔ４）の負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図である。
図９は、実施形態１における高電圧出力モード（昇圧モード）を説明するために示す回路図である。図９（ａ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオフ、Ｑ２、Ｑ４がオン、Ｑ５、Ｑ６がオンのとき（時刻ｔ６〜ｔ７）の負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図であり、図８（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオフ、Ｑ２、Ｑ４がオン、Ｑ５、Ｑ６がオフのとき（時刻ｔ７〜ｔ８）の負荷電流及び励磁電流を説明するために示す回路図である。

高電圧出力モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４が同期するようにスイッチング素子のオンオフを制御する。従って、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の波形は中電圧出力モード（同相モード）と同様であるが（図２参照。）、２次側制御部５０によって、スイッチング素子Ｑ１とＱ３又はＱ２とＱ４がオンするタイミングに同期して整流部３０の２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の両方を所定時間オンするように２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を制御する。言い換えると、スイッチング素子Ｑ１とＱ３、又はＱ２とＱ４をオンする機関の内、オン開始後の所定時間のみスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオンさせる。

（３−１）時刻ｔ２〜ｔ３
図７に示すように、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオフになったとすると、１次側の第１のコンバータ部１０においては、入力端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力端子の接地端子に戻る経路で負荷電流が流れる（図８（ａ）実線参照。）。これに対応して２次側においては、図８（ａ）の実線で示すような負荷電流が流れる。このとき、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図８（ａ）一点鎖線参照。）。
また、第２のコンバータ部２０においても同様に、入力端子Ｖｉｎからスイッチング素子Ｑ２、共振インダクタＬ２、共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｔ２−１を経由して入力端子の接地側端子に戻る経路で負荷電流が流れる（図８（ａ）実線参照。）。これに対応して２次側においては、第１コンバータ部の２次巻線Ｔ１−２とＴ２−２は同じ方向に、負荷電流が流れる（図８（ａ）破線参照。）。このとき、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ２、共振インダクタＬ２、共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｔ２−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図８（ａ）一点鎖線参照。）。

時刻ｔ２〜ｔ３においては、整流部３０の２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオンさせる。これにより、トランスＴ１、Ｔ２の２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２を短絡させる（図８（ａ）実線参照。）。このとき、共振インダクタＬ１、Ｌ２に昇圧用のエネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３には、昇圧された電圧に対する負荷電流に対応して誘導された電流成分が流れる（図７のＱ’Ｉｄ実線参照）。

（３−２）時刻ｔ３〜ｔ４
次に、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオフにする（開放する）ことで、図８（ｂ）の実線に示すような電流が流れる。
このように時刻ｔ２〜ｔ４においては、トランスＴ１、Ｔ２の２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２を部分的に短絡させたのち、開放することにより、整流部３０において昇圧チョッパ動作を行うこととなり、出力電圧Ｖｏｕｔを昇圧させることができる。
そして、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３の電流成分Ｑ’Ｉｄが０になる。

やがて、ＬＬＣ共振が終了すると励磁電流（図８（ｂ）一点鎖線参照。）のみが残り、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオフにすると（時刻ｔ５）、第１のコンバータ部１０においては、共振コンデンサＣ１−１次巻線Ｔ１−１−スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード―共振インダクタＬ１を通って共振コンデンサＣ１に戻る励磁電流が生じる（図９（ａ）一点鎖線参照。）。また、第２のコンバータ部２０においても、共振コンデンサＣ２−１次巻線Ｔ２−１−スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード―共振インダクタＬ２を通って共振コンデンサＣ２に戻る励磁電流が生じる（図９（ａ）一点鎖線参照。）。

（３−３）時刻ｔ６〜ｔ７
次に、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオンする。すると、今度は共振コンデンサＣ１−共振インダクタＬ１―スイッチング素子Ｑ２−１次巻線Ｔ１−１−共振コンデンサＣ１に流れる負荷電流が流れる（図９（ａ）実線参照。）。また、第２のコンバータ部２０においても、共振コンデンサＣ２−共振インダクタＬ２―スイッチング素子Ｑ４−１次巻線Ｔ２−１−共振コンデンサＣ２に流れる負荷電流が流れる（図９（ａ）実線参照。）。

時刻ｔ６〜ｔ７においては、整流部３０の２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオンさせる。これにより、トランスＴ１、Ｔ２の２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２を部分的に短絡させる（図９（ａ）実線参照。）。このとき、共振インダクタＬ１、Ｌ２に昇圧用のエネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４には、昇圧された負荷電流に対応して誘導された電流成分が流れる（図７のＱ’Ｉｄ破線参照）。

（３−４）時刻ｔ７〜ｔ８
次に、時刻ｔ７において、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオフにする（開放する）ことで図９（ｂ）の実線に示すような電流が流れる。
このように時刻ｔ６〜ｔ８においては、整流部３０において昇圧チョッパ動作を行うこととなり、出力電圧Ｖｏｕｔを昇圧させることができる。
そして、時刻ｔ８において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の電流成分Ｑ’Ｉｄが０になる。

やがて、ＬＬＣ共振が終了すると励磁電流（図９（ｂ）一点鎖線参照。）のみが残り、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をオフにする（時刻ｔ９）と、第１のコンバータ部１０においては、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬ１、共振コンデンサＣ１、１次巻線Ｔ１−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図８（ａ）一点鎖線参照。）。また、第２のコンバータ部２０においても、入力コンデンサＣ３からスイッチング素子Ｑ２、共振インダクタＬ２、共振コンデンサＣ２、１次巻線Ｔ２−１を経由して入力コンデンサＣ３に戻る励磁電流が生じる（図８（ａ）一点鎖線参照。）。

次に、時刻ｔ１０において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３をオンする。以下、同様に、繰り返す。

３．実施形態１に係るコンバータ１の効果
実施形態１に係るコンバータ１によれば、中電圧出力モードにおいて、１次側制御部４０は、第１及び第２のコンバータ部１０、２０のスイッチング素子Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４のオンオフタイミングを同期させ、２次側制御部５０は、整流部３０のスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオフにするため、一般的な電流共振型のコンバータと同様に、出力可能な電圧の範囲において周波数制御を行うことで所定の出力範囲内で所望の出力電圧を出力することができる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、低電圧出力モードにおいて、１次側制御部４０は、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）の位相と、スイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）の位相との間に位相差（オンオフタイミングの位相差）が生じるようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のオンオフを制御し、２次側制御部５０は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオフにするため、２次巻線Ｔ１−２、Ｔ２−２において逆電圧区間を発生させて出力電圧を低くすることができる。その結果、比較的低電圧の出力電圧を出力することができる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、高電圧出力モードにおいては、１次側制御部４０は、スイッチング素子Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４を同期させ、２次側制御部５０は、スイッチング素子Ｑ１とＱ３又はＱ２とＱ４がオンするタイミングに同期して整流部３０の２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を所定時間オンするようにスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を制御するため、当該所定期間のみ、整流部３０が昇圧チョッパ動作を行うことができ、出力電圧を高くすることができる。その結果、比較的高電圧において所望の出力電圧を出力することができる。

従って、実施形態１に係るコンバータ１によれば、上記した構成とすることにより、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することができるため、広範囲の出力電圧に対応可能なコンバータとなる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、上記した構成とすることにより、絶縁型コンバータの後段に非絶縁チョッパ回路を搭載することなく、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することができるため、広範囲の出力電圧に対応可能なコンバータでありながら、小型化することが可能なコンバータとなる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、低電圧出力モードにおいては、１次側制御部４０によって第１のコンバータ部１０のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の位相と第２のコンバータ部２０のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の位相との間の位相差(スイッチング素子Ｑ１とＱ３又はＱ２とＱ４の位相差）を調整することにより出力電圧を制御するため、比較的低電圧において所望の出力電圧を確実に出力することができる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、高電圧出力モードにおいては、２次側制御部５０によって整流部３０の２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をオンする時間を調整することにより出力電圧を制御するため、比較的高電圧において所望の出力電圧を確実に出力することができる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、１次側スイッチ部ＳＷ１、ＳＷ２においては、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びＱ３、Ｑ４でそれぞれハーフブリッジ回路が構成されているため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４について高耐圧のスイッチング素子を使用しなくても済み、かつ、効率が良いコンバータとなる。

また、実施形態１に係るコンバータ１によれば、第１及び第２のコンバータ部１０、２０は、それぞれ１次巻線Ｔ１−１、Ｔ２−１と直列に接続されている共振インダクタＬ１、Ｌ２を有し、第１及のコンバータ部１０（第２のコンバータ部２０）においては、共振インダクタＬ１（Ｌ２）、共振コンデンサＣ１（Ｃ２）及び１次巻線Ｔ１−１（Ｔ２−１）で共振回路を構成するため、比較的簡便な構成でソフトスイッチングを実現することができる。

［実施形態２］
図１０は、実施形態２に係るコンバータにおける高電圧出力モード（昇圧モード）の波形図である。なお、図１０において、Ｑ’Ｉｄは、スイッチング素子のドレイン電流を示し、時刻ｔ３、ｔ１１はスイッチング素子Ｑ６がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ７、ｔ１５はスイッチング素子Ｑ５がオフになるタイミングを示し、時刻ｔ４、ｔ８、ｔ１２はＱ’Ｉｄが０になるタイミングを示す。

実施形態２に係るコンバータのハードウェア構成回路は、図１に示す実施形態１に係るコンバータ１と同様であるが、高電圧出力モードにおけるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のオンオフタイミングが実施形態１に係るコンバータ１の場合とは異なる。すなわち、実施形態２に係るコンバータの高電圧出力モードにおいて、２次側制御部５０は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンするタイミング（図１０の時刻ｔ２、ｔ１０参照。）に同期して整流部のスイッチング素子Ｑ６をオンし、所定時間（時刻ｔ２〜ｔ３、ｔ１０〜ｔ１１）オン状態とするとともに（昇圧期間）、第１及び第２のコンバータ部１０、２０のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３に同期して整流部のスイッチング素子Ｑ５をオンする（同期整流期間）。また、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオンするタイミング（図１０の時刻ｔ６、ｔ１４参照。）に同期して整流部のスイッチング素子Ｑ５をオンして、所定時間（時刻ｔ６〜ｔ７、ｔ１４〜ｔ１５）オン状態とするとともに（昇圧期間）、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のオン期間に同期して整流部３０のスイッチング素子Ｑ６をオンする（同期整流期間）。このようにこれを交互に繰り返すように整流部３０の２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を制御する（図１０参照。）。

このように、実施形態２に係るコンバータは、電圧出力モードにおけるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のオンオフタイミングが実施形態１に係るコンバータ１の場合とは異なるが、実施形態１に係るコンバータ１の場合と同様に、中電圧出力モード及び高電圧出力モードにおいては、第１のコンバータ部のスイッチング素子と、第２のコンバータ部のスイッチング素子が同期し、低電圧出力モードにおいては、第１のコンバータ部のスイッチング素子の制御電圧の位相と、第２のコンバータ部のスイッチング素子の制御電圧の位相との間に位相差が生じるように第１及び第２のコンバータ部のスイッチング素子のオンオフを制御する１次側制御部と、低電圧出力モード及び中電圧出力モードにおいては、整流部のスイッチング素子をオフにし、高電圧出力モードにおいては、第１及び第２のコンバータ部のスイッチング素子がオンするタイミングに同期して整流部の２つのスイッチング素子のうちの少なくともいずれかを所定時間オンするように整流部の２つのスイッチング素子を制御する２次側制御部とを備えるため、低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することができるため、広範囲の出力電圧に対応可能なコンバータとなる。

また、実施形態２に係るコンバータによれば、高電圧出力モードにおいて、２次側制御部は、第１及び第２のコンバータ部のスイッチング素子がオンするタイミングに同期して整流部の２つのスイッチング素子のうちの一方を所定時間オンするとともに、第１及び第２のコンバータ部のスイッチング素子に同期して整流部の２つのスイッチング素子のうちの他方をオンし、これを交互に繰り返すように整流部の２つのスイッチング素子を制御するため、同期整流動作となり、出力整流時の電力損失を軽減することができる。その結果、電力変換効率の向上に寄与するとともに、発熱の抑制に寄与する。

なお、実施形態２に係るコンバータは、電圧出力モードにおけるスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のオンオフタイミング以外の点においては実施形態１に係るコンバータ１と同様の構成を有するため、実施形態１に係るコンバータ１が有する効果のうち該当する効果を有する。

以上、本発明を上記の実施形態に基づいて説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。その趣旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば、次のような変形も可能である。

（１）上記各実施形態において記載した構成要素の数、位置等は例示であり、本発明の効果を損なわない範囲において変更することが可能である。

（２）上記各実施形態において、１次側スイッチ部ＳＷ１，ＳＷ２において、入力側スイッチング素子でハーフブリッジ回路を構成したが、本発明はこれに限定されるものではない。１次側スイッチ部において、入力側スイッチング素子でフルブリッジ回路を構成してもよい。

（３）上記各実施形態において、第１及び第２のコンバータ部１０、２０は、１次巻線Ｔ１−１、Ｔ２−１と直列に接続されているインダクタＬ１、Ｌ２を有し、インダクタＬ１、Ｌ２、共振コンデンサＣ１、Ｃ２及び１次巻線Ｔ１−１、Ｔ２−１で共振回路を構成したが、本発明はこれに限定されるものではない。第１及び第２のコンバータ部１０、２０においては、寄生インダクタ、共振コンデンサ及び１次巻線で共振回路を構成してもよい。

１、９００…コンバータ、１０、９１０…第１のコンバータ部、２０…第２のコンバータ部、３０、９３０…整流部、９６０…追加のコンバータ部、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６…スイッチング素子、ＳＷ１、ＳＷ２…１次側スイッチ部、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４…コンデンサ、Ｌ１、Ｌ２…インダクタ、Ｔ１、Ｔ２…トランス、Ｔ１−１、Ｔ２−１…１次巻線、Ｔ１−２、Ｔ２−２…２次巻線、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４…ダイオード（Ｄ３、Ｄ４は寄生ダイオード）

Claims (9)

1. 低電圧出力モードと、中電圧出力モードと、高電圧出力モードとを切り替えて実施することにより所望の出力電圧を出力する絶縁共振型のコンバータであって、
   １次巻線及び２次巻線を有するトランス、前記トランスの１次巻線側に接続され、１次側スイッチング素子でブリッジ回路が構成されている１次側スイッチ部、及び、前記１次巻線と直列に接続されている共振コンデンサをそれぞれ有し、並列に接続された２つのコンバータ部であって、それぞれの前記２次巻線が互いに直列に接続された第１及び第２のコンバータ部と、
   前記第１及び第２のコンバータ部の各トランスの前記２次巻線側に接続され、ハイサイドに接続された２つのダイオードとローサイドに接続された２つの２次側スイッチング素子とでブリッジ回路が構成され、直列に接続された２つの前記２次巻線が、前記２つのダイオード、及び、前記２つの２次側スイッチング素子とそれぞれ並列に接続された整流部と、
   前記中電圧出力モード及び前記高電圧出力モードにおいては、前記第１のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子と、前記第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子とのオンオフタイミングを同期させ、前記低電圧出力モードにおいては、前記第１のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相と、前記第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相との間に位相差が生じるように前記第１及び第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子のオンオフタイミングを制御する１次側制御部と、
   前記低電圧出力モード及び前記中電圧出力モードにおいては、前記整流部の前記２次側スイッチング素子をオフにし、前記高電圧出力モードにおいては、前記第１及び第２のコンバータ部の１次側スイッチング素子がオンするタイミングに同期して前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの少なくともいずれかを所定時間オンするように前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子を制御する２次側制御部とを備えることを特徴とするコンバータ。
2. 前記低電圧出力モードにおいては、前記１次側制御部は、前記第１のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相と前記第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子の制御電圧の位相との間の位相差を調整することにより前記出力電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
3. 前記高電圧出力モードにおいては、前記２次側制御部は、前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの少なくともいずれかをオンする時間を調整することにより前記出力電圧を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載のコンバータ。
4. 前記高電圧出力モードにおいて、前記２次側制御部は、前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子が同期して所定時間オンするように前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータ。
5. 前記高電圧出力モードにおいて、前記２次側制御部は、前記第１及び第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子がオンするタイミングに同期して前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの一方をオンさせ、所定時間オン状態にするとともに、前記第１及び第２のコンバータ部の前記１次側スイッチング素子に同期して前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子のうちの他方をオンし、これを交互に繰り返すように前記整流部の前記２つの２次側スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータ。
6. 前記１次側スイッチ部においては、前記１次側スイッチング素子でハーフブリッジ回路が構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のコンバータ。
7. 前記１次側スイッチ部においては、前記１次側スイッチング素子でフルブリッジ回路が構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のコンバータ。
8. 前記第１及び第２のコンバータ部は、前記１次巻線と直列に接続されているインダクタをさらに有し、
   前記第１及び第２のコンバータ部においては、前記インダクタ、前記共振コンデンサ及び前記１次巻線で共振回路を構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のコンバータ。
9. 前記第１及び第２のコンバータ部においては、寄生インダクタ、前記共振コンデンサ及び前記１次巻線で共振回路を構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のコンバータ。

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